允许失真的有损编码方法和不允许失真的无损编码方法可以被获得来作 为用于压缩诸如语音和图像的信息的方法。众所周知的是各种有损压缩方法 是基于ITU-T(国际电信联盟-电信标准)或ISO/IEC MPEG(国际标准化组织 /国际电工委员会运动图像专家组)的标准的。这些有损压缩方法的使用使得 可以将数字信号压缩为1/10或更小，同时将失真控制为最小。但是，所述失 真依赖于编码条件和输入信号，被再现的信号的变差依赖于应用的类型而变 得有问题。
另一方面，众所周知的是广泛用来在计算机中压缩文件和文本的通用压 缩编码技术是用来完全地再现原始文本的无损压缩方法。利用这种技术，可 以压缩任何信号，并且文本通常被压缩为大约原始数量的一半。如果直接被 应用到语音和视频数据，则结果产生的压缩比是大约20％。
通过组合在高压缩比上进行的有损编码操作和在再现信号和其原始信号 之间的误差的无损压缩来以高压缩比进行无损压缩。这种组合压缩方法在下 文中被提出：日本专利申请公开物第2001-44847号“无损编码方法、无损解 码方法、用于执行这些方法的装置和程序存储介质(Lossless Encoding Method，Lossless Decoding Method，Apparatuses and Program Storage Medium for Performing These Methods)”。这种技术被公开，并且将简短地 被讨论。
在编码器中，帧分割器连续地将输入的数字信号(以下称为输入信号取 样链)分割成帧，每个帧包括1024个输入信号取样。所述数字信号是基于每 一个帧进行编码的有损压缩。只要通过解码处理在一定程度上重建原始输入 数字信号，则可以使用适合于输入信号的任何编码方法。例如，如果数字输 入信号是语音，则可以使用作为ITU-T的G.729标准推荐的语音编码。如果 数字输入信号是音乐，则可以使用在MPEG-4中采用的Twin VQ(变换域加权 交织向量量化)编码。或者，可以使用在上面引用的出版物中所公开的所述 有损编码方法。所述有损压缩代码然后被部分地解码，并且产生在部分信号 和原始数字信号之间的误差信号。实际上，不需要部分解码，就足以确定在 有损压缩代码的产生期间所获得的量化信号和原始数字信号之间的误差。误 差信号的幅度通常实质上小于原始数字信号的幅度。信息量被设置为在误差 信号的无损压缩编码中比在原始数字信号的无损压缩编码中要小。
为了增强在无损压缩编码中的效率，对于误差信号的带有符号的和绝对 值的表示中的取样链中的一个帧中的所有取样(带有符号的和绝对值的二进 制值)，利用在每个比特位置的取样链的方向(时间方向)上链接的比特、即 MSB、第二MSB、…、LSB来形成比特串。换句话说，转换了比特阵列。在同 一位置链接的1024个比特的比特串在此被称为“等距比特串”。相反，用于 表示包括每个取样的极性的幅度值的一个字的比特串在此被称为“幅度比特 串”。因为误差信号幅度小，在每个取样中在最高有效比特之下的一个比特或 多个比特通常为“0”。通过以预定符号来表示在比特位置链接和产生的等距 比特串，提高了误差信号的无损压缩编码效率。
等距比特串是如此进行编码的无损压缩。无损压缩编码可以是熵编码 (entropy coding)，诸如霍夫曼编码(Huffman coding)或算术编码 (arithmetic coding)。当在链中连续重复或在链中频繁出现同一符号(1或 0)时，可以使用熵编码。
解码端对无损压缩的代码进行解码，并且所解码的信号然后进行比特阵 列逆转换。换句话说，基于每一个帧来将等距比特串转换成幅度比特串。结 果产生的误差信号被连续地再现。同样对有损压缩的代码进行解码。将解码 的信号和所再现的误差信号求和，并且求和的信号在逐帧的基础上被连续地 链接起来，于是再现了原始数字信号串。
本发明的目的是压缩数字信号和提供一种编码方法、解码方法、编码装 置、解码装置及其用于使得可以选择分层的取样率的程序。

根据本发明，一种数字信号编码方法包括步骤：
(a)产生在要编码的信号和下述信号之一之间的差信号，其中所述下述 信号是：在属性级别上比要编码的信号低的信号和从所述在属性级别上较低 的信号中更改的信号；以及
(b)无损编码所述差信号。
根据本发明，一种数字信号编码装置包括：差信号产生部件，用于产生 在要编码的信号和下述信号之一之间的差信号，其中所述下述信号是：在属 性级别上比要编码的信号低的信号和从所述在属性级别上较低的信号中更改 的信号；差信号无损编码部件，用于无损编码所述差信号。
根据本发明，一种数字信号解码方法包括步骤：
(a)通过解码输入代码来产生差信号；以及
(b)通过合成所述差信号和下述信号之一来产生目标解码信号，其中所 述下述信号是：在属性级别上比所述差信号低的已解码的信号和从所述在属 性级别上较低的信号中更改的信号。
根据本发明，一种数字信号解码装置包括：差信号解码部件，用于通过 解码输入代码来产生差信号；以及信号合成部件，用于通过合成所述差信号 和下述信号之一来产生目标解码信号，其中所述下述信号是：在属性级别上 比所述差信号低的已解码的信号和从所述在属性级别上较低的信号中更改的 信号。
根据本发明，一种计算机可执行的编码程序描述了编码数字信号的过程， 并且所述过程包括步骤：
(a)产生在要编码的信号和下述信号之一之间的差信号，其中所述下述 信号是：在属性级别上比要编码的信号低的信号和从所述在属性级别上较低 的信号中更改的信号；以及
(b)无损编码所述差信号。
根据本发明，一种计算机可执行的解码程序描述了解码数字信号的过程， 并且所述过程包括步骤：
(a)通过解码输入代码来产生差信号；以及
(b)通过合成所述差信号和下述信号之一来产生目标解码信号，其中所 述下述信号是：在属性级别上比所述差信号低的已解码的信号和从所述在属 性级别上较低的信号中更改的信号。
附图说明
图1是用于图解根据本发明的第一实施例的编码装置和解码装置的功能 方框图。
图2是用于图解根据本发明的第二实施例的编码装置和解码装置的功能 方框图。
图3是用于图解根据本发明的第三实施例的编码装置和解码装置的功能 方框图。
图4是用于图解阵列转换和编码单元18的功能方框图。
图5A图解了以极性和绝对值表示的取样链(sample chain)的比特阵列转 换。
图5B图解了以二进制补码表示的取样链的比特阵列转换。
图5C图解了分组的格式的一个示例。
图6是图解解码和阵列逆转换单元45和丢失部分校正器58的功能方框 图。
图7是图解用于图6的丢失信息校正处理的过程(procedure)的流程图。
图8是图6的丢失信息校正单元58B的具体功能方框图。
图9是根据本发明的第三实施例的编码装置和解码装置的功能方框图。
图10A是图9的预测误差产生器31的具体功能图。
图10B图解了另一种预测误差产生器31的结构。
图11A是图9的预测合成器56的具体功能方框图。
图11B图解了另一种预测合成器56的结构。
图12A在概念上图解了误差信号的频谱特性。
图12B图解了作为将图12A的频谱特性的频率轴反转的结果而获得的频 谱特性。
图13是根据本发明的第四实施例的编码装置和解码装置的功能方框图。
图14A图解了根据本发明的代码的层分割的一个示例。
图14B图解了在幅度分辨率和幅度字长之间的关系。
图15图解了如图14A中所示的层分割代码、各种取样频率和各种幅度分 辨率的组合的关系。
图16是根据本发明的第五实施例的编码装置的功能方框图。
图17A图解了通过向上取样的内插。
图17B图解了内插滤波器。
图18A是图解作为本发明的一个实施例的无损压缩编码器设备的示例的 功能方框图。
图18B是与图18A的无损压缩编码器相对应的、作为本发明的一个实施 例的解码器设备的功能方框图。
图19A是图解作为本发明的一个实施例的无损编码器设备的功能方框 图。
图19B是作为本发明的一个实施例的无损解码器设备的功能方框图。
图20A图解了在子码和抽头数量之间的对应关系的一个示例。
图20B图解了在子码和增益之间的对应关系的一个示例。
图20C图解了在子码和取样点的移动之间的对应关系的一个示例。
图20D图解了子码的一个示例。
图21是根据本发明的一个实施例的解码装置的功能方框图。
图22是根据本发明的另一个实施例的编码装置的功能方框图。
图23是根据本发明的另一个实施例的编码装置的功能方框图。
图24图解了一种用于解释本发明的优点的音乐提供(delivery)系统。
图25图解了根据本发明的第七实施例的代码的层分割的示例。
图26图解了层分割码、各种取样率和各种幅度分辨率的组合的关系。
图27是根据本发明的第七实施例的编码器装置的功能方框图。
图28是实现本发明的实施例的编码设备的功能方框图。
图29是根据本发明的第七实施例的编码装置的另一个示例的功能方框 图。
图30是根据本发明的第七实施例的解码装置的功能方框图。
图31是根据本发明的第八实施例的编码装置的功能方框图。
图32是根据本发明的第八实施例的解码装置的功能方框图。
图33图解了根据本发明的第九实施例的代码的层分割的示例。
图34图解了根据本发明的第九实施例的在取样频率和幅度字长之间的 关系。
图35是根据本发明的第九和第十实施例的编码装置的功能方框图。
图36是图35的选择器76的功能方框图。
图37是根据本发明的第九和第十实施例的解码装置的功能方框图。
图38是图35的选择器76的另一个示例的功能方框图。
图39是并入进第九实施例的解码装置中的选择器87的功能方框图。
图40图解了根据第九和第十实施例的编码装置的另一个示例。
图41图解了根据第九和第十实施例的编码装置的另一个示例。
图42图解了根据本发明的第十一实施例的代码的层分割的示例。
图43图解了如图42中所示的层分割码、各种取样频率和各种幅度分辨 率的组合。
图44是根据本发明的第十一实施例的编码装置的功能方框图。
图45是根据本发明的第十一实施例的解码装置的功能方框图。
图46在概念上图解了根据本发明的第十二实施例的一种编码方法。
图47是具体地图解了根据本发明的第十二实施例的编码装置的方框图。
图48是具体地图解了根据本发明的第十二实施例的解码装置的方框图。
图49在概念上图解了根据本发明的第十三实施例的一种编码方法。
图50是具体地图解了根据本发明的第十三实施例的编码装置的方框图。
图51是具体地图解了根据本发明的第十三实施例的解码装置的方框图。
图52是图解根据第十二和第十三实施例的编码装置中的校正器的结构 的方框图。
图53是图解根据第十二和第十三实施例的解码装置中的校正器的结构 的方框图。
图54在概念上图解了根据本发明的第十四实施例的一种编码方法。
图55是图解根据本发明的第十四实施例的编码装置的具体结构的方框 图。
图56是图解根据本发明的第十四实施例的解码装置的具体结构的方框 图。
图57是图解根据本发明的第十五实施例的编码装置的结构的方框图。
图58是图解根据第十五实施例的差模块的结构的方框图。
图59是图解另一个差模块的结构的方框图。
图60是图解第十五实施例的解码装置的结构的方框图。
图61是图解图60的加法器模块的方框图。
图62是图解另一个加法器模块的结构的方框图。
图63是图解图57的另一个差模块的结构的方框图。
图64是图解图57的另一个差模块的结构的方框图。
图65是图解图60的另一个加法器模块的结构的方框图。
图66是图解图60的另一个加法器模块的结构的方框图。
图67图解了用于合成具有不同的取样频率和量化精度的信号的过程。
图68是图解根据本发明的第十六实施例的编码装置的结构的方框图。
图69是图解对应于图68的编码装置的解码装置的方框图。
图70是图68的编码装置的修改的方框图。
图71是对应于图70的编码装置的解码装置的方框图。
图72图解了附加到代码串的层信息的一个示例。
图73图解了四层编码配置。
图74图解了附加到在图73的编码配置中的代码串的层信息。
图75图解了九层编码配置。
图76图解了附加到在图75的编码配置中的代码串的层信息。
图77图解了附加到在图57的编码配置中的代码串的层信息。
图78图解了附加到在图50的编码配置中的代码串的层信息。
图79是图解本发明的编码方法的处理的流程图。
图80是图解本发明的解码方法的处理的流程图。
图81是图解用于执行本发明的编码和解码程序的计算机的结构的方框 图。

第一实施例
现在参照图1来讨论本发明的第一实施例。如图所示，也通过符号来表 示取样率(频率)。来自输入端11的数字信号被帧分割器12以例如每1024 个取样的每个帧单元来分割，并且在第一取样频率F1处的数字信号被向下取 样器13转换成在比第一取样频率F1低的第二取样频率F2处的数字信号。在 这种情况下，低通滤波处理去除在频率上等于或大于频率F2/2的分量，以便 在第二取样频率F2处的取样不会引起环回信号(loop-back signal)。
编码器14有损或无损压缩编码在第二取样频率F2处的数字信号，并且输 出结果产生的信号来作为主代码Im。如果编码器14执行有损压缩编码操作， 则主代码Im被部分解码器15所解码。在第二取样频率F2处的已解码的部分 信号被向上取样器16转换为在第一取样频率F1处的部分信号。如果编码器 14执行有损编码操作来最小化量化误差，则如此获得的量化信号是与由部分 解码器15所提供的输出相同的。所述量化信号可以沿着由点划链线所表示的 线被输入到向上取样器16中。在这种情况下，就不需要部分解码器15。如 果编码器14执行无损编码操作，则部分解码器15的输出变得与编码器14的 输入信号相同。在这种情况下，编码器14的输入信号可以沿着由两点划链线 所表示的线被提供到向上取样器16，并且不需要部分解码器15。在任一种情 况下，被馈送到向上取样器16的信号对应于主代码Im，并且为了在讨论下 面的实施例中的方便而被称为部分信号。在剩余的实施例中，同样不需要使 用部分解码器15。
误差计算器17计算在第一取样频率F1的部分信号和在从帧分割器12分 支的第一取样频率处的数字信号之间的差来作为误差信号，并且向阵列转换 和编码单元18提供所述误差信号。下面将讨论阵列转换和编码单元18的处 理。阵列转换和编码单元18包括比特阵列转换器和无损编码器，并且将所述 误差信号编码为可以被正确解码、即无损解码的误差代码Pe。输出单元19 将来自阵列转换和编码单元18的误差代码Pe和主代码Im格式化为所需要的 形式，然后向输出终端21输出作为结果产生的信号。
从本发明的编码装置10输出的代码串信号可以经由传输线被发送到解 码装置40，或者可以被暂时存储在记录介质中。从所述记录介质读取的代码 串信号随后可以被发送到解码装置40。如果所述代码串信号经由传输线被发 送，则输出单元19将主代码Im和误差代码Pe分出优先顺序和按每个预定长 度(例如，一个或多个帧的长度)分组化，并且连续地输出所述分组化的信 号。如果所述代码串被存储在记录介质中，则主代码Im和误差代码Pe按每 个帧被链接为一系列链接的代码串，并且根据与其连接的装置的接口而被输 出来作为多个并行比特或单个比特串。在随后的讨论中，以分组来输出主代 码Im和误差代码Pe。
在解码装置40中的输入单元42将通过接收终端41所接收的分组分离为 主代码Im和误差代码Pe。解码器43通过与编码装置10的编码器14的处理 相对应的解码处理来有损或无损解码主代码Im，由此产生在第二取样频率F2 处的解码信号。向上取样器44将在第二取样频率F2处的解码信号向上取样为 在第一取样频率F1处的解码信号。在这种情况下，执行内插处理以将取样频 率提高到在F2之上，由此产生部分信号。
所分离的误差代码Pe经由解码和阵列逆转换单元45处理以再现误差信 号。下面将讨论所述解码和阵列逆转换单元45的具体结构和处理。所再现的 误差信号的取样频率是第一取样频率F1，以及所述误差信号和来自向上取样 器44的部分信号被加法器46求和。所述信号的和然后被馈送到帧合成器47 来作为再现的数字信号。帧合成器47连续地级连(concatenate)成逐帧再现 的数字信号，并且将所级连的信号输出到输出端48。在由虚线表示的一种更 实际的布置中，丢失部分检测器49和丢失部分校正器58被提供在解码和阵 列逆转换单元45的输出侧上。丢失部分检测器49检测误差代码Pe的丢失分 组(packet)，以及丢失部分校正器58根据丢失分组检测的结果来校正已解码 的误差信号取样。稍后将参照图6、7和8来详细讨论这些元件。
在这种布置中，使用主代码Im和误差代码Pe来再现具有与原始数字信 号相同的取样频率的高质量信号。如果以分组来提供编码的输出，则主代码 Im的分组被给予高优先级，以便即使当误差代码Pe的分组丢失时也可以再 现相对高质量的信号。当用户需要普通质量的数据信号时，仅仅可以提供基 于在取样频率上低于原始数字信号的信号的主代码Im。因此为小数量的信息 提供了相对高质量的信号。例如，如果通过网络来传输数字信号，则发送端 可以根据网络条件(路径、通信容量和通信量)或响应于来自接收端的请求 来自由地做出是仅仅发送主代码Im还是同时发送主代码Im和误差代码Pe的 选择。
下面将具体地讨论由编码器14执行的无损编码，并且所述无损编码可以 执行与阵列转换和编码单元18的处理相同的处理。在这样的情况下，解码器 43以与解码和阵列逆转换单元45相同的方式来执行解码处理。
第二实施例
根据本发明的第二实施例，数据信号的取样频率以多层被布置，并且有 选择性地提供了更多类型质量的信号。
如图2所示，与参照图1所述的那些相同的元件被指定相同的附图标号。 根据第二实施例，向下取样器22将来自误差计算器17的在第一取样频率F1 的误差信号向下取样为在第三取样频率F3的误差信号，所述第三取样频率F3 低于第一取样频率F1，但是高于第二取样频率F2。例如，向下取样器13将输 入信号的第一取样频率F1降低到四分之一，由此产生第三取样频率F3。向下 取样器22将误差信号的第二取样频率F2降低到一半，由此产生取样频率F3。 换句话说，取样频率的关系是F1＝4F2和F1＝2F3。
编码器23有损或无损地压缩编码来自向下取样器22的在第三取样频率 F3的误差信号，由此输出辅助码Ie。部分解码器24解码所述辅助码Ie，由 此输出在第三取样频率F3的部分信号。向上取样器25将所述部分信号向上取 样为在第一取样频率F1的部分信号。误差计算器26计算在第一取样频率的所 述部分信号和来自误差计算器17的在第一取样频率的误差信号之间的误差， 来作为一个误差信号，并且向阵列转换和编码单元18提供所述误差信号。将 后述的阵列转换和编码单元产生误差代码Pe。作为部分解码器15，也不需要 部分解码器24。如果编码器23执行有损编码操作，则在输入到编码器23的 信号的量化处理中所获得的量化信号被馈送到向上取样器25，以便使误差最 小化。如果编码器23执行无损编码操作，则编码器23的输入信号可以被馈 送到向上取样器25。象在剩余的实施例中那样，如果不使用部分解码器15 和24的布置是可能的，则表示部分解码器15和24的方框。输出单元19将 主代码Im、辅助码Ie和误差代码Pe进行分组，并且在如需要而输出它们之 前将这些代码区分出优先顺序。
解码装置40从通过输入单元42接收的分组中分离主代码Im、辅助码Ie 和误差代码Pe。主代码Im被提供到解码器43，辅助码Ie被提供到解码器 43，以及误差代码Pe被提供到解码和阵列逆转换单元45。同样也执行与图1 所示的解码器43和解码和阵列逆转换单元45对主代码Im和误差代码Pe分 别执行的那些处理相同的处理也被执行。因此获得在取样频率F2的母信号 (mater signal)和在取样频率F1的误差信号。
解码器27解码辅助码Ie，由此再现在第三取样频率F3的已解码的辅助 信号。解码器27执行与在编码装置10中的编码器23的解码处理相对应的解 码处理。向上取样器52将在第三取样频率F3的已解码信号转换为在第一取样 频率F1的解码信号。解码器43将所述在第一取样频率的解码信号和来自向上 取样器44的在第一取样频率的解码信号求和。加法器46将解码信号的和与 来自解码和阵列逆转换单元45的在第一取样频率F1的误差信号求和，由此向 帧合成器47提供作为结果产生的和来作为再现的数字信号。
如果编码装置具有上述的取样频率的关系，则向上取样器44将取样频率 F2乘以4以便其成为取样频率F1，并且向上取样器52将取样频率F3加倍为取 样频率F1。
在这种布置中，如果正确地获得所有信息，即Im、Ie和Pe，则获得在 高的第一取样频率F1的原始数字信号。如果未获得任何再现的误差信号，则 向上取样器54将来自解码器43的在第二取样频率F2的解码信号转换为如虚 线所示的在第三取样频率F3的解码信号。这个信号和来自解码器27的解码信 号被加法器55求和。作为结果产生的和被提供到帧合成器47，来作为再现 的数字信号。虽然再现的数字信号在质量上略低于原始的数字信号，但是因 此从高效率编码的代码中获得与取样频率F3具有相同等级(level)的数字信 号。
为了进一步增强编码效率，仅仅主代码Im(即来自解码器43的在第二取 样频率F2的解码信号)可以被提供到帧合成器47来作为再现的数字信号。
假定作为原始数字信号的第一取样频率F1是192kHz的音乐信号，并且 假设第三取样频率F3是96kHz，并且假设第二取样频率F2是48kHz，则在 取样频率48kHz的再现的数字信号通常提供紧密盘(CD)级别的高质量。用 户对这个声音质量满意，解码装置40使用仅仅主代码Im。高质量信息于是 带有小数量的信息。对于期望在较高的取样频率96kHz的再现数字信号的用 户来说，可以使用主代码Im和辅助码Ie这两者。用户因此享受比具有较高 压缩比的CD更高质量的信号。对于期望更高取样频率的用户来说，可以在解 码装置40中使用Im、Ie和Pe来再现在192kHz的原始数字信号。
第二实施例的修改
现在将参照图3来讨论具有多级取样频率的第二实施例的修改。在图3 中，与参照图2所讨论的那些元件相同的元件被指定了相同的附图标号。在 编码装置10中，逐个帧的数字信号在被多个向下取样器级处理之后被馈送到 编码器14。如图所示，使用向下取样器13和向下取样器27的两级布置。用 于接收第一取样频率F1的输入的向下取样器13的输出是第三取样频率F3。用 于接收第三取样频率F3的输入的向下取样器27的输出是第二取样频率F2。编 码器14通过解码主代码Im而提供的在第二取样频率F2的部分信号被向上取 样器16转换为在向下取样器27的输入信号的取样频率的部分信号，即在第 三取样频率F3的部分信号，其中所述向下取样器27被布置在编码器14的紧 前部。在上述的取样频率关系中，向下取样器13和向下取样器27中的每个 都将各自的取样频率转换为一半。误差计算器52计算在第三取样频率F3的部 分信号和向下取样器27的输入信号之间的误差，来作为误差信号。所述误差 信号被编码器23有损或无损编码、最好是有损或无损高压缩率地编码成辅助 码Ie。
部分解码器24将辅助码Ie解码为在第三取样频率F3的部分信号。加法 器29将所述部分信号和向下取样器27的输入信号求和。向上取样器25将在 第三取样频率F3的已求和的部分信号转换为在第一取样频率的已求和的部分 信号。误差计算器17计算在所述已求和的部分信号和从帧分割器12的输出 中分支的数字信号之间的误差，来作为误差信号。在接收到所述误差信号时， 阵列转换和编码单元18产生误差代码Pe。误差代码Pe、主代码Im和辅助码 Ie被级连(concatenate)然后被输出。
在作为图3中所示的修改的编码装置10中，部分解码器15和部分解码 器24不可以象在图1和2中所示的编码装置那样被使用。在这种情况下，编 码器14和23的量化信号可以被分别提供到向上取样器16和加法器29(如 果编码器14和23执行有损编码处理)，或编码器14和24的输入信号可以分 别被提供到向上取样器16和加法器29(如果编码器14和23执行无损编码 处理)。
在解码装置40中的输入单元42将从接收终端41输入的分组分离为主代 码Im、辅助码Ie和误差代码Pe。主代码Im、辅助码Ie和误差代码Pe被解 码器43、解码器51和解码和阵列逆转换单元45分别再现为已经参照图2所 讨论的部分信号和误差信号。向上取样器44在此将来自解码器43的在第二 取样频率F2的解码信号转换为在第三取样频率F3的解码信号。这个解码信号 和来自解码器51的在第三取样频率F3的解码信号被加法器53求和。所求和 的解码信号被向上取样器52转换为在第一取样频率F1的解码信号。加法器 46将这个解码信号和来自解码和阵列逆转换单元45的在第一取样频率F1的 误差信号求和。作为结果产生的和被提供到帧合成器47，来作为再现的数字 信号。
如果不可获得用于再现误差信号的足够信息，或者如果不输入误差代码 Pe，则加法器53向帧合成器47提供在第二取样频率F2的所述求和信号，来 作为再现的数字信号。如果仅仅可以获得主代码Im，则来自解码器43的在 第二取样频率F2的解码信号被提供到帧合成器47。
在图2和3说明的第二实施例中的两个级处对取样频率进行转换。或者， 可以在用于编码或解码的三个或更多级处对取样频率进行转换。
阵列转换和编码单元
现在将参照图4具体讨论在图1、2和3中图解的编码装置的实施例中的 阵列转换和编码单元18。来自误差计算器17(在图2中指定的26)的误差 信号被馈送到子信息产生器18E。在子信息产生器18E中的有效数字数量检 测器18E5检测作为有效数字数量Fe的有效数字数量，该有效数字数量用于 在逐帧基础上表示一个帧内的误差信号取样的最大绝对值。比特阵列转换器 18A仅仅提取穿过在有效数字数量的部分内的每个误差信号的取样的相同比 特位置处的比特，来作为等距比特串。
来自比特阵列转换器18A的等距比特串被发送和记录单元分割器18B划 分为按发送单元或记录单元的数据。被划分的发送/记录单元数据被无损压缩 器18C无损压缩编码为误差数据代码Ine，该误差数据代码Ine然后被馈送 到子码加法器18D。子码加法器18D向所述误差数据代码Ine增加来自以后 要讨论的子信息编码器18F的子码Inx，并且输出作为结果产生的和，来作 为误差代码Pe。
图5A图解了比特阵列转换的示例。通过图5A的左部上的每个垂直列来 表示以极性符号和绝对值表示的每个误差信号取样的幅度比特串。幅度比特 串的一个帧在取样的方向中被连续地布置。为了容易理解一个幅度比特串的 状态，通过实线来包围跨在所述幅度上的幅度比特串DV(k)。在此，k表示在 帧内的时间，例如k＝1、2、…、1024。在这个示例中，幅度比特串DV(k) 的极性符号被布置为接近绝对值的MSB。如图所示，极性符号被布置为刚好 高于MSB(最高有效数字)。
以极性和绝对值表示来表达的误差信号被馈送到有效数字数量检测器 18E5。有效数字数量检测器18E5检测最接近于在误差信号的幅度比特串的一 个帧之内的MSB的“1”的位置，并且确定从LSB(最低有效数字)到所述数 字的有效数字的数量，来作为有效数字数量Fe。落入在误差信号的一个帧中 的有效数字数量Fe之内的部分LBP和极性符号被转换为等距比特串。换句话 说，不必将从有效数字数量Fe延伸到MSB的部分HBP转换为等距比特串。
仅仅每个取样的幅度(幅度比特串)的值的极性比特(符号)(即在一个 帧之内的时间方向上级联(concatenate)的比特)被从这样的取样阵列数据中 提取来作为等距比特串。然后，在有效数字数量Fe之内的一个链中的一系列 最高数字被提取来作为等距比特串。同样，在每个数字(在对应的比特位置 处)的在时间轴中级联(concatenate)的等距比特串被连续地提取。最后，提 取在所述帧内连接的等距LSB比特的串。所提取的等距比特串之一被表示为 通过图5A的左手部分上所示的水平阵列中的粗线来包围的DH(i)。在此，i 表示在阵列转换之前形成在幅度比特串中的等距比特串的多个比特的一个比 特位置。形成所述比特串的每个比特的内容通过比特阵列转换保持不变。
对于取样串执行比特阵列转换，在所述取样串中，以二进制补码中的正 和负整数来表示每个误差信号取样。图5B图解了幅度比特串的一个帧。如果 所述幅度比特串是正值，则在高于表示取样的最大绝对值的数字之上的数字 组(以图5B的部分HBP来表示)全是“0”。如果所述幅度比特串是负值，则 全部为“1”。除了所述部分HBP之外的部分LBP的数字的数量被图4的有效 数字数量检测器18E5检测为有效数字数量Fe。只要有效数字部分LBP和与 其相邻的比特位置(数字)、即极性符号被转换为等距比特串，就是足够的。
发送和记录单元分割器18B将等距比特串按每一个等距比特串DH(i)或 每多个相邻的等距比特串DH(i)分割为发送和记录单元数据。在这种情况下， 包括单个等距比特串的发送和记录单元数据和包括多个等距比特串的发送和 记录单元数据可以在一个帧中共存。无损压缩器18C将所分割的发送和记录 单元数据无损压缩编码为误差数据代码Ine。所述误差数据代码Ine然后被 馈送到子码加法器18D。
如图5C中所示，输出单元19在有效负荷PYD中存储所述发送和记录单 元数据的误差信号，并且向有效负荷PYL附加头部HD。例如，所述头部HD 包括由帧编号和在所述帧内的发送和记录单元数据编号(输出序列号)组成 的分组编号PKTN、优先级PRIO和数据长度DTL，以便解码端因此重建信号取 样串。
如果发送和记录单元数据(有效负荷)PYL的数据长度是固定的，则不 需要数据长度DTL。但是，如果无损压缩器18C压缩所述发送和记录单元数 据，则数据长度从分组到分组变化，并且因此需要数据长度DTL。而且，通 常向分组的结尾附加误差检测代码RD，诸如CRC代码，用于检测是否在整个 分组中发生误差。因此构建了分组PKT。对于主代码Im和辅助码Ie等同地 进行分组。误差代码Pe、主代码Im和辅助码Ie的分组PKT被连续地输出到 输出终端21。
如果分组PKT被列入优先地位，则向包含靠近MSB的发送和记录单元数 据的分组提供较高的优先级。优先级等级可以是2至5。极性符号的等距比 特串被给予最高的优先级，其后跟随着表示主代码Im的比特串和以此顺序表 示辅助码Ie的比特串。
返回图4，由有效数字数量检测器18E5检测的有效数字数量Fe被子信 息编码器18F所编码。所编码的有效数字数量Fe然后被输出。在图4的示例 中，通过使用线性预测分析，谱包络计算器18E4从逐个帧误差信号的取样链 中将用于表示谱包络的参数链LPC确定为线性预测系数。功率计算器18E1在 逐个帧的基础上计算误差信号的平均功率PW。所述误差信号被输入到逆滤波 器18E2，该逆滤波器18E2是基于由谱包络计算器18E4所确定的线性预测系 数链而被构造的。逆滤波器18E2以谱包络来归一化(normalize)误差信号， 由此执行拉平处理。被拉平的误差信号的平均功率被拉平功率计算器18E3所 确定。子信息编码器18F使用低达30-50比特/秒的比特率来量化参数链LPC 和平均功率PW，并且输出将这些量化值表示为子码Inx的代码。其中包括有 效数字数量Fe、谱包络的参数链LPC和平均功率PW的所述子码Inx被馈送 到输出单元19。子码Inx被附加到每个帧的代表性分组内，诸如包括具有极 性符号的发送和记录单元数据的分组，或者该子码Inx被输出为独立的分组。
阵列转换和编码单元检测在每个帧中的取样的最大有效数字数量，并且 对于在有效数字数量之内的比特执行阵列转换。或者，可以以比特阵列转换 和编码在采样链中的从LSB到MSB的所有比特而不检测有效数字数量，虽然 这样的布置的效率被略为变差。
解码和阵列逆转换单元
在图6中与丢失部分校正器58的具体示例一起示出了对应于上述的阵列 转换和编码单元18的解码和阵列逆转换单元45的一个具体示例。解码和阵 列逆转换单元45包括分离器45A、无损扩展器45B、发送和记录单元积分器 4 5C和比特阵列逆转换器45D。丢失部分校正器58包括子信息解码器58D、 开关58A、丢失信息校正器58B、以及列对齐单元58C。
分离器45A将由输入单元42分离的误差代码Pe的分组分离成误差数据 代码Ine和子码Inx。误差数据代码Ine被提供到无损扩展器45B，而子码 Inx被提供到在丢失部分校正器58中的子信息解码器58D。子信息解码器58D 解码表示谱包络的参数链LPC和表示平均功率PW的代码。子信息解码器58D 向列对齐单元58C提供有效数字数量Fe，并且向丢失信息校正器58B提供谱 包络参数链LPC和平均功率PW。
无损扩展器45B将误差数据代码Ine无损解码为发送和记录单元的误差 数据。发送和记录单元积分器45C根据其分组编号来积分作为结果产生的发 送和记录单元的误差数据，以便来自多个分组的一个帧的误差数据被以图5A 的右手部分上所示的等距比特串来布置。被积分的等距比特串被比特阵列逆 转换器45D转换为幅度比特串，即取样串(波形)。在这种情况下，如果在每 个取样中的发送和记录单元数据被以极性符号和绝对值来表示，则比特阵列 逆转换器45D以与参照图5A讨论的比特阵列转换相反的方式来将图5的右手 部分中所示的等距比特串转换为图5的左手部分中所示的幅度比特串，并且 输出误差信号取样链。在这个阵列逆转换中，属于在编码装置10中的相同取 样的比特被从来自发送和记录单元积分器45C的误差数据的等距比特串中提 取出来。因此构成了一个取样的幅度比特串。
如果发送和记录单元数据是基于从以二进制补码表示的幅度比特串直接 转换的等距比特串的，则在图5B的右手部分中所示的等距比特串的布置被转 换为图5B的左手部分中所示的等距比特串的布置。那种处理与前述的由极性 值和绝对值构成的取样的阵列转换处理的逆版本相同。来自比特阵列逆转换 器45D的误差信号取样被馈送到列对齐单元58C。列对齐单元58C根据有效 数字数量Fe来对每一个幅度比特串执行列对齐。换句话说，根据图5A的数 字部分HBP向幅度比特串的较高数字上加“0”，以便构造原始幅度比特串的 比特(数字)的数量。在以二进制补码来表示取样的情况下，而如果极性符 号是正的，则向图5B中的数字部分HBP附加“0”，如果极性符号是负的，则 附加“1”。如此对齐的幅度比特串被输出来作为再现的误差信号取样串(即 作为解码的误差信号取样)。
如果丢失分组，则丢失部分检测器49从所接收的分组的分组编号中检测 丢失的分组的编号。作为响应，开关58A被转换，并且来自比特阵列逆转换 器45D的幅度比特串被提供到丢失信息校正器58B而不用直接被提供到列对 齐单元58C。对于所述幅度比特串(取样)执行丢失信息校正，并且被校正 的幅度比特串被馈送到列对齐单元58C。
丢失信息校正器58B通过从已知的信息中估计丢失的信息来执行校正。 如果丢失了分组，诸如靠近通常具有低优先级的LSB端的比特的分组，则不 可能确定与丢失部分相对应的值。这是没有办法的，但可使用诸如0或在最 小可能值和最大可能值之间的中间值的小值来再现波形。在这种情况下，保 持固定比特编号的精度，但是大的失真导致可以听见。这是因为在原始声音 中的能量通常向低频区域移动。相反，由于丢失比特而引起的失真分量导致 基本上平坦的谱形。高频分量变得大于原始声音，如果被再现的话，则高频 分量声音对于听众来说像噪音。不固定的波形被校正，以便不固定分量的频 谱近似于平均频谱或在每个帧基础上固定的频谱。以这种方式，在校正后的 在频谱中的高频分量变小，以及以原始声音来屏蔽(mask)失真，从而改善了 声音质量。
更具体而言，对于丢失信息执行校正，以便从所关心的帧的除了丢失信 息之外的信息中获得的频谱变为对于几个过去的帧的平均频谱或从后述的解 码子信息所产生的帧中的固定频谱的相当接近的近似值。下面将讨论用于校 正的优选技术。在一种简单的校正技术中，丢失信息校正器58B使用低通滤 波器来平均所输入的再现取样链，由此去除高频噪音分量。如果预先知道原 始声音的谱形(包络)，则选择低通滤波器的阻塞特性，以便使用根据所述阻 塞特性设置的截止频率来衰减高频分量。或者，如上所述，可以确定平均频 谱，或可以考虑到在逐个帧基础上固定的频谱的形状来自适应地修改所述阻 塞特性。
解码和阵列逆转换单元45以这种方式来校正由丢失的分组所引起的丢 失信息。如果在LSB侧的分组根据需要有意不发送以增强压缩编码效率，则 解码和阵列逆转换单元45可以仍然执行无损编码处理，或者在不引起收听问 题的误差层次上执行再现处理。
或者，向每个取样值增加丢失信息(比特)的可能值的所有组合以产生 校正取样链(波形)候选者。所述候选者的谱包络被确定。其谱包络相当接 近地近似到子信息的解码的谱包络的校正取样链(波形)候选者被输出到列 对齐单元58C来作为校正取样链。参见图4和6，可以不需要无损压缩器18C 和无损扩展器45B。
在解码和阵列逆转换的上述讨论中，编码装置10计算有效数字数量，并 且阵列转换在所述有效数字数量之内的比特。如果没有通过编码装置10来检 测有效数字数量就对在取样链内的所有比特进行阵列转换，则解码装置40不 必执行列对齐操作。
通过子信息的校正
如果丢失信息(比特)的数量根据可能的丢失信息值的所有组合来在校 正取样候选者的产生中增长，则校正取样链(波形)大大地增加，由此导致 在工作负荷中的大大提高。校正操作会变得不现实。现在将讨论没有这种问 题的丢失信息校正器58B的结构、功能和处理。
图7图解了处理的一个示例，以及图8图解了功能和结构的一个示例。 使用从比特阵列逆转换器45D输入到试验波形产生器58B1的固定比特来再现 在一个帧内的试验波形(试验取样链)(S1)。在试验波形的再现中，丢失比 特可以被固定为0或在由丢失的比特可能采取的最大值和最小值之间的中间 值。例如，如果丢失了较低有效的4个比特，则在第0层和第15层之间的任 何值是校正值，但是可以试验性地设置第8层或第7层。
谱包络计算器58B2计算在试验波形中的谱包络(S2)。例如，如果对于 所述试验性波形执行在语音分析中使用的全杆式(all-pole-type)线性预测 分析。误差计算器58B3将估计的谱包络与被作为子信息传送的原始声音的谱 包络(即通过子信息解码器58D解码的谱包络)相比较。如果误差落入预定的 允许范围，则控制开关SW1以输出试验性波形来作为校正的再现误差信号 (S3)。
如果在所估计的谱包络形状和解码的谱包络形状之间的误差超过允许的 范围，则向试验性波形施加所估计的谱包络的特性的反转版本(S4)。更具体 而言，在用于全杆式线性预测的逆滤波器(全零型)58B4中设置用于表示在 步骤S2中确定的谱包络的参数，并且向逆滤波器58B4输入由试验波形产生 器58B1通过开关SW2提供的试验波形。试验波形的频谱因此被拉平。由此产 生拉平的信号。由功率计算器58B5来计算拉平的信号的平均功率。校正量计 算器58B6例如通过计算一个功率对另一个功率的比率或其间的差别而从所 述平均功率和由子信息解码器58D解码的平均功率PW(图4的功率计算器 18E1的输出)来计算校正量。响应于所述校正量，功率校正器58B7幅度校 正逆滤波器58B4的输出功率值。更具体而言，逆滤波器58B4的输出乘以所 述校正量，或者向逆滤波器58B4的输出加上所述校正量。功率校正器58B7 的输出功率值因此被设置为与解码的功率值一致(S5)。
子信息的谱包络的特性被施加到幅度校正的拉平信号上以校正谱包络 (S6)。更具体而言，功率校正器58B7的输出被馈送到全杆式合成滤波器 58B8，该全杆式(all-pole-type)合成滤波器58B8使用参数LPC，该参数LPC 表示子信息的解码的谱包络。因此产生频谱校正的波形。结果是，作为结果 产生的波形的谱包络是对原始误差信号的相当接近的近似。
但是，会与已经固定的数字的比特相矛盾的频谱校正的波形必须使用校 正器58B9被修改为正确的值(S7)。例如，如果在具有16比特精度的幅度值 中，较低有效的4个比特是未知的，则每个取样的每个可能值在16的范围内 是不固定的。所述取样被修改为接近频谱校正的波形的值。更具体而言，如 果在每个取样中校正的取样值落在可能的取样值的范围之外，则将所述取样 值修改为可能的取样值范围的极限。例如，如果较高有效的12比特的校正取 样值大于正确的12比特的取样值，则将所述较高有效的12比特的校正取样 值修改为这样的校正取样值，该校正取样值的较低有效的4比特全被设置为 “1”(上限)。如果所述校正的取样值小于正确的12比特的取样值，则较低 有效的4个比特全是“0”(下限)。在这种校正中，具有固定幅度值的比特变 得重合，并且以相当接近地接近原始误差信号的波形来再现谱包络。
被修改的波形可以在步骤S1和步骤S2被用作试验性波形，并且可以重 复随后的步骤。当有效数字数量逐个帧不同时，要经过谱包络计算器58B2进 行的线性预测分析的所关心的取样以及逆滤波器58B4和合成滤波器58B8的 处理可以跨在当前帧和过去的帧上。在这种情况下，即使如果要处理当前帧， 所述过去帧的有效数字数量也必须在分析和滤波处理之前与当前帧的有效数 字数量对齐。如果一个过去帧的有效数字数量比当前帧的有效数字数量小N 个有效数字，则过去帧的取样被下移N个有效数字以缩小幅度值。有效数字 数量与当前帧的有效数字数量对齐。相反，如果一个过去帧的有效数字数量 比当前帧的有效数字数量大M个有效数字，则过去帧的取样在浮点显示中被 暂时上移M个有效数字以扩展所述幅度值。所述有效数字数量与当前帧的有 效数字数量对齐。如果上移引起信息从寄存器中溢出并且大量丢失，则所述 过去帧的取样的幅度值在精度上下降。在这种情况下，可以不使用所述过去 帧，或者可以跳过当前帧的取样的校正处理。
如图7中的虚线所示，如果在步骤S2中的分析步骤需要的话，则在步骤 S2之前执行有效数字数量校正(S2′)。如果在步骤S4中的逆滤波处理需要 的话，则在步骤S4之前执行有效数字数量校正(S4′)。如果在步骤S6中的 合成滤波处理需要的话，则在步骤S6之前执行有效数字数量校正(S6′)。如 图8中的虚线所示，在需要过去帧的取样的情况下，由子信息解码器58D解 码的有效数字数量Fe被馈送到谱包络计算器58B2、逆滤波器58B4和合成滤 波器58B8中的任何一个。谱包络计算器58B2、逆滤波器58B4和合成滤波器 58B8在过去帧的取样的有效数字数量与当前帧的有效数字数量对齐后执行它 们自己的处理。
被假定是整数的波形(取样值)在滤波计算中被处理为实数，并且必须 将滤波器的输出值整数化。合成滤波器提供依赖于是否所述输出值按每个取 样或每个帧同时被整数化而不同的结果。任何一种方法都是可以接受的。
如图7和8所示，在步骤S4中，所述试验性波形被拉平。被拉平的试验 性波形(拉平信号)然后被提供到合成滤波器58B8。合成滤波器58B8提供 谱包络校正的、重新构建的取样链(波形)(S5′)。功率校正器58B7′幅度校 正所述谱包络校正的波形(S7′)并且算法进行到步骤S7。在这种情况下， 功率计算器58B5′计算来自合成滤波器58B8的谱包络校正的波形的平均功 率。校正量计算器58B6′根据子信息(对应于图4的子功率计算器18E的输 出)的平均功率和解码的功率PW来确定校正量。响应于所述校正量，功率校 正器58B7′幅度校正合成滤波器58B8的输出。
在图7的步骤S3之后，合成谱包络计算器58B10计算合成滤波器58B8′ 的滤波系数，该合成滤波器58B8′是用于在步骤S2中估计的谱包络的逆滤波 器58B4和用于子信息的谱包络的合成滤波器58B8的组合。试验波形被输入 到其中设置了滤波器系数的合成滤波器58B8′。合成滤波器58B8′于是合成具 有其谱包络被校正的波形。而且，可以对谱包络校正的波形执行幅度校正。 如果所有的幅度比特串被阵列转换为等距的比特串并且在编码装置10中的 比特阵列转换器18A未检测到图5A和5B中所示的有效数字数量Fe，则可以 不需要在与那个操作相关联的解码装置40中的有效数字数量检测器18E5和 列对齐单元58C。不必执行通过发送和记录单元的分割，并且也不必执行分 组化。如果执行分组化，则也分组化在第一到第三实施例中的主代码Im、辅 助码Ie和其它代码。
在本说明书中，分组丢失指的是因为在所述一个帧中的分组被有意去除 以调整信息量而使得在一个帧中的所有分组未被解码器接收的情况、因为转 换中心由于大的通信量而未能发送一些分组或由于在传输路径或记录和再现 装置中的故障而使得分组丢失的情况、因为在输入的分组中的误差而导致不 能读取和使用发送和记录单元数据的情况、以及给定的分组被过量地延迟的 情况。
根据上述的第一和第二实施例，原始数字信号在取样频率上被转换和编 码。误差信号在原始信号的取样频率上被输出为等距比特串。于是再现在质 量上满足各种需要的信号。
第三实施例
在图1、2和3的实施例中，阵列转换和编码单元18阵列转换和编码来 自误差计算器17或26的误差信号。或者，可以阵列转换和编码误差信号的 预测误差。图9图解了其中这样的技术被应用到图1的编码装置10的布置和 对应于此的解码装置40的结构。
在那种布置中，在误差计算器17和阵列转换和编码单元18之间的、在 图1的编码装置10中提供了预测误差产生器31，并且在解码和阵列逆转换 单元45和加法器46之间的解码装置40中提供了预测合成器56。其余的布 置保持与图1无变化。
如图10A所示，预测误差产生器31包括预测分析器31A、取样寄存器31B、 线性预测器31C、整数化器31D和减法器31E。取样寄存器31B向线性预测器 31C提供来自误差计算器17的紧前(immediate past)的误差信号的多个取样。 线性预测器31C根据频谱的一组包络参数对所述取样和来自预测分析器31A 的预测系数LPC执行卷积运算，由此提供线性预测值。整数化器31D整数化 所述线性预测值。减法器31E计算在所述整数预测值和来自误差计算器17的 误差信号的当前取样之间的差，由此输出预测误差信号Spe。所述预测误差 信号Spe被输入到阵列转换和编码单元18。
参见图10B，预测误差产生器31包括预测分析器31A、线性预测器31C、 整数化器31D和减法器31E。预测分析器31A对于来自误差计算器17的误差 信号执行线性预测分析，由此提供预测值LPC。线性预测器31C对所述预测 系数LPC和对应于误差信号的取样执行卷积运算，由此提供预测信号。整数 化器31D整数化所述预测信号，以及减法器31E计算在所述整数化的预测信 号和输入的误差信号之间的差来作为预测误差信号Spe。作为结果产生的预 测误差信号Spe被馈送到阵列转换和编码单元18。输出单元19被提供系数 代码Ic，该系数代码Ic对应于由预测分析器31A确定的预测系数LPC的量 化值。
在上述的实施例的每个中，计算机通过分别执行编码程序和解码程序而 作为编码装置10和解码装置40运行。在这种情况下，从CD-ROM、软磁盘或 经由通信线路向计算机的程序存储器下载无损编码程序和无损解码程序。
使用与上述相同的方式，阵列转换和编码单元18比特阵列转换和编码如 此获得的预测误差信号Spe，由此产生误差代码Pe。误差代码Pe然后被提供 到输出单元19。输出单元19分组化所述误差代码Pe和主代码Im，以及必要 时分组化系数代码Ic，并且从输出端21输出分组。
在解码装置40中，解码和阵列逆转换单元45将来自输入单元42的分离 的误差代码Pe解码为等距比特串。所述等距比特串的一个帧因此被阵列转换 为幅度比特串，因此再现预测误差信号。在接收到预测误差信号时，预测合 成器56执行预测分析，由此再现误差信号。预测合成器56对应于在编码装 置10中的预测误差产生器31。更具体而言，如果预测误差产生器31的结构 如图10A所示，则在解码装置40中的预测合成器56包括线性预测器56A、 加法器56B、预测分析器56C和整数化器56D，如图11A所示。
预测分析器56C确定预测系数，以便最小化在由线性预测器56A产生的 预测信号和由加法器56B提供的再现的误差信号之间的误差的功率。线性预 测器56A对预测系数和来自加法器56B的多个被再现的过去的误差信号取样 执行卷积运算，由此输出预测信号。所述预测信号被整数化器56D整数化。 加法器56B对所述整数预测信号和来自解码和阵列逆转换单元45的预测误差 信号求和，由此输出再现的误差信号。
如果在编码装置10中的预测误差产生器31的结构如图10B所示，则在 解码装置40中的预测合成器56包括线性预测器56A、加法器56B、整数化器 56D和系数解码器56E，如图11B所示。
由输入单元42分离的系数代码Ic被系数解码器56E解码。线性预测器 56A对解码信号和来自解码和阵列逆转换单元45的预测误差信号执行卷积运 算，由此产生预测信号。作为结果产生的预测信号被整数化器56D整数化。 加法器56B对整数值的预测信号和来自解码和阵列逆转换单元45的预测误差 信号求和，由此输出误差信号。
如此再现的误差信号的取样频率是第一取样频率F1。加法器46将所述误 差信号和来自向上取样器44的在第一取样频率F1的解码信号求和，由此再现 所述数字信号。所述数字信号被提供到帧合成器47。帧合成器47连续地连 接在一个帧和另一个帧上的再现数字信号，由此向输出端48输出作为结果产 生的信号。
在这种布置中，例如，被输入到输入端11的在第一取样频率F1的解码 信号是在96kHz的音乐信号。如果解码装置40接收到主代码Im和分组Pe 并且需要时接收到系数代码Pc，即所有信息，则解码装置40再现在对于原 始信号忠实的96kHz的取样频率的数字信号。如果用户对48kHz的取样频 率的信号很满意，则向下取样器13将取样频率设置为一半。在提供主代码 Im的情况下，提供高压缩率的代码。换句话说，提高编码效率。在这种情况 下，解码装置40向帧合成器47提供来自解码器43的在第二取样频率的解码 信号来作为再现的数字信号。
可以提供在满足用户需要的质量水平上的编码信号。向下取样器13去除 高频分量。来自误差计算器17的误差信号相对较大，并且如果所述误差信号 被直接馈送到阵列转换和编码单元18以编码，则信息量也变大。但是，根据 图9所示的第三实施例，误差信号的预测误差信号被产生，并且被馈送到阵 列转换和编码单元18。误差信号的一个分量被输出，而与很小的信息量无关。
向下取样器13向下取样输入信号以产生其中去除了大于F1/4频率的分 量的信号，并且向上取样器16将作为结果产生的信号向上取样到第一取样频 率F1。因此，通过从原始输入信号中减去所述向上取样的信号而产生误差计 算器17的在第一取样频率F1的误差信号。结果，在保持高频分量的同时去除 低频分量。产生具有大高频分量的频谱形状，如图12A所示。在第一取样频 率F1的误差信号的带宽是F1/2。如图9中的虚线所示，在误差计算器17的输 出端上布置频率轴反转器32。频率轴反转器32将频率轴相对于频率F1/4反 转，以便低频分量具有如图12B所示的较大误差。为了在时间域中反转频率 轴，可以将误差信号的取样乘以交替的极性反转系列+1和-1。所述频率轴反 转的误差信号然后被馈送到预测误差产生器31。
在频率轴反转中，要反转的误差信号e(t)的取样幅度值被乘以(-1)n(n 是表示取样编号的整数)。为此，按每个取样来反转幅度值的正符号和负符号。 频率域系数E(f)(f表示频率)沿着频率轴被反转，由此变为E(F1/2-f)。在 此，F1是输入信号的取样频率。如果在向下取样后的取样频率是F1/2并且要 被有损编码的频带从0向F1/4扩展，则误差信号的高频区域(从F1/4到F1/2) 没有有损压缩的效果。频率轴反转的误差信号分量在低频区域(0-F1/4)中 具有主要部分。为此，误差信号被转换为低频分量，其高频分量对随机性贡 献较小。通过无损压缩线性预测的预测误差，提高了压缩率。因此输出通过 无损编码处理而无损编码的代码。作为线性预测的结果的线性预测系数被量 化，因此输出预测的系数代码。
频率轴反转器57被布置在由虚线表示的、在解码装置40中的预测合成 器56之后的级上。频率轴反转器57以与频率轴反转器32相同的方式来在时 间域中反转频率轴。例如，图12B所示的误差信号频谱被反转为图12A所示 的误差信号频谱，并且被提供给加法器46，换句话说，作为与来自在编码装 置10中的误差计算器17的误差信号相同的误差信号。在解码端，解码和阵 列逆转换单元45无损地解码无损压缩的代码Pe，由此提供预测误差Spe。在 接收到由输入单元42分离的系数代码Ic时，系数解码器56E再现预测系数 LPC。从预测误差再现的预测系数LPC被线性预测以确定预测信号。频率轴反 转器57反转预测信号，由此再现误差信号。在频率轴反转中，要反转的误差 信号e(t)的取样幅度值乘以(-1)n(n是表示取样编号的整数)。为此，按每 个取样来反转幅度值的正符号和负符号。沿着频率轴反转频率域系数P(f)(f 表示频率)，由此变为P(F1/2-f)。因为预测信号在低频区域(0至F1/4)中 具有主要部分，因此从频率轴反转获得的误差信号在高频区域(F1/4至F1/2) 中具有其主要分量。
试验显示，当其取样频率被提高的误差信号被频率轴反转以产生预测误 差信号时比不执行频率轴反转时获得更高的性能。
第四实施例
图13图解了本发明的第四实施例。与参照图9所述的那些元件相同的元 件被指定相同的附图标号。在第四实施例中的编码装置10和在图9的编码装 置10之间的差别是向下取样器33将要提供给预测误差产生器31的误差信号 转换为在第三取样频率F3的误差信号。更具体而言，误差信号在被提供到预 测误差产生器31之前在取样频率上被降低。第三取样频率F3最好等于第二取 样频率F2。在这种情况下，被提供到向下取样器33的误差信号在被提供到向 下取样器33之前被频率轴反转器32按频率轴反转。
在图10B所示的预测误差产生器31中，预测分析器31F对从向下取样器 33输入的误差信号执行线性预测分析。线性预测器31C响应于线性预测系数 而处理来自向下取样器33的误差信号。整数化器31D整数化预测信号。向上 取样器31F将整数预测信号转换为在第一取样频率F1的预测信号。减法器31E 计算在第一取样频率F1的预测信号和来自频率轴反转器32的误差信号之间的 差。所述差被提供到阵列转换和编码单元18来作为预测误差信号。
在解码装置40中，预测合成器56在结构上被修改。向下取样器56F将 来自解码和阵列逆转换单元45的在第一取样频率F1的再现预测误差信号转换 为在第三取样频率F3的预测误差信号。线性预测器56A对所述预测误差信号 和从系数解码器56E解码的线性预测系数执行卷积运算，由此产生预测信号。 所述预测信号然后被整数化器56D整数化。向上取样器56G将整数预测信号 转换为在第一取样频率F1的预测信号。加法器56B将所述预测信号和来自解 码和阵列逆转换单元45的再现的预测信号求和，由此产生误差信号。所述误 差信号在被频率轴反转器57按频率轴反转后被馈送到加法器46。
在编码装置10中的预测误差产生器31可以是图10A所示的那个。在这 种情况下，向上取样器31F被布置在整数化器31D的输出端。与所述布置一 起，可以将解码装置40中的预测合成器56构造为如图11A所示。而且，向 下取样器56F被布置在线性预测器56A的信号输入端，并且向上取样器56G 被布置在整数化器56D的输出端。
在降低误差信号的取样频率而产生预测误差信号的情况下，误差信号具 有低频分量，即仅仅在图12B所示的误差信号中的高电平分量。因为在这个 带宽内的窄信号的预测误差信号被产生，所以处理工作负荷变得较小，或者 被确定的预测信号在精度水平上变高。
在每个上述的实施例中，计算机通过分别执行编码程序和解码程序而作 为编码装置10和解码装置40来运行。在这种情况下，从CD-ROM、软磁盘或 经由通信线路向计算机的程序存储器中下载无损编码程序和无损解码程序。
根据本发明的第三和第四实施例，如果正确地解码主代码Im和如果正确 地再现误差信号，则具有在高频范围上的取样频率的高质量信号被再现。主 代码的解码使得可以再现相对较高质量的信号，即使误差信号未被获取或如 果误差信号不被适当地再现也是这样。当用户对于高质量信号的需要不强时， 通过仅仅提供主代码Im来提高编码效率。误差信号的提供使得需要极高质量 信号的用户满意。在这种情况下，通过提供误差信号来作为预测误差信号而 提高编码效率。
第五实施例
两维分层
根据上述的第一到第四实施例，代码(主代码Im)的输出被向下取样到 低于输入的数字信号而被输出的取样频率上。而且，输出是以在原始声音的 同一取样频率的误差代码Pe，即在编码的主代码Im和原始声音之间的误差。 根据质量需要，用户在仅仅主代码Im的使用和主代码Im和误差代码Pe两者 的使用之间进行选择。换句话说，在这些实施例中，具有两个层取样频率的 信号被用作要编码的信号。
在第五实施例中，信号具有M×N的两维分层结构，即M种取样(也称为 幅度字长或量化精度，并且以比特编号来表示)和N种取样频率(取样率) 的幅度分辨率的组合。数字信号的所有层被编码和产生。图14A图解了在数 字信号的两维层编码中的数字信号的组合。这个示例提供了3×3层，其中M ＝3种类型，即16比特、20比特和24比特的幅度字长，和N＝3，即48kHz、 96kHz和192kHz的取样频率。参见图14A，幅度字长(比特编号)被从取 样字的最高有效位MSB向下绘制，并且水平地绘制取样频率。
图14B示出了具有代码A、代码B和代码C的层结构。作为代码A，具有 24比特幅度字长的数字信号的、除了较低的8个比特之外的、较高的16个 比特在48kHz的取样频率被编码。作为代码B，等于或高于代码A的编码分 量的频率分量在96kHz的取样频率被编码。作为代码C，等于或高于代码B 的编码分量的频率分量在192kHz的取样频率被编码。
对于具有较低的4个比特附加到16比特字长的20比特字长的信号来说， 较低的4个比特分量、即从20比特字长中减去16比特字长的剩余量分别在 取样频率48kHz、96kHz和192kHz的取样频率被编码，并且它们被分别分 层为代码D、E和F。对于具有较低的4比特进一步被附加到20比特字长的 24比特字长信号，较低的4个比特、即从24比特字长中减去20比特字长的 剩余量分别在取样频率48kHz、96kHz和192kHz被编码，并且它们分别被 分层为代码G、H和I。在每一个16比特或更长的信号的取样频率处执行代 码的分层。
使用在幅度字长(幅度分辨率和量化精度)和取样频率的9种两维分层 编码条件之下编码的代码A-I来输出9种数字信号，它们是3种幅度字长和 3种取样频率的所有组合。通常，使用M种幅度字长和N种取样频率的组合 来产生M×N种分层数字信号。使用用于取样频率和幅度字长的组合的图15所 示的代码。例如，如果代码A、B、E和H被用于具有96kHz的取样频率和 24比特的幅度字长的数字信号的情况中，就是足够的。
现在将参照图16的功能方框图来讨论产生代码A-I的编码方法。在下面 对实施例的讨论中，M种幅度分辨率以从低到高分辨率的顺序被称为第一幅 度分辨率、第二幅度分辨率、…、第M幅度分辨率，并且任何一个分辨率被 称为第m个幅度分辨率。在此，m是落入范围1≤m≤N内的整数。类似地，N 种取样频率被称为第一取样频率、第二取样频率、…、第N取样频率。在此， n是落在范围1≤n≤N内的整数。而且，第n个幅度分辨率和第m个取样频 率的数字信号被称为(m，n)数字信号。
原始声音(m，n)数字信号Sm，n被存储在用于产生代码A-I所需要的取 样频率和幅度字长的组合的(m，n)声音源60m，n中。在此，m表示第m个幅 度字长(量化精度)，其中m＝1、2或3。更具体而言，m＝1表示16个比特， m＝2表示20个比特，以及m＝3表示24比特。而且，n表示第n个取样频率 (取样率)，其中n＝1、2或3。更具体而言，n＝1表示48kHz，n＝2表示 96kHz，以及n＝3表示192kHz。
如果未准备具有给定条件的数字信号，则产生比那个数字信号更高的数 字信号。至少准备具有24比特的幅度分辨率和192kHz取样频率的(3，3) 数字信号S3，3、即数字信号603，3。通过向下取样(3，3)数字信号S3，3或删节 较低的比特(在此例如为较低的4个比特或较低的8个比特)来产生另一个 声音源60m，n(m≠3和n≠3)的数字信号。
(1，1)压缩器611，1压缩编码来自(1，1)声音源601，1的(1，1)数字 信号S1，1，由此产生(1，1)代码A。精度转换器621，1将(1，1)数字信号S1，1 从第一量化精度向高于该第一量化精度的第二量化精度进行精度转换。如果 以代码绝对值来表示(1，1)数字信号S1，1，则向预定数量的比特(在这个示 例中是4比特)增加0。(2，1)精度转换信号与(2，1)声音源602，1的(2， 1)数字信号S2，1具有相同的量化精度(相同的幅度字长)。(2，1)减法器633，1 从来自(2，1)声音源602，1的(2，1)数字信号S2，1中减去所述(2，1)精 度转换信号，由此产生(2，1)误差信号Δ2，1。(2，1)压缩器612，1压缩编码 所述(2，1)误差信号Δ2，1，由此产生和输出(2，1)代码D。
(1，1)向上取样器641，1将(1，1)数字信号S1，1的取样频率转换为(1， 2)向上取样频率，来作为高于所述第一取样频率的第二取样频率。在这个示 例中，取样频率被从48kHz向96kHz转换。例如，由虚线表示的取样被插 入在由图17A的实线表示的(1，1)数字信号S1，1的取样链中的两个相邻取样 之间。由虚线表示的取样被设置为尽可能接近作为通过以第二取样频率取样 原始声音而获得的第一幅度字长的数字信号的取样。如图17B所示。例如， 所述(1，1)数字信号S1，1被延迟单元D1和D2连续地延迟。输入到这些延迟 单元的取样和从延迟单元D2输出的取样分别被乘法器641、642和643乘以 加权值W1、W2和W3。加法器644对这些乘积求和，由此提供取样US1。换句 话说，图17B的内插滤波器对所述(1，1)数字信号S1，1执行线性内插，由此 产生(1，2)向上取样的信号US1。
(1，2)减法器631，2从来自(1，2)声音源601，2的(1，2)数字信号S1，2 中减去(1，2)向上取样信号US1，由此产生(1，2)误差信号Δ1，2。(1，2) 压缩器611，2压缩编码所述(1，2)误差信号Δ1，2，由此产生和输出(1，2) 代码B。
为了产生代码E，(1，2)精度转换器621，2向来自(1，2)声音源601，2 的(1，2)数字信号S1，2附加4比特的“0”。由此产生具有幅度字长为20比 特的(2，2)精度转换信号。(2，2)减法器632，2从来自(2，2)声音源602，2 的(2，2)数字信号S2，2中减去所述(2，2)精度转换信号，由此产生(2，2) 误差信号Δ2，2。(2，2)压缩器612，2压缩编码所述(2，2)误差信号Δ2，2，由 此提供代码E。
通过压缩编码在来自(3，2)声音源603，2的(3，2)数字信号S3，2和通 过精度转换来自(2，2)声音源602，2的(2，2)数字信号S2，2而获得的信号 之间的误差信号Δ3，2而获得代码H。通过压缩编码(1，3)误差信号Δ1，3来获 得代码C，其中所述(1，3)误差信号Δ1，3是在来自(1，3)声音源601，3的 (1，3)数字信号S3，1和通过向上取样来自(1，2)声音源601，2的(1，2) 数字信号S1，2所获得的信号US2之间的误差。通过压缩编码在来自(2，3)声 音源602，3的(2，3)数字信号S2，3和通过精度转换来自(1，3)声音源S1，3的 (1，3)数字信号S1，3所获得的信号之间的误差信号Δ2，3，来获得代码F。通 过压缩编码在来自(3，3)声音源603，3的(3，3)数字信号S3，3和通过精度 转换来自(2，3)声音源602，3的(2，3)数字信号S2，3所获得的信号之间的 (3，3)误差信号Δ3，3，来获得代码I。
现在将概括地讨论这些代码A-I。对于m＝1和n＝1的组合，(1，1)压 缩器611，1压缩编码来自(1，1)声音源601，1的(1，1)数字信号S1，1，由此 产生(1，1)代码A。对于落入范围1≤m≤M-1和1≤n≤N内的m和n的组 合，(m，n)精度转换器62m，n将(m，n)数字信号Sm，n转换为具有高于第m个 量化精度的第m+1量化精度的(m+1，n)精度转换信号。(m+1，n)减法器 63m+1，n从来自(m+1，n)声音源60m+1，n的(m+1，n)数字信号Sm+1，n中减去所述 (m+1，n)精度转换信号，因此产生余项(residual)(m+1，n)误差信号 Δm+1，n。(m+1，n)压缩器61m+1，n压缩编码所述(m+1，n)误差信号Δm+1，n，由此产 生(m+1，n)代码。
对于落入范围m＝1和1≤n≤N-1内的m和n的组合，(m，n)向上取样 器64m，n将所述(m，n)数字信号向上取样到高于第n个向上取样频率的第n+1 向上取样频率，由此产生(m+1，n)向上取样信号。(m，n+1)减法器63m，n+1 从来自(m，n+1)声音源60m，n+1的(m，n+1)数字信号中减去(m，n+1)向上 取样信号，由此产生余项(m，n+1)误差信号Δm，n+1。(m，n+1)压缩器61m，n+1 压缩编码(m，n+1)误差信号Δm，n+1，由此产生(m，n+1)代码。
因为能量在(1，1)数字信号S1，1中不均匀地分布，所以(1，1)压缩 器611，1通过组合预测编码、变换编码和高压缩率编码来执行压缩编码。图18A 作为一个具体示例图解了一种无损压缩编码器，它允许高压缩率编码。这种 技术被公开在日本专利申请公开出版物第2001-144847号中。
参见图18A，在编码器设备61中，帧分割器61A在时间轴上将输入的数 字信号连续地划分为帧，每个帧包括1024个数字信号(即1024个点取样)。 一帧接一帧的数字信号被有损量化器61B有损压缩编码。所述编码方法在此 可以是适合于输入信号的任何类型，只要在解码处理期间原始数字信号按一 定程度上被再现就行。例如，如上所述，如果数字输入信号是语音信号，则 可以使用ITU-T标准的语音编码。如果数字输入信号是音乐，则可以使用作 为MPEG-4 AUDIO的选项的TwinVQ。可以使用任何其它的有损编码方法。所 述有损编码的代码I(n)被解量化器61C部分地解码。差电路61D产生在所述 部分信号和原始数字信号之间的误差信号。以与参照图1的部分解码器15前 述的相同的方式，有损量化器61B执行有损量化，由此提供量化的信号。使 用所述量化的信号，可以获得误差信号。可以不需要解量化器61C。误差信 号表示有损量化器61B的量化误差。所述误差信号的幅度比原始数字信号的 幅度小得多。当数字信号被有损压缩编码时，信息量可以比当量化误差信号 被无损地压缩编码时更小。
为了提高在无损压缩编码中的效率，阵列转换器61E阵列转换误差信号， 即取样链。阵列转换器61E的处理与前面参照图5所讨论的处理相同。但是， 在未检测有效数字的情况下对于所有比特执行阵列转换。从跨在来自差电路 61D的量化误差信号的帧内的取样上的相同比特位置的每个、即从每个取样 的MSB、第二MSB、…、LSB的每个中提取出比特来作为等距比特串。无损编 码器61F无损编码所述等距比特串，由此输出代码I(e)。在无损编码器61F 输出代码I(e)的同时，无损量化器61B输出量化代码I(n)。
因为(1，2)误差信号Δ1，2和(1，3)误差信号Δ1，3中的每一个都具有 仅仅在其频率带宽的上半部分上的能量，所以(1，2)压缩器611，2和(1，3) 压缩器611，3可以在预测信号后或在图18A的阵列转换器61E的处理之后执行 压缩编码。压缩器612，1、613，1、612，2、613，2、612，3和613，3中的每个都可以是具 有其中去除了有损量化器61B、解量化器61C、差电路61D的图18A的编码器 设备，即图19A的无损编码器设备61。如果输入到压缩器612，1、613，1、…、 612，3和613，3中的每个的误差信号足够小，则输入的误差信号变得接近噪音， 并且不可预期大的压缩。在这个帧中，可以仅仅对表示0的代码执行压缩编 码。
如果在解码端不预先知道在(1，1)向上取样器641，1和(1，2)向上取 样器641，2中使用的内插滤波器的抽头的数量(在图17B中的乘法器的数量， 在图17B的示例中的3)，则子信息编码器651，2和651，3分别输出表示抽头数量 的子信息来作为分别具有以虚线表示的、与其相关联的(1，2)代码和(1， 3)代码的(1，2)子信息和(1，3)子信息。图20A示出了内插滤波器的抽 头数量和子码的示例。对于内插滤波器的抽头数量，如果在解码端执行高精 度解码则选择大数量，而如果在解码中的精度要求不很高，则选择小数量。 抽头数量可以是固定的数量，并且在这种情况下，不必发送子码。
现在将参照图21来讨论对应于图16的编码器设备的解码器设备。
(1，1)代码A、(2，1)代码D、(3，1)代码G、(1，2)代码B、(2， 2)代码E、(3，2)代码H、(1，3)代码C、(2，3)代码F和(3，3)代码 I被分别输入到(1，1)扩展器801，1、(2，1)扩展器802，1(3，1)扩展器 803，1、(1，2)扩展器801，2、(2，2)扩展器802，2、(3，2)扩展器803，2、(1， 3)扩展器801，3、(2，3)扩展器802，3、以及(3，3)扩展器803，3中来用于扩 展解码。以这种方式，(1，1)数字信号S1，1和误差信号Δ2，1、Δ3、1、Δ1、2、 Δ2，2、Δ3、2、Δ1，3、Δ2，3、和Δ3，3。除了m＝1和n＝1之外的(m，n)扩展器80m，n 扩展解码第m个量化精度和第n个取样频率的(m，n)误差信号Δm，n。(m，n) 扩展器80m，n扩展解码已经由对应于(m，n)扩展器80m，n的(m，n)压缩器61m，n 压缩编码的(m，n)代码。
对于落入范围1≤m≤M-1和1≤n≤N之内的m和n的组合，(m，n)精度 转换器81m，n将由(m，n)扩展器80m，n扩展解码的、具有第m个量化精度和第 n个取样频率的数字信号Sm，n转换为具有第(m+1，n)个量化精度来作为量化 精度(幅度字长)的(m+1，n)精度转换信号。(m+1，n)加法器82m+1，n向由 (m+1，n)扩展器80m+1，n扩展解码的(m+1，n)误差信号Δm+1，n上增加所述(m+1， n)精度转换信号，由此再现具有第(m+1)个量化精度(幅度字长)和第n 个取样频率的(m+1，n)数字信号Sm+1，n。
例如，(1，1)精度转换器811，1向由(1，1)扩展器801，1扩展解码的(1， 1)数字信号S1，1的较低的4个比特上附加0，由此产生具有20比特幅度字长 的(2，1)精度转换信号。(2，1)加法器822，1向由(2，1)扩展器802，1扩 展解码的(2，1)误差信号Δ2，1增加(2，1)精度转换信号，由此产生(2， 1)数字信号S2，1。
对于落入范围m＝1和1≤n≤N-1的m和n的组合，(1，n)向上取样器 831，n将来自(1，n)扩展器801，n的(1，n)数字信号S1，n转换为具有第(n+1) 向上取样频率的(1，n+1)向上取样信号。(1，n+1)加法器821，n+1向从(1， n+1)扩展器801，n+1提供的、具有第一量化精度和第n+1取样频率的(1，n+1) 误差信号Δ1，n+1加上第n+1个向上取样信号，由此再现具有第一量化精度和第 n+1取样频率的(1，n+1)数字信号S1，n+1。
例如，(1，1)向上取样器831，1将由(1，1)扩展器801，1扩展解码的(1， 1)数字信号S1，1转换为具有从第一取样频率转换的第二取样频率的(1，2) 向上取样信号。(1，2)加法器821，2向由(1，2)扩展器801，1扩展解码的(1， 2)误差信号Δ1，2加上(1，2)向上取样信号，由此再现(1，2)数字信号S1，2。
如果未预先知道在(1，1)向上取样器831，1和(1，2)向上取样器831，2 中使用的内插滤波器的抽头数量，则子信息解码器851，2和851，3将与(1，2) 代码B和(1，3)代码C相关联地输入的(1，2)子信息和(1，3)子信息 分别解码为作为子信息的抽头数量，并且在(1，1)向上取样器831，1和(1， 2)向上取样器831，2中设置各自的抽头数量。
(1，1)扩展器801，1是对应于在图16的编码装置中的(1，1)压缩器 611，1的一个扩展器。如果图18A的编码器设备61被用作(1，1)压缩器611，1， 则图18B的解码器设备80被用作(1，1)扩展器801，1。
在解码器设备80中，无损解码器80A解码无损编码的代码I(e)。阵列 逆转换器80B对于解码的信号执行由在编码器设备61中的阵列转换器61E执 行的处理的逆版本(inverted version)(例如在与参照图5A和5B所讨论的 处理相反的处理中将等距比特串按阵列转换为幅度比特串)。在逐个帧的基础 上连续地再现量化误差信号。阵列逆转换器80B也解码所述有损压缩的代码 I(n)，以及加法器80D将所述解码信号加到被再现的量化误差信号上。最后， 帧合成器80F将被求和的信号逐个帧地连续地连接，由此再现原始数字信号。
在(1，1)代码A中的无损压缩的代码I(e)被无损地解码。从作为帧的 量化误差信号的解码比特串中再现在帧中的对应比特位置处的比特串的以符 号和绝对值表示的多个取样。在(1，1)代码A中的无损压缩代码I(n)被加 到量化误差信号上，因此提供(1，1)数字信号S1，1。
扩展器801，1和801，3使用对应于由压缩器611，2和611，3执行的编码方法的解 码方法。扩展器801，1和801，3可以执行预测解码技术或变换解码技术。剩余的 扩展器执行对应于由压缩器执行的编码方法的编码方法。如果压缩器如图19A 所示而构造，则与其对应的扩展器可以是去除解量化器80C和加法器80D的 图18B的解码器设备80，即图19B所示的布置。
在图16的编码器设备的布置中，以概括的方式来在两维的分层结构中编 码各种数字信号，其中每个是各种幅度分辨率(幅度字长)之一和各种取样 频率(取样率)之一的组合。总的来说，以高效率来执行压缩编码处理。使 用小数量的数据以用户请求的组合可以获得数字信号。
根据图21的解码装置的结构，从来自由图16的编码装置所编码的代码 中的、以量化精度和取样频率的多种组合的数字信号之中的以统一的方式来 解码期望的信号。
一些用户不必要求在图16中所示的所有组合中的(m，n)数字信号Sm，n。 图21的解码装置至少包括(1，1)扩展器801，1、(1，1)向上取样器831，1、 (1，2)扩展器801，2和(1，2)加法器821，2，以便解码代码A和代码B，并 且至少包括(1，1)精度转换器811，1、(2，1)扩展器802，1和(2，1)加法器 822，1或者(1，2)精度转换器811，2、(2，2)扩展器802，2和(2，2)加法器 822，2或者(1，2)向上取样器831，2、(1，3)扩展器801，3、(1，3)加法器821，3、 (1，3)精度转换器811，3、(2，3)扩展器802，3和(2，3)加法器822，3，以便 解码代码D或代码E或代码C和F。
在图16至图21的每个实施例中，量化精度的类型的数量M和取样频率 的类型的数量N中的每个不限于3。数量M可以被增加或减少以增加或减少 层的数量。类似地，数量N可以被增加或减少以增加或减少层的数量。
第六实施例
以图16所示的量化精度和取样频率的组合中的(m，n)数字信号Sm，n的 声音源60m，n是预先准备的一个声音源。每个声音源的数字信号与其中(m，n) 数字信号仅仅进行向下取样和较低比特删节处理的处理不同。依赖于建立者 的偏好，向数字信号加上噪音(固定的颤动信号)。所述数字信号可能已经经 历了各种在幅度和取样(在取样点位置)上的变换和调整。通常预先未知何 种类型的变换和调整。
根据本发明的第六实施例，图16的编码装置还包括调整器66，以便当 (m，n)精度转换器62m，n或(m，n)向上取样器64m，n分别将较低幅度分辨率 的数字信号或较低取样频率的数字信号转换为较高幅度分辨率(量化精度、 幅度字长)的数字信号或向上取样频率的数字信号的时候，最小化减法器 63m+1，n(或63m，n+1)的输出的(m+1，n)误差信号Δm+1，n(或Δm，n+1)。
如图22所示，例如，(m，n)精度转换器62m，n将来自声音源60m，n的(m， n)数字信号从第m个量化精度(幅度字长、幅度分辨率)向第m+1个量化精 度转换，如上所述。所述(m+1，n)精度转换信号然后被在调整单元66中的 增益调整器66A按电平调整。电平(增益)调整的(m+1，n)精度转换信号 然后被定时调整器66B在取样位置上调整。减法器63确定在取样位置调整的 (m+1，n)精度转换信号和(m+1，n)数字信号之间的差。
作为减法器63的相减结果的(m+1，n)误差信号Δm+1，n被输入到误差最 小化器66C中。误差最小化器66C控制在增益调整器66A中的电平调整的数 量和在定时调整器66B中的取样位置调整的数量，以便最小化在压缩前的 (m+1，n)误差信号Δm+1，n的信息量。为此，所述误差信号被压缩编码，并且 比较作为结果产生的误差信号的信息量。作为近似信息量的比较的简单方法， 误差信号的功率电平被比较，并且增益和取样位置可以被确定以便最小化功 率。在下面的实施例中，最小化误差信号的功率。例如，误差最小化器66C 使用表格的形式在未示出的存储器部分中存储电平调整的数量的多个预定值 和取样位置调整量的多个预定值，其中在所述表格中，子码分别与这些值相 关联，如图20B和20C中所示。从电平调整数量的值中选择最小化(m+1，n) 误差信号Δm+1，n的一个值，以及从取样位置调整量的值中选择最小化(m+1，n) 误差信号Δm+1，n的那个值。表示所选择的电平调整量和所选择的取样位置调整 量的子码被输出。电平调整量和取样位置调整量可以被成对地存储在一个表 格中而不是在独立的表格中。例如，电平调整量的一个值和取样位置调整量 的一个值可以被配对，并且与各自的一对相关联的子码可以被存储在表格中。
如果最小化了误差信号的功率，则向(m+1，n)压缩器61m+1，n发出压缩 命令信号。(m+1，n)压缩器61m+1，n压缩编码(m+1，n)误差信号Δm+1，n。误差 最小化器66C向子码产生器69提供表示在那个时间的电平调整量和取样位置 调整量的子码。子码产生器69将输入的电平调整量和取样位置调整量的子码 相连接，由此输出被连接的子码来作为与(m+1，n)代码相关联的(m+1，n) 子码。
类似地由图22中的虚线和加上括号的附图标号所表示，(m，n)向上取 样器64m，n以第(n+1)取样频率来向上取样(m，n)数字信号，由此产生(m， n+1)向上取样信号。以与前述相同的方式，(m，n+1)向上取样信号在电平 上被定时调整器66B调整，并且在取样位置上被定时调整器66B调整。当接 收到被调整的(m，n+1)向上取样信号时。减法器63从(m，n+1)数字信号 Sm，n+1中减去所述(m，n+1)向上取样信号，由此产生(m，n+1)误差信号Δm，n+1。 误差最小化器66C控制增益调整器66A和定时调整器66B，以便最小化(m， n+1)误差信号Δm，n+1。(m，n+1)压缩器61m，n+1压缩已最小化的(m，n+1)误 差信号Δm，n+1。子码产生器65编码对应于所选择的增益和所选择的取样位置 量的子码，由此输出与(m，n+1)代码相关联的(m，n+1)子码。如果输出 (m，n)向上取样器64m，n的内插滤波器的抽头数量，则子码产生器65也将内 插滤波器的抽头数量编码为(m，n+1)子码。
图20B图解了在子码和增益调整之间的对应关系，以及图20C图解了在 子码和取样位置调整量(取样点移动量)之间的对应关系。如图20D所示， 这些子码包括以下述顺序排列的用于表示是否存在或不存在子码信息的存在 /不存在代码C11、增益代码C12、移动量代码C13和抽头数量代码C14，并 且被称为(m，n+1)子码。参见图22，增益调整器66A可以与定时调整器66B 在位置上相互交换。增益调整器66A和定时调整器66B之一可以被省略。可 以在逐个帧的基础上执行由误差最小化器66C进行的子码的产生。例如，如 果固定的颤动信号被附加到(m，n)数字信号上，并且预先知道所述固定颤 动信号的附加，则从(m+1，n)精度转换信号和(m，n+1)向上取样信号之 一中减去所述固定的颤动信号，并且结果可以被馈送到(m，n+1)减法器63m，n+1。 所述固定的颤动信号可以被编码，并且被输出为(m+1，n)子码。
如果如上所述在编码装置中调整较低的数字信号、更具体而言是(m+1， n)精度转换信号，则编码装置必须包括调整器以根据解码的子信息来调整所 述精度转换信号。图23图解了这样的操作。调整器87调整(m，n)数字信 号。子信息解码器88解码与(m+1，n)代码相关联的(m+1，n)子代码，由 此产生子信息，在这种情况下是增益量和取样位置调整量。所述子信息被馈 送到调整器87的形状改变控制器87C。
(m，n)精度转换器81m，n将扩展解码的(m，n)数字信号转换为具有第 m+1量化精度的(m+1，n)精度转换信号。所述(m+1，n)精度转换信号被 连续地提供到在调整器87中的增益调整器87A和定时调整器87B，然后被提 供到加法器87m+1，n。形状改变控制器87C在增益调整器87A中设置解码的增益， 并且在定时调整器87B中设置对应于解码的取样位置量的延迟时间。所述 (m+1，n)精度转换信号因此处在编码装置中的增益调整器66A调整的相同 电平处和定时调整器66B(图22)调整的相同取样位置处。换句话说，恢复 与在编码端相同的形状。(m+1，n)加法器82m+1，n将如此电平调整和取样位置 调整的(m+1，n)精度转换信号加到由(m+1，n)扩展器80m+1，n解码的(m+1， n)误差信号Δm+1，n上。来自(m+1，n)加法器82m+1，n的被再现的(m+1，n)数 字信号Sm+1，n变得与在编码装置中的(m+1，n)声音源60m+1，n的(m+1，n)数 字信号Sm+1，n相同。
使用向上取样所再现的(m，n)数字信号来再现(m，n+1)数字信号。 如果输入与(m，n+1)代码相关联的(m，n+1)子码，则向上取样器83m，n转 换所再现的(m，n)数字信号，由此产生具有由图23中的虚线和加有括号的 符号所表示的第n+1向上取样频率的(m，n+1)向上取样信号。(m，n+1)向 上取样信号被连续地施加到增益调整器87A和定时调整器87B，然后被施加 到加法器82m，n+1。所述(m，n+1)子码被子信息解码器88解码。形状改变控 制器87C分别在增益调整器87A和定时调整器87B中设置解码的增益调整、 对应于取样位置量的增益、延迟时间。(m，n+1)加法器82m，n+1向扩展解码的 (m，n+1)误差信号Δm，n+1加上如此电平调整的和取样位置调整的(m，n+1) 精度转换信号。于是再现(m，n+1)数字信号Sm，n+1。
增益调整器87A可以与定时调整器87B在位置上相互交换。可以省略增 益调整器87A和定时调整器87B之一。如果可以获得固定的颤动信号来作为 从子码解码的信息，则可以从(m+1，n)精度转换信号或(m，n+1)向上取 样信号中减去这个信号。
图22中所示的编码装置和编码方法本身与图23中所示的解码装置和解 码方法本身构成了本发明的实施例。无损压缩编码以量化精度和取样频率的 各种组合中的、至少两个声音源的数字信号是可能的，并且被编码的代码以 高精度被无损解码。
图22所示的编码装置和编码方法和图16所示的解码装置和解码方法提 供了量化精度和取样频率的两维多层结构。类似地，图23所示的解码装置和 解码方法可以具有两维的多层结构，如图21所示。
图16和22中分别图解的编码装置和图21和23中分别图解的解码装置 可以包括计算机，该计算机用于通过执行程序来执行所述装置的功能。在这 种情况下，对于解码装置，从诸如CD-ROM或磁盘的记录介质或经由通信线路 向计算机的程序存储器中下载解码程序，以及计算机执行所述解码程序。
为了讨论本发明的优点，比较图24所示的3种音乐提供配置。换句话说， 为了满足在取样频率和量化精度(幅度分辨率)上不同的要求，服务器执行 下列步骤：
A.服务器以并入本发明的可升级的编码方法来编码音乐信号，并且存储 所编码的音乐数据。例如，服务器准备图14A所示的一系列代码A-I。响应 于来自客户终端的请求，所述服务器选择和组合代码，并且将所述代码发送 到客户终端。
B.服务器预先准备每个信号来作为多个取样频率的每个和多个量化精度 的每个的组合，例如，响应于客户终端对于图16所示的9个声音源的信号的 请求的、一系列的组合的代码，并且响应于来自所述终端的请求而选择一个 代码和将所述代码发送到所述客户终端。
C.服务器仅仅存储具有最高取样频率和最高量化精度的信号的压缩代 码，并且响应于来自客户终端的请求而解码所述代码，转换取样频率，转换 量化精度，重新编码所述代码，然后向客户终端发送所编码的代码。
客户终端解码所接收的系列代码，并且重新构建用于执行在并入本发明 的配置A中的向上取样和精度转换处理的数字信号。在配置C和D中，解码 信号被立即重新构建。
压缩代码系列的量在配置B的服务器中变大，并且计算量在配置C中变 大。在引入本发明的配置A中，具有最高取样频率和最高幅度分辨率的压缩 代码包括具有较低取样频率和较低幅度分辨率的压缩代码。使用所涉及的较 小的信息量就容易地满足了多种请求。
如上所述，本发明被应用到数字音乐信号上，但是可以等同地被应用到 数字视频信号上。
根据第五和第六实施例，响应于在幅度精度和取样率上不同的要求而执 行编码处理，并且具体上，以统一的方式来执行无损编码，由此提高整个系 统的效率。
第七实施例
现在将讨论本发明的第七实施例。在这个实施例中，要产生的数字信号 具有来自作为M种量化精度的、3种的16比特、20比特和24比特的量化精 度之中的任何一种，并且具有来自作为N种取样频率的、3种的48kHz、96kHz 和192kHz的取样频率之中的任何一种。现在将讨论数字信号的两维多层编 码。
图25图解了第七实施例和代码的示例，其中24比特和192kHz的数字 信号在两维多层编码中被分解。数字信号在取样频率上被分层为代码A、代 码B和代码C。通过以取样频率48kHz编码去除了较低的8个比特的、具有 幅度字长24比特的数字信号的较高的16比特而获得代码A。通过以取样频 率96kHz编码高于被编码为代码A的分量的频率分量而获得代码B。通过以 取样频率192kHz来编码高于被编码为代码B的分量的频率分量来获得代码 C。
对于以较低的4比特附加到16比特字长的20比特字长的信号，所述较 低的4比特分量、即从所述20比特字长中减去所述16比特字长的余项在取 样频率48kHz上被编码，然后被称为代码D。通过在取样频率96kHz上编 码高于代码D的编码分量的频率分量而分层代码E。通过在取样频率192kHz 上编码高于代码E的编码分量的频率分量而分层代码F。对于将是较低的4 个比特进一步附加到所述20比特字长的24比特字长信号，所述较低的4比 特，即从所述24比特字长中减去所述20比特字长的余项在取样频率48kHz 上被编码，并且被称为代码G。通过在取样频率96kHz上编码高于代码G的 编码分量的频率分量来分层代码H。通过在取样频率192kHz上编码高于代 码H的编码分量的频率分量来分层代码I。
使用在幅度字长(幅度分辨率和量化精度)和取样频率的M×N种两维分 层编码条件下编码的代码A-I来输出M×N种数字信号，它们是M种幅度字长 和N种取样频率的所有组合。在图26中所示的用于取样频率和幅度字长的组 合的代码(1)被使用。例如，如果代码A、B、D、E、G和H被用于编码具有 取样频率96kHz和幅度字长24比特的数字信号的情况下，则是足够的。
在这个实施例中，对于具有量化精度16比特和取样频率48kHz的数字 信号基本地执行编码，并且对于上层信号，编码相对于具有较低量化精度或 较低取样频率的差信号分量。通过诸如在图26中所示的使用的代码(1)的 简单代码的组合来表示具有第m个量化精度和第n个取样频率的信号。
图27图解了用于执行图25和26所示的两维分层编码处理的编码装置的 功能结构。图27所示的到压缩器61m，n的输入信号是单个原始声音(在这种情 况下，为具有24比特幅度字长和192kHz取样频率的数字信号)通过多种量 化精度和多种取样频率被按层分解为的、多个分层信号之一。
来自声音源60的具有24比特幅度字长和192kHz的取样频率的数字信 号被比特分离器71分离为多个比特周期，即较高的16比特、较低的4比特 和更低的4比特。向下取样器721，3将所述较高的16比特向下取样到96kHz 的取样频率。向下取样器721，3的输出被向下取样器721，2进一步向下取样到48 kHz的取样频率。向下取样器721，2的输出被提供到压缩器611，1。压缩器611，1 无损压缩编码输入信号，由此输出代码A。当数字信号被用作16比特信号时， 可以执行舍入处理(rounding process)，或可以增加被称为颤音(dither)的 低电平噪音而不仅仅去除20比特的较低的4个比特。在这种情况下，在所产 生的16比特信号和20比特信号之间的误差分量信号也被分离。幅度可以是 5-6比特而不是4比特，但是可以原样使用增加的比特数量。其它处理步骤 与上述的相同，并且也应用于下面的实施例。
来自向下取样器721，2的输出被向上取样器731，1向上取样到取样频率96 kHz。减法器741，2将在来自向上取样的输出的输出和来自向下取样器721，3的 输出之间的差确定为误差信号Δ1，2。(1，2)压缩器611，2无损压缩编码误差信 号Δ1，2，由此输出代码B。
向上取样器731，2将来自向下取样器721，3的输出向上取样到192kHz的取 样频率。减法器741，3将在来自向上取样器731，2的输出和由比特分离器71分 离的16比特信号之间的差确定为误差信号Δ1，3。压缩器611，3无损压缩编码所 述误差信号Δ1，3，由此输出代码C。
向下取样器722，3和722，2将正好比来自比特分离器71的信号的较高的16 比特低的4个比特的信号转换为48kHz的取样频率。压缩器612，1无损压缩编 码向下取样器722，2的输出，由此输出代码D。减法器742，2将在向下取样器722，3 的输出和向上取样器732，1通过向上取样向下取样器722，2的输出所提供的向上 取样的输出之间的差确定为误差信号Δ2，2。压缩器612，2无损压缩编码误差信 号Δ2，2，由此输出代码E。减法器742，3将在向上取样器732，2通过向上取样向 下取样器722，3的输出所提供的向上取样的输出和来自比特分离器71的4比特 信号之间的差确定为误差信号Δ2，3。压缩器612，3无损压缩编码误差信号Δ2，3， 由此输出代码F。
以与上述相同的方式，使用向下取样器723，3和723，2、向上取样器733，1和 733，2、减法器743，2和743，3、以及压缩器613，1、613，2和613，3来基于来自比特分 离器71的信号的最低的4个比特而产生和输出代码G、H和I。
图27所示的每个向上取样器对于输入到其的信号执行内插滤波处理，如 上参照图17A和17B所述。因子W1、W2和W3被确定以便最小化对应的减法 器74m，n+1的输出误差信号Δm，n+1的功率。
来自减法器741，3的输出误差信号具有16比特的幅度字长和192kHz的 取样频率。这个信号具有96kHz的带宽，并且在幅度上小，并且在从0到 48kHz的范围内几乎是0。例如，图28所示的编码器设备61被用作压缩器 611，3。线性预测器61A对来自减法器741，3的误差信号执行线性预测分析。作 为结果产生的线性预测系数被量化，并且输出对应于量化值的代码Ic。使用 所述预测系数，产生输入的误差信号的预测信号。所述预测信号被整数化器 61B整数化。减法器61C将在被整数化的预测信号和输入的误差信号之间的 差确定为预测误差信号。无损压缩器61D有效地无损压缩编码所述预测误差 信号。其它的压缩器使用所述预测编码技术等来有效地执行压缩编码处理。
如上在编码处理中所述，具有24比特的量化精度和192kHz的取样频率 的信号的每个取样都被分离并且因此被分层为16比特、4比特和4比特的三 个信号。每个其比特在所述量化精度的、被分离的信号在取样频率48kHz、 96kHz和192kHz被分层。或者，输入的数字信号可以首先在取样频率被分 层，然后，可以根据取样的幅度字长来分离在每个层处的误差信号。如图29 所示，向下取样器723将来自声音源60的具有量化精度24比特和取样频率 192kHz的信号向下取样为96kHz的取样频率，以及向上取样器732将所述 向下取样的信号向上取样为取样频率192kHz。减法器741将在向上取样信号 和来自声音源60的原始声音之间的差确定为误差信号Δ1。
向下取样器722将向下取样器723的输出向下取样为取样频率48kHz。向 上取样器731将所述向下取样的信号向上取样为取样频率96kHz。减法器742 将在所述向上取样的信号和来自向下取样器723的输出信号之间的差确定为 误差信号Δ2。来自减法器741和742的误差信号和来自向下取样器722的输出 被比特分离器711、712和713分别分离为较高的16比特、较低的4比特和最 低的4比特。分离的信号被压缩器无损压缩编码。在图29中，对应于图27 所示的压缩器的压缩器被指定了相同的附图标号。
到图29所示的压缩器61m，n的输入信号是单个原始声音(在这种情况下， 为具有24比特幅度字长和192kHz取样频率的数字信号)通过多种幅度分辨 率(量化精度)和多种取样频率被按层分解成的多个分层信号之一。
第七实施例的解码装置
图30图解了第七实施例的解码装置的功能结构。第七实施例的解码装置 解码由图27或图29中图解的编码装置编码的、组合了M种量化精度和N种 取样频率的9＝M×N种数字信号。
扩展器801，1、801，2、801，3、802，1、802，2、802，3、803，1、803，2、和803，3分别无 损扩展代码A、B、…、I，由此提供编码器设备的压缩器的输入的分层信号。 扩展器80m，n可以执行与由在解码器设备80中的无损解码器80A和阵列逆转换 器80B使用的技术相同的技术。
扩展器801，1输出具有幅度字长16比特和取样频率48kHz的数字信号(以 下称为16b、48kHz数字信号)来作为再现信号S1，1，以及向上取样器831，1 将所述再现信号S1，1向上取样到取样频率96kHz。加法器821，2向由扩展器801，2 解码的误差信号Δ1，2上加上向上取样的信号，由此输出再现的16b、96kHz 数字信号S1，2。向上取样器831，2将所述16b、96kHz数字信号S1，2向上取样到 取样频率192kHz。加法器821，3向由扩展器801，3解码的误差信号Δ1，2上加上 向上取样的信号，由此输出再现的16b、192kHz数字信号S1，3。加法器822，1 向由扩展器802，1解码的误差信号Δ2，1上加上再现的16b、48kHz数字信号， 由此输出再现的20b、48kHz数字信号S2，1。
通过类似地组合分层信号，再现了数字信号S2，2、S2，3、S3，1、S3，2、和S3，3。 如果由加法器82m，n相加的两个取样频率彼此不同，则在相加之前向上取样较 低的取样频率以用于频率匹配。关于表示向上取样器的附图标号83m，n的下标， 在右侧上的n表示第n个取样频率被向上取样为第n+1个取样频率。例如， 右下标n＝1表示取样频率被从48kHz向96kHz向上取样，以及下标n＝2 表示取样频率被从96kHz向192kHz向上取样。总之，分层部分信号的向上 取样和在幅度方向上的比特连接重新构建了高精度的信号。
如果在解码端不要求高质量的解码信号(诸如具有量化精度24比特和取 样频率192kHz的数字信号)，则可以省略具有高于所需要的质量(量化精度 和取样频率)的量化精度和取样频率的信号。例如，利用24比特的最大量化， 可以省略最低的4比特的分层信号或用于再现具有高取样频率的信号的分层 信号。
为了通过网络发送信号，在不同的分组中设置代码A、…、I，并且低分 层(即低等级)的代码被分配了较高的优先级。以这种方式，有效地使用网 络资源。例如，可以在正常的操作条件下发送所有信息，但是在网络故障或 通信量重期间，至少可以优先发送代码A。
第八实施例
参见图31，根据本发明的第八实施例，像在第七实施例中一样在取样频 率上分层具有量化精度16比特的信号，但是在每个取样频率处执行对于16 比特或更多的分层处理。换句话说，对于具有20比特的量化精度的信号，具 有从中减去16比特的量化精度的信号分量的、并且在取样频率48kHz、96kHz 和192kHz的剩余分量分别被编码为代码D、E和F。对于具有24比特的量 化精度的信号，具有从中减去20比特的量化精度的信号分量的、并且在取样 频率48kHz、96kHz和192kHz的剩余分量分别被编码为代码G、H和I。
使用代码A、…、I，因此再现多种幅度分辨率(量化精度)和多种取样 频率的数字信号。用于再现所述数字信号的代码在图26中被示出为使用中的 代码(2)。例如，由代码A、代码B、代码C来表示具有取样频率192kHz和 量化精度20比特的信号，其中代码A是通过编码具有取样频率48kHz和量 化精度16比特的信号而获得的，代码B是通过编码具有取样频率96kHz和 量化精度16比特的信号而获得的，代码C是通过编码具有取样频率192kHz 和量化精度16比特的信号而获得的。
从来自图31所示的第八实施例的编码装置中的声音源60(603，3)的24b、 192kHz数字信号S3，3中来再现具有多种取样频率和多种幅度字长的数字信 号，然后编码这些数字信号。比特分离器713，3在逐个取样的基础上将24b、 192kHz数字信号S3，3分离为较低的4比特和较高的20比特。在接收到较低 的4比特时，组成器613，3产生代码I。比特分离器712，3将较高的20比特分离 为较高的16比特和较低的4比特。在接收到所述较低的4比特时。组成器 612，3产生代码F。较高的16比特的信号被提供到减法器631，3。
向下取样器723，3将24b、192kHz的数字信号S3，3向下取样为取样频率96 kHz的信号。所述向下取样的信号也由比特分离器713，2和712，2以比特周期连 续地分离，即分离为最低的4比特、较低的4比特和较高的16比特的信号。 压缩器613，2和612，2压缩前两组4个比特信号，由此产生代码H和E。后16比 特信号被提供到减法器631，2。
向下取样器723，2还将已经被向下取样器723，2向下取样为取样频率96kHz 的24b、96kHz的数字信号进一步向下取样为取样频率48kHz。所述24b、 48kHz的数字信号也由比特分离器713，1和712，1连续地分离为比特周期，即分 离为最低的4比特、较低的4比特和较高的16比特的信号。这两组4比特信 号和16比特信号被压缩器613，1、612，1和611，1压缩为代码G、D和A。
向上取样器731，1将16b、48kHz的数字信号向上取样为96kHz的取样 频率。减法器631，2将在所述向上取样的信号和来自比特分离器712，2的16比 特信号之间的差确定为误差信号Δ1，2。压缩器611，2压缩所述误差信号，由此 产生代码B。向上取样器731，2将来自比特分离器712，2的16比特信号向上取样 为取样频率192kHz。减法器631，3将在所述向上取样的信号和来自比特分离 器712，3的16比特信号之间的差确定为误差信号Δ1，3。压缩器611，3将误差信号 Δ1，3编码为代码C。图31中的每个组成器执行与图27中的每个压缩器相同的 压缩编码处理。
因为能量在通过向下取样24b、192kHz的诸如语音信号或音乐信号的原 始声音数字信号而产生的16b、48kHz数字信号S1，1中的低频范围中不均匀地 分布，因此压缩器611，1通过组合预测编码、变换编码和高压缩率编码来执行 压缩编码。更具体而言，可以使用图18A所示的编码器设备。
压缩器611，2和压缩器611，3可以通过按频率轴反转误差信号和压缩编码如 上参照图9的实施例所述的预测误差来确定预测误差，这是因为输入的误差 信号Δ1，2和Δ1，3分别仅仅在0-48kHz频带中的从24kHz到48kHz这上半范 围中和仅仅在0-96kHz频带中的从48kHz到96kHz的这上半范围中具有能 量。或者，可以在图18A的阵列转换器61E的转换处理之后执行压缩编码处 理。移去了有损量化器61B、解量化器61C和差电路61D的图18A的编码器 设备61、即图19A的编码器设备可以被用作压缩器612，1、613，1、612，2、613，2、 612，3、和613，3中的每个。如果输入到压缩器612，1、613，1、…、612，3、613，3中的 每个的误差信号足够小，则输入的误差信号变得接近噪音，并且不期望任何 大的压缩。在这个帧中，可以仅仅对表示0的代码执行压缩编码。
如果在解码端不预先知道在向上取样器731，1和向上取样器731，2中使用的 内插滤波器的抽头的数量，则子信息编码器651，2和651，3分别编码用于表示抽 头数量的子信息和作为与以图31中的虚线分别表示的(1，2)代码B和(1， 3)代码C分别相关联的(1，2)子信息和(1，3)子信息而输出。内插滤波 器的抽头数量和子信息的示例与图20A保持不变。
要编码的数字信号的声音源可用彼此独立，如图31中的虚线方框602，3、 601，3、…、601，1表示。在这种情况下，数字信号可以被提供给各自的比特分离 器713，3、712，3、713，2、712，2、713，1、712，1或减法器631，3和631，2或压缩器611，1。 如果数字信号S1，1-S2，3中的任何一个具有其本身的声音源，则所述数字信号从 其声音源中被产生。如果不存在声音源，则使用比特分离器和向下取样器从 较高的数字信号中产生数字信号。如图31中的虚线所示，选择器752，3、751，3、 753，2、752，2、751，2、753，1、752，1、751，1被排列。每个选择器从一个声音源(如果 存在的话)选择一个数字信号。如果不存在对应的声音源，则选择器从紧上边 的比特分离器或向上取样器中选择一个信号。例如，如果存在20b、192kHz 的数字信号的声音源，则选择器752，3从那个声音源中选择数字信号。如果不 存在声音源，则选择器752，3从比特分离器713，3中选择较高的20比特信号， 并且向比特分离器712，3提供所选择的信号。如果存在对应的声音源，则选择 器753，2选择24b、96kHz的数字信号。如果不存在声音源，则选择器753，2选 择已经被向下取样器723，3向下取样的信号，并且向比特分离器713，2传送所述 向下取样的信号。
如上所述，现在将通过将所述编码方法概括化为使用M种量化精度和N 种取样频率的分层的编码方法来讨论所述编码方法。
现在假定从声音源60M，N获取具有第M个量化精度和第N个取样频率的至 少一个(M，N)数字信号SM，N。
对于落入范围m＝1和2≤n≤N的m和n的组合，减法器63m，n将在输入 的数字信号Sm，n和通过分离数字信号Sm+1，n所产生的数字信号Sm，n之一与通过向 上取样(m，n-1)数字信号Sm，n-1所产生的信号Sm，n之间的差确定为(m，n) 误差信号Δm，n。压缩器61m，n压缩编码所述(m，n)误差信号Δm，n，由此产生(m， n)代码。
对于落入范围m＝M和2≤n≤N的m和n的组合，向下取样(m，n)数字 信号Sm，n以产生(m，n-1)数字信号Sm，n-1。对于落入范围2≤m≤M和1≤n≤N 内的m和n的组合，具有第m个量化精度和第n个取样频率的(m，n)数字 信号被分离为具有小于第m个量化精度的第m-1个量化精度和第n个取样频 率的(m-1，n)数字信号Sm-1，n，和作为在(m-1，n)数字信号和(m，n)数 字信号之间的误差的(m，n)误差信号Δm，n。(m，n)压缩器61m，n无损压缩编 码所述(m，n)误差信号Δm，n，由此产生(m，n)代码。
对于m＝1和n＝1的组合，通过压缩编码从(m+1，n)数字信号或输入 的(m，n)数字信号Sm，n分离的、具有第m个量化精度的(m，n)数字信号 Sm，n而产生(m，n)代码。
在这种编码方法中，在保持要编码的最高层信号SM，N的幅度分辨率的同 时产生具有连续减少的第N-1、第N-2、…取样频率的数字信号。在每个取样 频率，量化精度被分层。
现在将参照图32来讨论对应于图31的编码装置的编码装置。代码A、 代码D、代码G、代码B、代码E、代码H、代码C、代码F和代码I被分别输 入到扩展器801，1、802，1、803，1、801，2、802，2、803，2、801，3、802，3、和803，3中以用 于扩展解码。80m，n被设计来扩展解码由对应的61m，n压缩编码的(m，n)代码。
使用与前一个实施例的讨论相同的方式，具有量化精度24比特和取样频 率192kHz的数字信号被称为24b、192kHz数字信号。由扩展器801，1扩展解 码的16b、48kHz数字信号S1，1被原样输出。精度转换器811，1向所述16b、48 kHz数字信号S1，1的较低4位上增加0，由此产生具有20比特幅度字长的20b、 48kHz的精度转换信号。加法器822，1向来自扩展器802，1的20b、48kHz误差 信号Δ2，1加上精度转换信号，由此再现20b、48kHz的数字信号S2，1。
向上取样器831，1将由扩展器801，1扩展解码的16b、48kHz数字信号S1，1 向上取样到取样频率96kHz。加法器821，2向由扩展器801，2扩展解码的16b、 96kHz误差信号加上向上取样的16b、48kHz数字信号，由此再现16b、96kHz 的数字信号S1，2。
在所概括的表达方式中，对于落入范围1≤m≤M-1和1≤n≤N内的一组 m和n，精度转换器81m，n转换由扩展器80m，n扩展解码的、并具有第m个量化 精度和第n个取样频率的(m，n)数字信号，由此产生具有第m+1个量化精 度来作为量化精度(幅度字长)的(m+1，n)精度转换信号。加法器82m+1，n 向由扩展器80m+1，n扩展解码的(m+1，n)剩余信号上加上所述(m+1，n)精度 转换信号，由此再现具有第m+1个量化精度(幅度字长)和第n个取样频率 的(m+1，n)数字信号Sm+1，n。
对于落入范围m＝1和1≤n≤N-1内的一组m和n，向上取样器83m，n将来 自扩展器80m，n的(m，n)数字信号转换为具有第n+1取样频率的(m，n+1) 向上取样的信号。加法器82m，n+1向来自扩展器80m，n+1的具有第m个量化精度和 第m+1个取样频率的(m，n+1)误差信号Δm+1，n加上所述(m，n+1)向上取样 的信号，由此再现具有第m个量化精度和第n+1取样频率的(m，n+1)数字 信号Sm，n+1。对于除了m＝1和n＝1之外的m和n的组合，扩展器80m，n扩展解 码具有第m个量化精度和第n个取样频率的(m，n)误差信号。
如果预先不知道在向上取样器831，1和向上取样器831，2中使用的内插滤波 器的抽头数量，则子信息编码器851，2和851，3分别解码子信息，该子信息分别 使用与其相关联的代码B和代码C来将抽头数量表示为(1，2)子信息和(1， 3)子信息。在各自的向上取样器831，1和831，2中设置所述抽头数量。
扩展器801，1可以是对应于压缩器611，1的那个。如果图18A的编码器设备 61被用于压缩器611，1，则图18B的解码器设备80被用于扩展器801，1。
扩展器801，2和801，3可以分别执行对应于压缩器611，2和611，3的编码方法的 解码方法，所述解码方法可以包括预测解码、变换解码等。其它的扩展器可 以执行对应于由压缩器执行的编码方法的解码方法。如果压缩器被如图19A 所示布置，则对应的扩展器可以具有图19B所示的布置。
在图31的编码器设备的布置中，以统一的方式在两维分层结构中编码各 种数字信号，其中每个是各种幅度分辨率(幅度字长)之一和各种取样频率 (取样率)之一的组合。总体上，以高效率来执行扩展解码处理。可以获得 由用户使用小数量数据请求的组合中的数字信号。
图32的布置一贯地从由图31的编码装置编码的代码之中解码以量化精 度和取样频率的各种组合中的期望的数字信号。
依赖于用户，图31所示的(m，n)数字信号的所有组合不是必须的。可 以接受，图32的解码装置包括扩展器801，1、向上取样器831，1、扩展器801，2、 加法器821，2和下列之一：{精度转换器811，1、扩展器802，1、加法器822，1}、{精 度转换器811，2、扩展器802，2、加法器822，2}、和{向上取样器831，2、扩展器801，3、 加法器821，3、精度转换器811，3、扩展器802，3、加法器822，3}。
第九实施例
第九实施例基于如下假设：存在用于输出M种幅度字长(量化精度)和 N种取样频率(取样率)的组合的(m，n)数字信号声音源。但是，如果不 存在任何声音源，则可以如上参照图31的编码装置所述，从上层数字信号中 产生对应的数字信号。
对于在图33的情况下具有最短幅度字长16比特的数字信号，通过向上 取样具有较低取样率的、即较低的取样频率的数字信号来执行取样频率的分 层，以便所述向上取样的数字信号具有与第一数字信号相同的取样频率。具 有所述向上取样的信号的误差信号被编码以确定代码B和C。对于在这个示 例中具有最低取样频率48kHz的数字信号，在16比特信号和20比特信号之 间的误差信号和在20比特信号和24比特信号之间的误差信号被连续地用于 构建代码D和G。
如果数字信号在取样频率的方向上或在幅度字长的方向上具有较低等级 的信号，换句话说，如果可以获得具有较低取样频率或较低幅度字长的数字 信号，则可以获得两种选择。更具体而言，在所关心的数字信号和具有较低 取样频率的数字信号之间的误差被与在所关心的数字信号和具有较低幅度字 长(幅度分辨率)的数字信号之间的误差相比较。具有较小属性功率的的误 差信号被选择和编码，并且用于定义所选择的属性的子信息也被编码。所产 生的例如是在20b、96kHz数字信号S2，2和精度转换器621，2通过向16b、96kHz 数字信号S1，2的每个取样上附加0到较低的4个比特而产生的信号之间的误差 信号、以及在20b、96kHz数字信号S2，2和向上取样器642，1通过将20b、48kHz 数字信号S2，1向上取样为96kHz而产生的信号之间的误差信号。选择具有较 小功率的误差信号之一。压缩器612，2编码所选择的误差信号Δ2，2，由此产生 代码E，而子编码器772，2编码表示所选择的属性的子信息。被编码的子信息 被输出并且具有与其相关联的代码E。
取样频率低于数字信号S2，2的数字信号S2，1和在幅度字长(量化精度)上 低于数字信号S2，2的数字信号S1，2被加权求和。加权系数被确定为子信息，以 便在作为结果产生的和和数字信号S2，2之间的误差信号的功率被最小化。作为 加权系数的子信息和误差信号Δ2，2被编码。
图33示出了，使用代码A、B和E的组合或代码B、D和E的组合来再现 20b、96kHz的数字信号。表示选择的子信息指的是在数字信号的再现中在 图33中要选择哪个解码路径、空箭头标记或实箭头标记。如果以这种方式选 择较低的数字信号和编码所述误差信号，则在图34中所示的表格中列出了用 于再现每个数字信号所需要的代码。
编码装置
图35中示出了第九实施例的编码装置。假定声音源60m，n存储原始声音 的(m，n)数字信号，即产生代码E和I所需要的取样频率和量化精度的组 合。或者，可以从外部输入所述(m，n)数字信号。在此，m表示第m个幅 度字长(量化精度)，并且m＝1、2和3，更具体而言，m＝1表示16比特，m ＝2表示20比特，和m＝3表示24比特。在此，n表示第n个取样频率(取 样率)，并且n＝1、2和3，更具体而言，n＝1表示48kHz，n＝2表示96kHz， 和n＝3表示192kHz。m和n的每个越大，则它具有的分层等级就越高。所 述(m，n)数字信号表示具有第m个量化精度和第n个取样频率的数字信号。 所述(m，n)数字信号有时使用第m个量化精度和第n个取样频率的值以直 接的方式被表示为16b、96kHz数字信号。
如果不能获得预定条件的数字信号，则从较高等级的数字信号来产生那 个信号。至少准备(3，3)数字信号S3，3，即具有幅度字长24比特和取样频 率192kHz的数字信号声音源603，3。通过向下取样(3，3)数字信号S3，3或删 节(3，3)数字信号S3，3的较低的比特(在这种情况下是较低的4比特或较低 的8比特)来产生另一个声音源60m，n的(m，n)数字信号(m≠3和n≠3)。
压缩器611，1压缩编码来自声音源601，1的16b、48kHz数字信号S1，1，由 此产生和输出代码A。精度转换器621，1将16b、48kHz的数字信号S1，1从第一 量化精度(16比特)向第二量化精度(20比特)进行精度转换。例如，如果 16b、48kHz数字信号S1，1是以符号和绝对值表示，则向较低的比特(在此是4 比特)增加零。作为结果产生的20b、48kHz精度转换信号在量化精度(幅度 字长)上等于来自声音源602，1的20b、48kHz数字信号S2，1。减法器632，1从 自声音源602，1输出的20b、48kHz数字信号S2，1中减去20b、48kHz精度转 换信号，由此产生20b、48kHz的误差信号Δ2，1。压缩器612，1压缩编码误差 信号Δ2，1，由此产生和输出代码D。
向上取样器641，1将16b、48kHz数字信号S1,1转换为具有高于第一取样 频率(48kHz)的第二取样频率(96kHz)的16b、96kHz向上取样的信号。 减法器631，2将在所述16b、96kHz向上取样的信号和从声音源601，2输出的16b、 96kHz的数字信号S1，2之间的差确定为16b、96kHz误差信号Δ1，2。压缩器 611，2压缩编码所述16b、96kHz误差信号Δ1，2，由此产生和输出代码B。
具有不能更低的取样频率的数字信号、即具有最低取样频率的数字信号， 诸如24b、48kHz数字信号S3，1或20b、48kHz数字信号S2，1，被通过下面的 方式编码：通过压缩编码在具有相同的取样频率但是具有在等级上紧低于最 低取样频率的数字信号的量化精度的数字信号之间的误差信号。具有不能更 低的量化精度的数字信号，诸如16b、96kHz数字信号S1，2或16b、192kHz 数字信号S1，3，通过下面的方式被编码：通过压缩编码相对于具有相同的量化 精度但是具有下一个较低取样频率的数字信号S1，1或S1，2的误差信号。
如果诸如数字信号S2，2的数字信号具有在量化精度上较低的数字信号和 在取样频率上较低的数字信号，则可以选择任何上述方法。更具体而言，对 于20b、96kHz的数字信号S2，2，要参照图36讨论的选择器762，2选择使用20b、 96kHz向上取样信号或20b、96kHz精度转换信号的哪个。所述20b、96kHz 向上取样信号由向上取样器642，1提供，该向上取样器642，1向上取样具有紧低 的较低取样频率但是具有相同的幅度字长的20b、48kHz的数字信号S2，1。所 述20b、96kHz精度转换信号是由精度转换器621，2提供的，该精度转换器621，2 将0附加到具有紧低的幅度字长(量化精度)但是具有相同的取样频率的16b、 96kHz数字信号S1，2的较低4个比特上。减法器632，2将在所选择的信号和20b、 96kHz数字信号S2，2之间的差确定为误差信号Δ2，2。选择器762，2选择在属性 上小于误差信号Δ2，2的功率的较低等级的数字信号。子编码器77编码用于指 示选择哪个属性信号的信息，由此输出子信息。压缩器612，2压缩编码20b、 96kHz误差信号Δ2，2，由此输出代码E。
类似地，向上取样器633，1将24b、48kHz数字信号S3，1向上取样为24b、 96kHz的向上取样信号。精度转换器622，2向20b、96kHz的数字信号S2，2的 较低的4个比特上附加“0”，由此提供24b、96kHz的精度转换信号。选择 器763，2选择这些信号之一。减法器633，2将在所选择的信号和24b、96kHz数 字信号S3，2之间的差确定为24b、96kHz的误差信号Δ3，2，由此输出代码H。
在20b、192kHz数字信号S2，2以及20b、96kHz的数字信号S2，2的向上 取样信号和16b、192kHz数字信号S1，3的精度转换信号之一之间的误差信号 Δ2，3被压缩编码以产生代码F。。所述代码是从在24b、192kHz数字信号S3，3 和由选择器763，3选择的数字信号S3，2和S2，3之一之间的误差信号Δ3，3所产生的。
图36示出了选择器762，2、763，2、762，3和763，3的具体示例。在这个示例中， 对于落入范围2≤m≤M和1≤n≤N-1内的一组m和n，压缩编码(m，n+1) 数字信号Sm，n+1。向上取样器64m，n将(m，n)数字信号Sm，n向上取样为(m，n+1) 向上取样信号。精度转换器62m-1，n+1将(m-1，n+1)数字信号Sm-1，n+1精度转换 为(m，n+1)精度转换信号。在所述(m，n+1)向上取样信号和所述(m，n+1) 数字信号Sm，n+1之间的失真以及在所述(m，n+1)精度转换信号和所述(m，n+1) 数字信号Sm，n+1之间的失真分别被失真计算器76A和76B计算为(m，n)失真 和(m-1，n+1)失真。比较器76C比较所述(m，n)失真与所述(m-1，n+1) 失真。比较器76C控制开关76D，以便如果所述(m，n)失真在功率上较小 则选择(m，n+1)向上取样信号，或如果所述(m-1，n+1)失真在功率上较 小则选择(m，n+1)精度转换信号。
由开关76D选择的信号被提供到减法器63m，n+1。减法器63m，n+1产生相对于 (m，n+1)数字信号Sm，n+1的(m，n+1)误差信号Δm，n+1。压缩器61m，n+1将所述 (m，n+1)误差信号Δm，n+1压缩编码为(m，n+1)代码。被选择为(m，n+1) 误差信号Δm，n+1的是在(m，n+1)数字信号Sm，n+1和(m，n)数字信号Sm，n之间 的误差信号或在(m，n+1)数字信号Sm，n+1和(m-1，n+1)数字信号Sm-1，n+1之 间的误差信号，其中任何一个都在功率上小。子编码器77将所述(m，n+1) 代码与作为(m，n+1)代码以指示开关76D已经选择了哪个信号的子信息相 关联。如果所述子信息指示对于(m，n+1)数字信号Sm，n+1选择了具有紧低的 取样频率的(m，n)数字信号Sm，n和具有紧低的量化精度的(m-1，n+1)数字 信号Sm-1，n+1中的哪个，就足够了。(m，n+1)子码可以包括两个比特，一个用 于指示子信息的存在与否，以及另一个用于指示选择了哪个信号。当被输出 时，可以以使得可区别误差信号代码和子信息的方式来将所述(m，n+1)子 代码与所述(m，n+1)代码集成。
图37图解了对应于图35的编码装置的解码装置的一个实施例。通过图 32的解码装置来执行对于具有最低取样频率48kHz的数字信号的解码。当 具有低于要被解码的数字信号的量化精度的量化精度或具有低于要被解码的 数字信号的取样频率的取样频率的数字信号已经被再现时，例如，当20b、 96kHz数字信号S2，2向上取样信号被再现时，向上取样器832，1将被再现的20b、 48kHz数字信号S2，1转换为20b、96kHz向上取样信号，并且所述20b、96kHz 向上取样信号然后被提供给选择器872，2。精度转换器811，2将被再现的16b、 96kHz数字信号S1，2转换为20b、96kHz精度转换信号。所述20b、96kHz 精度转换信号被提供到选择器872，2。子解码器862，2解码(2，2)子码。响应 于由解码的子信息指示的选择信息，选择器872，2选择两个输入之一，由此向 加法器822，2提供所选择的输入。加法器822，2将由选择器872，2选择的信号加到 来自扩展器802，2的代码E的解码的20b、96kHz误差信号Δ2，2上，由此再现 20b、96kHz数字信号S2，2。
对于落入范围2≤m≤M和1≤n≤N-1内的一组m和n，选择器87m，n+1响应 于子解码器86m，n+1将(m，n+1)子码解码成的子信息而选择任何一个属性信号， 即在(m，n+1)向上取样信号和(m，n+1)精度转换信号之间选择。所述(m， n+1)向上取样信号是向上取样器83m，n将(m，n)数字信号Sm，n向上取样的信 号，以及所述(m，n+1)精度转换信号是精度转换器81m-1，n+1将被再现的(m-1， n+1)数字信号Sm-1，n+1转换的信号。加法器82m，n+1将所选择的信号加到从(m， n+1)代码扩展解码的(m，n+1)误差信号Δm，n+1上，由此再现(m，n+1)数 字信号Sm，n+1。
解码(m，n)数字信号Sm，n和(m-1，n+1)数字信号Sm-1，n+1的代码的解码 方法不限于图37所示的技术。重要的是可以获得用于再现所述两个数字信号 的任何手段。
第十实施例
根据第九实施例，通过选择其中在误差信号功率上都小的两个数字信号 之一来提高压缩率，其中一个数字信号具有相同的取样频率但是具有较低的 量化精度，而另一个数字信号具有相同的量化精度但是具有较低的取样频率。 可以通过加权求和所述两个较低的数字信号来减少误差信号的功率。参见图 35，如在每个选择器76m，n(2≤m≤M和2≤n≤N)的方框中的括号表达形式中 的混合器所示，混合器取代选择器而被用于加权求和两个输入。例如，混合 器762，2加权求和来自向上取样器642，1的20b、96kHz向上取样信号和来自精 度转换器621，2的20b、96kHz精度转换信号。减法器632，2产生在所述20b、 96kHz加权求和信号和20b、96kHz数字信号S2，2之间的20b、96kHz误差 信号Δ2，2。从在未示出的存储器中存储的多个组中选择和确定在混合器762，2 中来最小化20b、96kHz误差信号Δ2，2所使用的一组加权系数。压缩器612，2 压缩编码所述最小化功率的20b、96kHz误差信号Δ2，2，由此输出代码E。
图38图解了混合器76m，n+1的具体示例。乘法器76G和76H分别将来自(m， n)向上取样器64m，n的(m，n+1)向上取样信号和来自精度转换器62m-1，n+1的 (m，n+1)精度转换信号分别乘以在所选择的组中的加权系数W1和W2。加 法器76J将所产生的乘积求和。减法器63m，n+1将在所述(m，n+1)求和信号和 所述(m，n+1)数字信号Sm，n+1之间的差确定为误差信号。(m，n+1)误差信号 Δm，n+1被分支出(branch off)和输入到控制器76K。如上所述，控制器76K在 未示出的存储器中保存预定数量的组的系数W1和W2，并且以代码表示与表 格形式的系数相关联的组。控制器76K选择用于最小化(m，n+1)误差信号 Δm，n+1的功率的一组加权系数W1和W2，并且分别向乘法器76G和76H提供所 选择的系数W1和W2。压缩器61m，n+1压缩编码用于最小化误差信号功率的所述 (m，n+1)误差信号Δm，n+1。子编码器79将用于指定所选择的一组加权系数 (W1和W2)的代码编码为(m，n+1)子码，并且输出与误差信号Δm，n+1的(m， n+1)代码相关联的代码。
数字信号的编码通常通过将使信号分为帧(编码单元时间)来执行。子 信息的确定不仅在逐个帧的基础上被执行，而且在每个子帧的基础上被执行。 子帧构成一个帧。
对于具有混合器76的编码装置的解码装置包括混合器87而不是选择器 87，如图37中所示的括号表达形式所示。混合器87在结构上与图38的用于 加权求和的布置、即包括乘法器76G和76H和加法器76J的布置相同。例如， 子解码器862，2在未示出的存储器中存储与图38的控制器76K所保存的加权系 数表格相同的加权系数表格。子解码器862，2从所述加权系数表格中检索在基 于输入的子码的对应组中的加权系数W1和W2、即指示加权系数的组合的代 码。混合器872，2分别将来自向上取样器832，1的20b、96kHz向上取样信号和 来自精度转换器811，2的20b、96kHz精度转换信号乘以加权系数W1和W2。 作为结果产生的乘积被求和。加法器822，2将所述20b、96kHz的求和信号加 到20b、96kHz的误差信号Δ2，2上，由此再现20b、96kHz的数字信号S2，2。
一般而言，混合器87m，n+1分别将来自向上取样器83m，n的(m，n+1)向上 取样信号和来自精度转换器81m-1，n+1的(m，n+1)精度转换信号乘以由从子解 码器86m，n+1输入的子码指定的一组加权系数W1和W2。作为结果产生的乘积被 求和。加法器82m，n+1将所述(m，n+1)求和信号加到扩展器80m，n+1通过解码(m， n+1)代码而提供的(m，n+1)误差信号Δm，n+1上，由此再现(m，n+1)数字 信号Sm，n+1。
第十实施例的修改
图35所示的量化精度和取样频率的各种组合的(m，n)数字信号被作为 从同一声音场独立提取的信号而输入，或者被存储在声音源601，1-603，3中，然 后被读取。每个声音源的数字信号与仅仅通过向下取样(m，n)数字信号Sm，n 或删节(m，n)数字信号Sm，n的较低比特而获得的数字信号不同。噪音(固定 的颤音信号)有时被加到数字信号上。有可能数字信号已经经历了在幅度或 取样位移(取样点位置)上的多种变换或调整。通常，这样的变换或调整是 预先不知道的。
根据第十实施例的修改，具有较低的第n-1取样频率的数字信号或具有 较低的第m-1量化精度的数字信号被修改为相同等级的数字信号，即在图35 的编码装置中的具有第n取样频率和第m量化精度的数字信号，以便通过从 较高等级的数字信号中减去较低等级的数字信号而获得的误差信号被最小 化。
参见图22，如上所述，精度转换器62m，n将以所述量化精度(幅度字长或 幅度分辨率)的(m，n)数字信号Sm，n转换为第m+1量化精度。增益调整器 66A电平调整(m+1，n)精度转换信号。定时调整器66B在取样位置上调整 电平(增益)调整的(m+1，n)精度转换信号。减法器63m+1，n对取样位置调整 的(m+1，n)精度转换信号和(m+1，n)数字信号Sm+1，n执行相减运算。调整 处理保持与参照图22前述的不变，在此省略其讨论。
如果对较低等级的数字信号、更具体而言是在编码装置中的(m+1，n) 精度转换信号执行时间和增益调整，则需要对解码装置中的(m+1，n)精度 转换信号执行时间和增益调整。在这种情况下，使用参照图23所述的相同布 置，在此省略其讨论。
在所述修改中，编码和解码处理被应用到在图35和37中的具有最低取 样频率48kHz的数字信号上、和在图35和37中具有最低量化精度16比特 的数字信号上。如果使用选择器和混合器，则调整器76E调整来自向上取样 器64m，n的向上取样信号和由图36和38中的虚线表示的(m，n+1)数字信号 Sm，n+1，并且以增益调整器66A执行电平调整和/或定时调整器66B执行取样位 置调整，如图22所示。参见图36，被调整的信号被提供到失真计算器76A 和开关76D(或图38中的乘法器76G)。调整器76F对来自精度转换器62m-1，n+1 的(m，n+1)精度转换信号和所述(m，n+1)数字信号执行图22所示的电平 调整和/或取样位置调整，然后向失真计算器76B(或乘法器76H)提供被调 整的信号。来自调整器76E和76F的增益调整量和/或取样位置调整量被输出 作为(m，n+1)子码。所述(m，n+1)子码可以与来自子编码器77的(m， n+1)子码一起被输出来作为单个(m，n+1)子码。在图38所示的布置中， 调整器76E和76F的调整的增益可以分别被乘法器76G和76H的加权系数W1 和W2相乘，并且作为结果产生的乘积可以用于子信息。
当在图37的解码装置中使用选择器或混合器87m，n时，由图39的子信息 解码器88来解码所述(m，n+1)子码。在选择器(混合器)87m，n+1和向上取 样器83m，n之间和在精度转换器81m-1，n+1之间分别布置增益调整器87A和定时调 整器87B。增益调整器87A和87B的每个在结构上与图23的调整器87相同。 响应于接收到由子信息解码器88解码的增益调整量和/或取样位置调整量， 每一个(m，n+1)向上取样信号和(m，n+1)精度转换信号都进行电平调整 和/或取样位置调整，并且被调整的信号被提供到选择器(混合器)87m，n+1。
如果在图35的编码装置中编码所述20b、96kHz数字信号S2，2，则可以 使用图34所示的代码A、D、和E的组合或代码A、B和E的组合。可以使用 基于来自这些组合中的、涉及最小信息量的组合的编码方法。类似地，使用 来自下列6个代码组合中的、涉及最小信息量的代码组合来编码24b、192kHz 数字信号S3，3，其中所述6个代码组合包括代码A、B、C、F和I的组合、代 码A、B、E、F和I的组合、代码A、B、E、H和I的组合、代码A、D、E、F 和I的组合、代码A、D、E、H和I的组合、代码A、D、G、H和I的组合。 因此实现高编码效率。如上在图34中的逻辑表达中所述，也编码另一个数字 信号。例如，使用下列四个代码组合之一来编码20b、192kHz数字信号，其 中所述四个代码组合包括代码A、B、C和F的组合、代码A、B、E和F的组 合、代码A、B、E和F的组合、代码A、D、E和F的组合。可以使用下列三 个代码组合之一来编码24b、96kHz数字信号，其中所述三个代码组合包括 代码A、B、E和H的组合、代码A、D、E和H的组合、代码A、D、G和H的 组合。通过使用涉及最小信息量的代码组合(实现最高压缩率的组合)来提 高发送效率。
在图35的编码装置中的压缩器可以具有与图27和31的编码装置的压缩 器相同的结构。类似地，图37的解码装置的扩展器可以具有与图30和32的 扩展器相同的结构。
如上所述，如果在第十实施例的编码装置中不能获得任何声音源，或如 果仅仅可以获得用于最高量化精度和最高取样频率的数字信号的声音源，则 从来自任何其它可用的声音源的信号中产生其它量化精度和其它取样频率的 数字信号。在参照图40的下列示例中从24b、192kHz数字信号S3，3中产生所 有数字信号。在图40中，对应于参照图35所述的那些的元件被指定相同的 附图标号，并且仅仅讨论不同的元件。在图40的左部中在虚线方框中的声音 源不存在。
下溢单元673，3去除所述24b、192kHz数字信号S3，3的较低的4个比特， 由此产生20b、192kHz的数字信号S2，3。下溢单元672，3去除20b、192kHz 数字信号S2，3的较低的4个比特，由此产生16b、192kHz数字信号S1，3。向下 取样器683，3将所述24b、192kHz数字信号S3，3向下取样为96kHz的取样频 率，由此产生24b、96kHz数字信号S3，2。下溢单元673，2和672，2连续地从所 述24b、96kHz数字信号S3，2中去除较低的4个比特，由此产生20b、96kHz 的数字信号S2，2和16b、96kHz的数字信号S1，2。同样，由向下取样器683，2和 下溢单元673，1和672，1来产生24b、48kHz数字信号S3，1和20b、48kHz数字 信号S2，1和16b、48kHz数字信号S1，1。
图41图解了这些数字信号的产生方法的另一个示例。以图40所示的相 同的方式，下溢单元673，3和672，3分别产生20b、192kHz数字信号S2，3和16b、 192kHz数字信号S1，3。向下取样器683，3和682，3分别产生24b、96kHz数字信 号S3，2和24b、48kHz数字信号S3，1。在这个示例中，向下取样器682，3和681，3 分别向下取样来自下溢单元673，3的20b、192kHz数字信号S2，3和来自下溢单 元672，3的16b、192kHz数字信号S1，3，由此产生20b、96kHz数字信号和16b、 96kHz数字信号S1，2。这些信号被向下取样器682，3和681，3进一步向下取样为 20b、48kHz数字信号S2，1和16b、48kHz数字信号S1，1。图40和图41的其 余结构与图35所示的结构相同。
根据上述的第七到第十实施例，量化精度的类型数量M和取样频率的类 型数量N每个都不限于3。M可以为不同的数量。同样，N不限于3，可以取 另一个数量。在上述的实施例的每个中，每个编码器和每个解码器的功能可 以被执行程序的计算机所执行。在这样的情况下，对于例如解码器，在计算 机中的控制装置从诸如CD-ROM或磁盘的记录介质或经由通信线路下载解码 程序，以便计算机执行所述解码程序。
第七到第十实施例实现例如参照图24前述的音乐提供系统。
根据第七到第十实施例，以统一的方式来执行对于在幅度的量化精度和 取样频率上不同的数字信号的编码。提高了整个系统的压缩率。
第十一实施例
图42图解了根据第十一实施例的数字信号的二维分层。M种，在此是3 种量化精度是16比特、20比特和24比特，以及N种，在此为3种取样频率 是48kHz、96kHz和192kHz。因此产生总共M×N＝9种数字信号。
通过以取样频率48kHz编码去除了较低的8比特的、具有24比特的量 化精度的24比特信号的较高的16比特来提供代码A。通过以取样频率96kHz 编码高于被编码为代码A的较高的16比特的频率分量的频率分量来提供代码 B。通过以取样频率192kHz编码高于被编码为代码B的频率分量的频率分量 来提供代码C。以这种方式，具有16比特的幅度字长的数字信号被分层为多 个取样频率。换句话说，使用16比特字长信号来执行取样频率的分层。
对于以较低的4比特附加到16比特字长信号的20比特字长信号，通过 以取样频率48kHz编码较低的4比特分量而提供代码D，所述较低的4比特 分量即通过从20比特字长信号减去所述16比特字长信号而获得的剩余分量 (误差信号)。通过压缩下述误差信号而提供代码J，所述误差信号是在通过 以取样频率96kHz向上取样具有20比特字长和取样频率48kHz的信号而获 得的信号与具有20比特字长和取样频率96kHz的数字信号之间的误差信号。 通过压缩编码下述误差信号而提供代码K，所述误差信号是在通过以取样频 率192kHz向上取样20b、96kHz数字信号而获得的向上取样信号和一个20b、 192kHz数字信号之间的误差信号。以这种方式来执行20比特字长信号的取 样频率的分层。
对于以较低的4比特附加到20比特字长信号的24比特字长信号，通过 以取样频率48kHz编码较低的4比特分量来提供代码G，所述较低的4比特 分量即通过从所述24比特字长信号减去所述20比特字长信号而获得的剩余 分量(误差信号)。通过压缩编码下述误差信号而提供代码L，所述误差信号 是在通过以取样频率96kHz向上取样24比特、48kHz数字信号而获得的信 号和一个24b、96kHz数字信号之间的的误差信号。通过压缩编码血癌数误 差信号来提供代码M，所述误差信号是在通过以取样频率192kHz向上取样 一个24b、96kHz数字信号而获得的信号和一个24b、192kHz数字信号之间 的误差信号。以这种方式，在频率的方向中执行分层编码。换句话说，在每 个取样频率的基础上执行对于16比特或更多的量化精度的分层。在分层结构 中的量化精度和取样频率和代码A、B、C、D和G的关系保持与图25的不变。 但是，在这个实施例中，对应于代码L的信号包括对应于图25中的代码B、 E和H的信号。类似地，在这个实施例中的代码M包括图25中的代码C、F 和I。在这个实施例中的代码K包括在图25中的代码C和F，在这个实施例 中的代码J包括在图25中的代码B和E。
使用在幅度字长(幅度分辨率或量化精度)和取样频率的两维分层结构 中的9中编码条件下编码的代码A-D、G、J-M来输出具有如表格4 3所示的M ＝3种幅度字长和N＝3种取样频率的总共M×N＝9种数字信号。仅仅使用图 4 3中列出的、高于取样频率和量化精度的每个组合的代码来执行编码。例如， 对于取样频率96kHz和幅度字长24比特，使用代码A、D、G和L。
下面参照图44中图解的功能结构来说明代码A-D、G、J-M的编码方法。 假定声音源60m，n存储拉对应于产生代码A-D、G、J-M所需要的取样频率和幅 度字长的组合的每个原始声音的(m，n)数字信号。在此，m表示第m个幅 度字长(量化精度)，其中m＝1、2、3，更具体而言，m＝1表示16比特、m ＝2表示20比特，m＝3表示24比特。在此，n表示第n个取样频率(取样 率)，并且n＝1、2和3，更具体而言，n＝1表示48kHz，n＝2表示96kHz， n＝3表示192kHz。如果不能获得预定条件的数字信号，则从更高等级的数 字信号产生那个信号。至少准备(3，3)数字信号S3，3，即具有幅度字长24 比特和取样频率192kHz的数字信号声音源603，3。通过向下取样(3，3)数 字信号S3，3或删节(3，3)数字信号S3，3的较低比特(在这种情况下是较低的 4比特或较低的8比特)而产生另一个声音源60m，n的(m，n)数字信号(m≠ 3，并且n≠3)。
压缩器611，1压缩编码来自声音源601，1的16b、48kHz数字信号S1，1，由 此产生和输出(1，1)代码A。精度转换器621，1将(1，1)数字信号S1，1从第 一量化精度向高于第一量化精度的第二量化精度精度转换。例如，如果(1， 1)数字信号S1，1是以符号和绝对值表示，则向较低的比特(在此为4个比特) 增加0。作为结果产生的(2，1)精度转换信号在量化精度(幅度字长)上 与来自声音源602，1的(2，1)数字信号S2，1相同。减法器632，1从自声音源602，1 输出的(2，1)数字信号S2，1减去(2。1)精度转换信号，由此产生(2，1) 误差信号Δ2，1。压缩器612，1压缩编码所述误差信号Δ2，1，由此产生和输出代码 D。对于在多个数字信号中的具有最低取样频率的数字信号，对于通过将具有 紧低于所关心的数字信号的量化精度的数字信号精度转换为相同的量化精度 水平(幅度字长)而获得的信号，确定误差信号，并且然后压缩编码误差信 号。(3，1)数字信号被等同地编码，并且因此提供代码G。
向上取样器641，1将(1，1)数字信号S1，1转换为具有高于第一取样频率 的第二取样频率的(1，2)向上取样信号。在这个示例中，取样频率被从48 kHz转换为96kHz。例如，如上参照图17A和17B所述，由虚线表示的、内 插两个相邻的取样的取样被插入在由实线表示的一系列数字信号的取样之 间。
减法器631，2从来自声音源601，2的(1，2)数字信号S1，2减去所述(1，2) 向上取样信号，由此产生(1，2)误差信号Δ1，2。压缩器611，2压缩编码所述 (1，2)误差信号Δ1，2，由此产生和输出(1，2)代码B。
类似地，编码剩余的代码B、C、J、K、L和M。一般地讨论这些代码的 产生。对于m＝1和n＝1的m和n的组合，(m，n)压缩器61m，n压缩编码最低 等级的(m，n)数字信号，由此产生和输出(m，n)代码。
关于对于一组落入范围2≤m≤M和n＝1内的m和n的(m，n)数字信号 Sm，n，(m-1，n)精度转换器62m-1，n将具有紧低于第m个量化精度的第m-1量化 精度的(m-1，n)数字信号转换为具有相同的第m量化精度的(m，n)数字 信号。减法器63m，n确定在所述(m，n)数字信号和(m，n)精度转换信号之 间的差，由此输出一个(m，n)误差信号。压缩器61m，n压缩编码所述(m，n) 误差信号，由此产生和输出(m，n)代码。
关于对于其取样频率不是最低、即n≥2的(m，n)数字信号Sm，n，向上 取样器64m，n-1将具有相同的量化精度和紧低的取样频率的(m，n-1)数字信号 向上取样为(m，n)向上取样信号。减法器63m，n从所述(m，n)数字信号减 去所述(m，n)向上取样信号，由此产生(m，n)误差信号。压缩器61m，n 缩编码所述(m，n)误差信号，由此产生和输出一个(m，n)代码。
如果声音源是语音或音乐，则(1，1)数字信号通常包括其主要部分分 布在低频范围中的能量。(1，1)压缩器611，1可以因此与高压缩率编码组合执 行预测编码、变换编码或压缩编码。更具体而言，可以使用图18A的前述的 编码器设备61。
输入到压缩器611，2和611，3的(1，2)误差信号和(1，3)误差信号出了 (1，1)误差信号的频带。因为在频带的上半部分中存在能量，因此，在由 前述的图18A的阵列转换器61E执行的转换处理之后，可以执行信号预测， 或者可以执行压缩编码。压缩器612，1、613，1、612，2、613，2、612，3、613，3可以是 前述的图28的预测编码器和无损压缩器，或是前述的从其去除有损量化器 61B、解量化器61C和差电路61D的图18A的编码器设备、即图19A的无损编 码器设备61。如果输入到压缩器612，1、613，1、…、612，3、613，3的误差信号足够 小，并且像噪音一样在顺序上是随机的。，则不期望数量上的任何改善。在这 个帧中，可以对仅仅表示0的代码执行压缩编码。
如果在解码端不预先知道用于向上取样器64m，n中的内插滤波器的抽头的 数量(见图17B)，则子信息编码器65m，n将由虚线表示的抽头数量编码为(m， n+1)子码，并且输出与(m，n+1)代码相关联的(m，n+1)子码。图20A图 解了在子码和内插滤波器的抽头数量之间的对应关系的示例。
接着参照45来说明对应于图44的方法的数字信号解码方法。
代码A、D、G、B、J、L、C、K和M被分别输入到扩展器801，1、802，1、803，1、 801，2、802，2、803，2、801，3、802，3、803，3以扩展解码。这些(m，n)扩展器80m，n 扩展解码由对应的压缩器61m，n压缩编码的(m，n)代码。
精度转换器311，1向由扩展器801，1扩展解码的(1，1)数字信号的较低的 4个比特增加0，由此产生具有20比特幅度字长的(2，1)精度转换信号。 加法器802，1向由扩展器802，1扩展解码的(2，1)误差信号Δ2，1加上所述(2， 10精度转换信号，由此再现(2，1)数字信号S2，1。
向上取样器831，1将由扩展器801，1扩展解码的(1，1)数字信号信号S1，1 从第一取样频率向上取样为第二取样频率，转换为(1，2)取样信号。加法 器821，2向由(1，2)扩展器801，2扩展解码的(1，2)误差信号Δ1，2加上(1， 2)向上取样信号，由此再现(1，2)数字信号S1，2。
如果n是最低值，即n＝1，则(m，n)精度转换器将由扩展器80m，n扩展 解码的、具有第m量化精度和第n取样频率的(m，n)数字信号转换为具有 第m+1量化精度(幅度字长)的(m+1，n)精度转换信号。扩展器80m+1，n向由 扩展器80m+1，n解码的(m+1，n)误差信号加上(m+1，n)精度转换信号，由此 再现具有第m+1量化精度和第n取样频率的(m+1，n)数字信号。
如果来自扩展器80m，n的(m，n)误差信号的取样频率大于最低的频率， 即n＞1，(m，n-1)向上取样器83m，n-1将具有紧低于第m取样频率的第n-1取 样频率的再现的(m，n-1)解码信号向上取样为具有第n取样频率的(m，n) 取样信号。加法器82m，n向所述(m，n)误差信号加上(m，n)向上取样信号， 由此再现具有第m量化精度和第n取样频率的(m，n)数字信号。除了m＝1 和n＝1之外的扩展器80m，n扩展解码具有第m量化精度和第n取样频率的(m， n)误差信号。
如果不预先知道用于向上取样器83m，n中的内插滤波器的抽头数量，则子 解码器851，2、852，2、853，2、851，3、852，3和853，3将与相关联的代码B、J、L、C、 K和M输入的(1，2)子码、(2，2)子码、(3，2)子码、(1，3)子码、(2， 3)子码、(3，3)子码分别解码为相应的抽头数量在相应的向上取样器831，1、 832，1、833，1、831，2、832，2、833，2中设置抽头数量。
扩展器801，1是对应于压缩器611，1的扩展器。如果图18A的编码器设备61 用于压缩器611，1，则图3的解码器设备用于扩展器801，1。换句话说，无损解 码在代码A中的无损压缩编码的代码。从解码的比特串再现作为在一个帧内 的相同比特位置的以符号和绝对值表示的多个取样。有损压缩代码被有损解 码为部分再现信号。所述再现和误差信号被求和和再现为(1，1)数字信号。
扩展器801，2和801，3分别执行对应于压缩器611，2和611，3的编码方法的解码 方法，并且所述解码方法包括预测解码或变换解码。剩余的扩展器也执行对 应于对应的压缩器的编码方法的解码方法。如果如图19A所示构造编码器设 备61，则与其对应的解码器设备80与去除了解量化器80C和加法器80D的 图18B的解码器设备80相同，即与图19B的布置相同。
图44的编码装置以统一的方式编码在两维分层结构中的、以量化精度 (幅度分辨率或幅度字长)和取样频率(取样率)的各种组合的多种数字信 号。压缩编码总体上以高效率被执行。以所涉及的小数量来提供各种组合的 数字信号以提供具有由用户要求的质量的再现信号。
图45的解码装置根据由图44的编码装置编码的代码以统一的方式来从 以量化精度和取样频率的各种组合的数字信号解码期望的解码信号。
不必然需要图44所示的(m，n)数字信号的所有组合。例如，图45的 解码装置从所述多个解码器中需要扩展器801，1和第一装置、第二装置和第三 装置的至少一个，其中第一装置包括向上取样器831，1、扩展器801，2和加法器 822，1，第二装置包括精度转换器811，1、扩展器802，1和加法器822，1，第三装置 包括精度转换器811，2、(2，2)扩展器802，2、(2，2)加法器822，2、向上取样 器832，1、扩展器802，2和加法器822，2。
在图44和45的每个实施例中，取样频率的类型数量M和取样频率的类 型数量N每个不限于3，可以是其它值。
如果预先准备在图44中的各种组合的(m，n)数字信号的声音源 601，1-603，3，则每个声音源的(m，n)数字信号与仅仅通过向下取样(m，n+1) 数字信号Sm，n+1或删节(m，n+1)数字信号Sm，n+1的较低比特而获得的那个不同。 噪音(固定颤音信号)可以有时被加到所述数字信号上。有可能所述数字信 号已经经历了在幅度或取样位移(取样点位置)上的各种变换或调整。通常， 不预先知道这样的变换和调整。
根据第十一实施例的编码方法，编码具有多种量化精度(幅度分辨率或 幅度字长)和多种取样频率的数字信号。当编码一个具有给定量化精度和给 定取样频率的、所关心的解码信号时，相对于通过向上取样具有相同的量化 精度和低于但接近所述关心的数字信号的取样频率的取样频率的信号而产生 所述所关心的解码信号的误差信号。所述误差信号然后被压缩编码。除了具 有最低取样频率的数字信号之外，仅仅通过压缩编码相对于所述向上取样信 号的误差哈信号而编码所有的数字信号。对于具有最低取样频率的解码信号， 编码装置编码相对于下述信号的误差信号：所述信号的获得是通过将具有低 于但是最接近所述相同的量化精度的量化精度的数字信号精度转换为所述相 同的量化精度(相同的幅度字长)。
根据第十一实施例的解码方法，扩展解码要解码的解码信号的误差信号 的压缩的代码。因此产生误差信号。与要解码的数字信号具有相同的量化精 度和低于但是较接近其的取样频率的再现数字信号被向上取样为与解码的误 差信号相同的取样频率。向上取样信号然后被加到解码的误差信号上以提供 所述数字信号。
在图22和23中图解的、图16和21的实施例的修改可以被应用到图44 和45的实施例。向上取样信号和/或精度转换信号可以进行取样电平调整和 取样位置调整。
图44的编码装置和图45的解码装置的功能可以由执行程序的计算机执 行。在这种情况下，对于例如解码装置，从诸如CD-ROM或磁盘的记录介质或 经由通信线路下载解码程序，计算机执行所述解码程序。
在上述的讨论中，本发明被应用到数字音乐信号。或者，本发明可以应 用到数字适配信号。
根据第十一实施例，以统一的方式来执行在幅度精度要求和取样率要求 上不同的编码操作、尤其是无损编码操作。用于独立的编码条件的压缩性能 和用于一般编码条件的压缩性能被平衡。
第十二实施例
图46图解了本发明的第十二实施例的结构的整体思想。在这个实施例 中，分层编码5个信道信号和3种信道，所述5个信道信号是用于左前的L5c、 用于右前的R5c、用于中央的C5c、用于左后的LS5c(环绕)、用于右后的RS5c (环绕)，所述3种信道包括2个信道的立体声信号L和R和1个信道的单声 道信号M。所有这些信号在同一空间内被拾取。在小数量信道中的立体声信 号L和R和单声道信号M在等级上低于所述5个信道信号。在小数量信道(即 一个信道)中的单声道信号M在等级上低于立体声信号L和R，或被分层在 根据预定标准记录的类别中。
单声道信号M单独被压缩编码。这个编码可以是无损或有损的。在立体 声信号L和R的编码中，单声道信号M被校正为M′。信号M′被从立体声信号 L和R减去，并且差信号L-M′和R-M′被无损压缩编码。与校正相关联的子信 息也被无损编码。如果子信息本身被作为代码输出，则对于子信息的进一步 编码是不必要的。因为单声道信号M与立体声信号L和R在一定程度上相关 联，因此差信号经常被设置为在幅度上小于信号L和R本身。
将参照图52在下面讨论，所述校正通过将信号取样值乘以系数或取样位 置的调整或其两者的组合来执行幅度调整。所述校正将要压缩编码的误差信 号的幅度降低，如下所述。可以使用子信息来在逐个帧的基础上执行所述校 正。也编码与所确定的校正量相关联的子信息。
立体声信号L和R和单声道信号M用于改善5个信道的编码效率。在典 型的记录条件下，在5个信道信号中的信号L5c和LS5c与立体声信号L紧密 相关联，5个信道中的信号R5c和RS5c与立体声R紧密相关联，并且5个信 道中的信号C5c与单声道信号M紧密相关联。利用这个事实来执行差编码。 更具体而言，在立体声信号L和5个信道的信号L5c之间的差信号(L5c-L) 和在立体声信号L和信号LS5c之间的差信号(LS5c-L)分别被无损压缩编码。 在立体声信号R和5个信道信号的信号R5c之间的差信号(R4c-R)和在立体 声信号R和5个信道信号的信号RS5c之间的差信号(RS5c-R)分别被无损编 码。而且，在单声道信号M和5个信道信号的C5c之间的差信号(C5c-M)被 无损压缩编码。。
图47图解了图46的第十二实施例的思想的具体结构。声音源10C5、 10L5、10R5、10LS、10RS提供了5个信道信号C5c、L5c、R5c、LS5c、RS5c， 每个具有取样频率192kHz和取样字长(量化精度)24比特。声音源10L和 10R提供了立体声信号L和R，每个具有取样频率192kHz和取样字长24比 特。声音源10M提供具有取样频率192kHz和取样字长16比特的单声道信号 M。
减法器13L5和13LS分别从5个信道的信号L5c和LS5c减去由参照52 血癌数的校正器16L5和16LS校正的立体声信号L′。作为结果产生的剩余信 号(也称为误差信号或差信号)被压缩编码器11L5和11LS无损编码。由校 正器11L5和11LS确定的子信息被子信息编码器15L5和15LS无损编码。类 似地，减法器13R5和13RS分别从5个信道信号的信号R5c和RS5c减去由校 正器16R5和11RS校正的立体声信号R′。作为结果产生的剩余信号被压缩编 码器11R5和11RS无损编码。由校正器16R5和16RS确定的参数被子信息编 码器15R5和15RS无损编码为子信息。如果子信息本身被输出为代码，则子 信息编码器不必进一步编码所述子信息。
单声道信号M被升级器62从48kHz向192kHz向上取样。每个取样向 最高有效比特被位移8个比特，“0”被加到较低的8个比特以升级到24比特 的取样。被升级的单声道信号被提供到校正器16C5、16L和16R。减法器13C5、 13L和13R分别从5个信道信号的信号C5c减去分别由校正器16C5、16L和 16R校正的升级的单声道信号M′。作为结果产生的误差信号分别被压缩编码 器11C5、11L和11R无损压缩编码。单声道信号M被压缩编码器11M压缩编 码。压缩编码器11M的编码可以是无损或有损的。
图48图解了对应于图47的编码装置的具体解码装置。由图47的压缩编 码器11C5、11L5、11R5、11LS、11RS、11L和11R分别压缩编码的代码根据 对应于各自的编码步骤的解码算法而被解码扩展器30C5、30L5、30R5、30LS、 30RS、30L和30R解码。加法器将32C5、32L5、32R5、32LS、32RS、32L和 32R解码的信号分别加到由36C5、36L5、36R5、36LS、36RS、36L和36R校 正的信号M′、L′、R′、L′、R′、M′和M′，由此产生原始信号C5c、L5c、R5c、 LS5c、RS5c、L和R。来自在编码装置中的压缩编码器11M的代码根据对应于 在图47的编码装置中的压缩编码器11M的编码处理的解码算法而被解码扩展 器30M解码，并且被输出为单声道信号M。在编码装置中编码的子信息根据 对应于编码处理的解码算法被子信息解码器35C5、35L5、35R5、35LS、35RS、 35L和35R解码。解码的子信息然后被提供到校正器36C5、36L5、36R5、36LS、 36RS、36L和36R。
由扩展解码器30M解码的单声道信号被输出为具有字长16比特和取样频 率48kHz的单声道信号M。解码的单声道信号M也被升级器81升级为字长 24比特和取样频率192kHz，然后被提供到校正器36C5、36L和36R。将参 照图53后述的校正器36C5、36L和36R使用由子信息解码器35C5、35L和 35R分别解码的校正参数(后述的增益系数k和定时调整量p)来校正被升级 的单声道信号M′。校正的单声道信号M′被加到加法器32C5、32L和32R。32C5、 32L和32R输出5个信道信号的中央信号C5c和立体声信号L和R。
校正器36L5和36LS使用由子信息解码器35L5和35LS解码的校正参数 来校正校正器32L的输出(立体声信号L)，由此向加法器33L5和32LS提供 校正的信号L′。校正器36R5和36RS使用由子信息解码器35R5和35RS解码 的校正参数来校正加法器32R的输出(立体声信号R)，幼体向加法器32R5 和32RS提供校正的信号R′。加法器32L5、32R5、32LS和32RS输出5个信 道信号的L5c、R5c、LS5c和RS5c。
第十三实施例
图49图解了第十三实施例的思想，其中产生在双信道立体声信号L和R 之间的和与差。在通常的记录条件下，和信号(L+R)在幅度上大于差信号 (L-R)，并且通常与在一个位置拾取的、5个信道信号的单声道信号M和中 央信号C5c具有大的相关性。在和信号(L+R)和单声道信号M之间的差与在 和信号(L+R)和中央信号C5c之间的差被无损编码，而差信号(L-R)被直 接无损编码。同样，单声道信号M被直接无损或有损编码。当在和信号和单 声道信号之间的差被计算时，使用和信号的一半值或单声道信号的双倍值。 当计算在和信号和中央信号之间的差时，使用所述和信号的一半值或中央信 号的双倍值。在两种情况下，为了获得所述一半值或双倍值，可以将表示每 个信号的比特串向MSB或LSB移位1个比特。
立体声信号L通常与5个信道信号的信号L5c和LS5c具有大的相关性， 而立体声信号R通常与5个信道信号的信号R5c和RS5c具有大的相关性。在 信号L5c和LS5c的每个与信号L之间的差和在信号R5c和RS5c的每个和信 号R之间的差分别被无损编码。在后面的讨论中，编码差信号(L-R)和和信 号(L+R)。如果差与和之一被除以2，则差信号(L-R)的最小有效数字的比 特等于和信号(L+R)的最小有效数字的比特。被除以2的信号在解码期间被 加倍(换句话说，向下向MSB移位1个比特)，并且其最小有效数字的比特等 于未被除以2的信号的最小有效数字的比特。以这种方式，差信号(L-R)与 和信号(L+R)使得可以重新构建所有5个信道信号、立体声信号和单声道信 号。
图50图解了实现在图49所示的思想的第十三实施例的具体布置。用于 编码5个信道信号的信号L5c、R5c、LS5c和RS5c的处理的布置与图47的布 置相同。与图47的布置的差别是：使用相对于被编码的和信号(L+R)的差 而不是相对于单声道信号的查获来执行对中央信号C5c的编码。如图50所示， 减法器78S确定在立体声信号L和R之间的差，由此产生差信号(L-R)。所 述差信号(L-R)被压缩编码器11L无损编码。加法器78A相加立体声信号L 和R，由此产生和信号(L+R)。减法器13M确定在所述和信号(L+R)与来自 升级器62的、具有取样字长24比特和取样率192kHz的升级的单声道信号 M′之间的差，并且作为结果产生的差被压缩编码器11R无损编码。校正器16C5 校正来自加法器78A的输出信号(L+R)，由此向减法器13C5输出校正的信号。 减法器13C5确定在校正的信号和中央信号C5c之间的差。将参照图52来讨 论与校正器16C5、16L5、16R5、16LS、16RS、16L和16R的相同的校正器的 结构和操作。
图51图解了对应于图50的编码装置的解码装置。在这个示例中，具有 取样字长16比特和取样率48kHz的、由扩展解码器30M解码的单声道信号 M在被升级器81升级为具有取样字长24比特和取样率192kHz的信号的同 时被直接输出。升级的信号被提供到加法器32M。加法器32M将升级的单声 道信号M′加到来自扩展解码器30R的解码的误差信号上，由此产生和信号 (L+R)。校正器36C5使用由解码器35C5解码的子信息来校正和信号(L+R) (如后参照图53所述)，由此向加法器32C5提供校正的结果。加法器32C5 向来自扩展解码器30C5的解码的误差信号加上校正的和信号(L+R)，由此输 出5个信道信号的中央信号C5c。
加法器97A将由扩展解码器30L解码的差信号(L-R)加到来自加法器 32M的和信号(L+R)上，并且将作为结果产生的和除以2，由此产生立体声 信号L。加法器97S确定在和信号(L+R)和差信号(L-R)之间的差，并且 将作为结果产生的差除以2，由此产生立体声信号R。由扩展解码器30L5、 30R5、30LS和30S解码的误差信号的处理保持与图50图解处理不变。通过 所述处理，产生所述5个信道信号C5C、L5c、R5c、LS5c和RS5c。
在图47和50中的校正器16C5、16L5、16R5、16LS、16RS、16L和16R 在结构上彼此相同，图52图解了表示所述这些校正器的一个校正器16m，n，它 实质上与图22所示的相同。校正器16m，n包括增益调整器16A、定时调整器16B 和误差最小化器16C。增益调整器16A将来自一个信号源的信道信号乘以由 误差最小化器16C提供的系数k。定时调整器16B将增益调整的信号在向前 或向后的方向上位移对应于由误差最小化器16C指定的取样定时的位移量p。 定时调整的信号然后被提供到减法器13m，n(表示13C5、13L5)。误差最小化 器16C通过选择多个预定组(k，p)的一组来确定使得减法器13m，n的输出误 差的功率最小的系数k和位移量p。表示被确定的系数k和位移量p的系数 被馈送到子信息编码器15m，n(表示15C5、15L5、…)来作为子信息。子信息 编码器15m，n编码所述系数，并且输出被编码的系数来作为子码。
在图48和51中的校正器36C5、36L5、36R5、36LS、36RS、36L和36R 在结构上彼此相同，图53图解了表示这些校正器的一个校正器36m，n，校正器 36m，n实质上在结构上与图23所示的那个相同，并且包括增益调整器36A、定 时调整器36B。增益调整器36A将信号取样的幅度乘以增益调整系数k，然后， 定时调整器36B将来自增益调整器36A的信号在取样定时上位移时间位移量 p，其中增益调整系数k和时间位移量p被子信息解码器35m，n解码为校正参数。 作为结果产生的调整信号被馈送到减法器32m，n。
第十四实施例
图54图解肋本发明的编码方法的第十四实施例的思想。根据第实时实施 例，对于5个信道信号执行信道之间的正交变换以获得信号与其它信道信号 的差。信道之间的正交变换表示通过信道向频域的转换，并且等同于下述操 作：其中具有作为维数的信道数量Nc的向量被乘以Nc×Nc正交矩阵。每个信 道具有在同一时间点的其取样来作为元素。信道之间正交变换的示例可以是 在信道之间的主要分量分析矩阵、哈达马德矩阵、DCT(数字余弦变换)或 DFT(数字傅立叶变换)。
通过这种变换，一个输入相应的向量被转换为由在频域中的取样元素组 成的向量。在随后的讨论中，变换的输出取样元素是以从低频到高频顺序的 F0、F1、F2、F3和F4。在正交变换之后，具有最低频率的分量F0是作为5 个信道信号的和的分量，并且通常在功率上大于在频率上较高的分量。例如， 如果信道之间的相关性像在多信道音乐信号中一样大，则能量记帐在低频端， 并且在高频范围的能量小。在信道之间的正交变换之后，在最低频率中的信 号F0的幅度变得更大。
在信道之间的变换输出F0-F4中的具有最大幅度的信号，例如F0，被预 期与单声道信号M具有大的相关性。第二最大幅度的信号，例如F1，被预期 与差信号(L-R)具有大的相关性。单声道信号M被校正，并且在校正的单声 道信号M和具有最大幅度的正交变换输出信号F0之间的差被无损编码。差信 号(L-R)被校正，并且在校正的差信号(L-R)和具有第二最大幅度的正交 变换输出信号F1之间的差被无损编码。
图55图解了实现图54的第十四实施例的编码方法的思想的编码装置。 图55的校正器16A和16B被以与图52所示的相同的方式被配置。为了简化 附图，加法器的输出与校正器和子信息编码器15m，n的连接被省略。信道之间 正交变换器19对于5个信道信号C5c、L5c、R5c、LS5c和RS5c执行信道之 间的正交变换，由此输出变换输出信号F0-F4。像在图50中一样，减法器78S 和减法器78A响应于立体声信号L和R而产生差信号(L-R)与和信号(L+R)。 所述差信号(L-R)被压缩编码器11L无损编码。
单声道信号M被压缩编码器11M无损或有损编码。单声道信号M被升级 器62在取样频率上从48kHz升级到192kHz，并且在量化精度上被从16比 特升级到24比特。减法器13M确定在升级的单声道信号M与和信号(L+R) 之间的差。作为结果产生的误差信号然后被压缩编码器11R无损压缩。升级 的单声道信号M然后被校正器16A校正。减法器13A确定在所述校正信号和 在信号F0-F4中具有最大幅度的信号F0。作为结果产生的误差信号然后被压 缩编码器11C5无损编码。
差信号(L-R)被校正器16B校正。减法器13B确定在校正的差信号(L-R) 和在信号F0-F4中具有第二最大幅度的信号F1之间的误差信号，并且作为结 果产生的误差信号被压缩编码器11C5编码。其它的正交变换输出信号F2-F4 分别被压缩编码器11R5、11LS和11RS编码。在信道之间正交变换器19的输 出F0、F1、…中，依赖于输入信号，信号F1不总是具有最大的幅度，信号 F2不总是具有第二追代幅度。如果注意到这样的趋势，则可取的是根据所述 趋势来预先设置产生什么频率的信号。
图56图解了对应于图55的解码装置。由扩展解码器30M解码的信号被 输出作为具有取样频率48kHz和取样频率16比特的单声道信号M。升级器 81将所述解码的信号升级为具有取样频率192kHz和量化精度24比特的信 号。减法器32M向被升级的单声道信号M加上由扩展解码器30R解码的误差 信号，由此产生和信号(L+R)。加法器97A将所述和信号(L+R)和由解码器 30L解码的差信号(L-R)求和，并且将作为结果产生的和除以2，由此产生 立体声信号L。减法器97S确定在所述和信号(L+R)和所述差信号(L-R) 之间的差，并且将作为结果产生的查获除以2，由此产生立体声信号R。
被升级的单声道信号M和差信号(L-R)分别被校正器36A和36B校正。 校正的单声道信号M和校正的差信号(L-R)被提供到加法器32A和32B。加 法器32A和32B将校正的单声道信号M和校正的差信号(L-R)分别加到由解 码器30C5和30L5解码的信号上，由此产生信号F0和F1。信道之间正交逆 变换器39对于信号F0和F1以及由解码器30R5、30LS和30RS解码的信号 F2、F3和F4执行逆正交变换。因此产生在时间域中的5信道信号C5c、L5c、 R5c、LS5c和RS5c。在前述图47和50中图解的实施例的解码装置中，5信 道信号具有取样频率192取样频率和幅度分辨率24比特。相反，单声道信 号M具有低达48kHz的取样频率和低达16比特的幅度分辨率。但是，升级 器62将单声道信号M升级为具有取样频率192kHz和幅度分辨率24比特的 信号，并且无损编码在升级的单声道信号M和5信道信号的中央信号C5c之 间的差。
根据前面的实施例，以统一的方式来执行使用不同信道数量的无损编码。 与信道被单独地编码而不编码其间的差的情况相比较，在整个系统上提高了 压缩率。通过使用在立体声信号的每个和所述5个信道信号的每个之间的差， 去除了其间的相关性。使用比当独立地压缩所述5个信道信号和立体声信号 时涉及的信息量小的信息量来表达一个代码比特串。可以监控在一个网络上 的通信量。当通信量超过预定门限时，所述5个信道信号的发送可能被停止， 但是可以连续地发送立体声信号和单声道信号。考虑到在网络上可用的频带 中的改变，可以提高或降低信道的数量。
第十五实施例
压缩诸如声音和视频的信息而不包含失真的无损编码方法是已知的。依 赖于应用，取样频率和量化精度可能不同。如果像前面的实施例中那样可以 获得不同取样率和幅度分辨率的多个组合，则依赖于应用、用户偏好和网络 条件，与从多个取样频率选择的一个和从多个幅度分辨率选择的一个相结合 的无损压缩编码是可能的。下面描述考虑到这样的编码方法的本发明的第十 五实施例。
如上参照图33所述，信号的幅度的取样频率和量化精度被两维分层，并 且所述信号被编码。因此以较低等级的编码来表示较高等级的编码。以指定 的取样频率和量化精度来再现原始声音。在分层结构中统一了多种编码。通 过组合、选择或合成具有低等级取样频率的信号的低频分量和具有低等级幅 度分辨率的信号的高频分量来确定与原始信号的差，从而改善编码效率。
当如图33所示执行量化精度和取样频率的两维分层时，量化精度的等级 P＝3包括16、20和24比特，取样率的等级Q＝3包括48、96和192kHz。 提供了P×Q＝9种原始声音，即A、B、C、D、E、F、G、H和I。以尽可能小 的信息量来执行编码，并且无失真地解码原始声音。原始声音的属性被分级 为P×Q＝3×3＝9种，使用在取样频率和量化精度上较低的信号来构建较高等 级的信号。
关于具有量化精度16比特的信号，向上取样在取样频率上等级较低但是 在量化精度上具有相同等级的信号，并且在所关心的信号和向上取样的信号 之间的误差信号被编码。关于48kHz的信号，在量化精度上较低等级的信号 被精度转换为同一等级。并且编码在所述48kHz信号和精度转换信号之间的 误差信号。如果在取样频率的方向和量化精度的方向上分别提供较低等级的 信号，则可以选择两个较低等级的信号之一。例如，为了编码具有取样频率 96kHz和量化精度20比特的信号E，可以根据哪个提供更小的误差信号功率 来选择具有取样频率96kHz和量化精度16比特的信号B和具有取样频率48 kHz和量化精度20比特的信号D之一。
图57是第十五实施例的编码装置。所述编码装置包括：原始声音103，3、 102，3和101，3，它们分别输出具有取样频率192kHz和量化精度24比特、20 比特和16比特的信号S3，3、S2，3和S1，3；原始声音103，2、102，2和101，2，它们分 别输出具有取样频率192kHz和量化精度24比特、20比特和16比特的信号 S3，2、S2，2和S1，2；原始声音103，1、102，1和101，1，它们分别输出具有取样频率48 kHz和量化精度24比特、20比特和16比特的信号S3，1、S2，1和S1，1。差模块133，3、 132，3和131，3分别确定来自相应的声音源103，3、102，3和101，3的输出原始声音信 号S3，3、S2，3和S1，3分别相对于在等级上比S3，3、S2，3和S1，3低的信号的升级版本 的差。所述差然后分别被压缩编码器113，3、112，3和111，3无损编码。
类似地，差模块133，2、132，2和131，2分别确定来自相应的声音源103，2、102，2 和101，2的输出原始声音信号S3，2、S2，2和S1，2相对于在等级上比S3，2、S2，2和S1，2 低的信号的升级版本的差。所述差然后分别被压缩编码器113，2、112，2和111，2 无损编码。差模块133，1、132，1和131，1分别确定来自相应的声音源103，1、102，1 和101，1的输出原始声音信号S3，1、S2，1和S1，1相对于在等级上比S3，1、S2，1和S1，1 低的信号的升级版本的差。所述差然后分别被压缩编码器113，1、112，1和111，1 无损编码。因为来自信号源101，1的原始声音信号S1，1在其下没有更低等级的 信号，因此信号S1，1被原始编码器111，1直接无损或有损编码。
在图57的编码装置中，差模块133，3、132，3和131，3的每个确定在来自信号 源10m，n(m＝2，3；n＝2，3)的原始声音信号Sm，n和较低等级的Sm-1，n或Sm，n-1 之间的查获，并且将所述误差输出到压缩编码器11m，n。所述较低等级的Sm-1，n 或Sm，n-1进行向上取样操作和精度调整以产生尽可能接近来自信号源10m，n的原 始声音信号Sm，n的信号。在这种情况下，从具有相同取样频率但是较低量化精 度的较低等级信号和具有相同量化精度和较低取样频率的较低等级信号中选 择一个。所述信号的选择信息被输出为子信息。
差模块133，3接收原始声音信号S3，2和原始声音信号S2，3，所述原始声音信 号S3，2具有与原始声音信号S3，3相同的量化精度24比特和较低的取样频率、 即96kHz，所述原始声音信号S2，3具有与原始声音信号S3，3相同的取样频率 192kHz和较低的量化精度、即20比特。如将参照图58所述，差模块133，3 选择两个较低等级信号之一并且确定在所选择的信号和原始声音信号S3，3之 间的差。在具有较低取样频率的信号的情况下，所述装置仅仅使用预期提供 低噪音电平的较低频率范围(其上限在原始声音信号Sm，n的取样频率的半值的 较低频率分量)。在具有较低量化精度的信号的情况下，所述装置仅仅使用于 体提供较低噪音电平的高频范围(其下限在在原始声音信号Sm，n的取样频率的 半值的较高频率分量)。
不是选择较低等级信号之一，而是可以合成两种信号。合成包括平均、 算术加权平均、加权随着时间改变的加权平均等。例如，如参照图59下面所 述，在两个信号S3，2和S2，3的算数加权平均和原始声音信号S3，3之间的差被产 生和输出。差模块132，3、133，2和132，2具有相同的结构。
差模块131，3、131，2、133，1和133，2被分别仅仅提供原始声音信号S1，2、S1，1、 S2，1、S1，1，因为输入的原始声音信号S1，3、S1，2、S3，1、S2，1没有各自的更低的取 样频率。
不是选择信号的整个帧，而是可以每个子帧或每多个帧选择用于提供较 小差功率的信号之一。差模块131，3、131，2、133，1和132，1确定信号S1，3、S1，2、S3，1、 S2，1相对于紧低等级信号的差，并且向相应的压缩编码器提供作为结果产生的 差。
参见图58，差模块13m，n表示133，3、132，3、133，2和132，2。响应于输入的原 始声音信号Sm，n(m＝2，3；n＝2，3)，较低等级原始声音Sm，n-2和Sm-1，n被分别 提供到向上取样器13A和精度转换器13C。向上取样器13A将较低等级信号 Sm，n-1向上取样为与原始声音信号Sm，n相同的取样率，并且所述向上取样的信号 通过低通滤波器13B被施加到选择器13E，所述低通滤波器13B具有在取样 频率的半值的上限的截止频率。精度转换器13C将较低等级信号Sm-1，n向上位 移4个比特。所述较低等级信号Sm-1，n具有与信号Sm，n相同的量化精度，并且 以“0”附加到4个比特。所述精度转换的信号通过高通滤波器13D被施加到 选择器13E，所述高通滤波器13D的截止频率具有在原始声音信号Sm，n的取样 频率的半值的下限。减法器13S从输入的信号Sm，n减去由选择器13E选择的信 号。误差最小化器13F控制选择器13E，以便选择器13E选择最小化减法器 13S的输出误差的功率的信号之一。误差最小化器13F输出指示选择哪个信 号的选择信息来作为子信息。所述子信息被馈送到由图57中的虚线表示的对 应的原始编码器11m，n，并且与误差信号一起被编码。
图59图解了差模块13m，n(m＝2，3；n＝2，3)，它计算较低等级信号Sm，n-1 和Sm-1，n相对于原始声音信号Sm，n的算数加权平均。图58的选择器13E被替换 为加权乘法器13G和13H和加法器13K。加权乘法器13G和13H将由误差最 小化器13F设置的加权系数W1和W2乘以低通滤波器13B的输出和乘以高通 滤波器13D的输出，所述低通滤波器13B具有截止频率，其上限在原始声音 信号Sm，n的取样频率的半值。加法器13K将两个乘积求和，作为结果产生的和 被提供到减法器13S。误差最小化器13F在其存储器(未示出)中存储加权 系数的表格，用于列出预定多组加权系数(w1和w2)，每个代码与每个组相 关联。误差最小化其13F从加权系数表中选择一组加权系数w1和w2以便最 小化减法器13S的误差信号的功率，并且输出对应于所述组加权系数w1和 w2的代码来作为子信息。因为图57的差模块131，3、131，2、133，1、131，1的较低 等级信号分别是单个信号、即S1，2、S1，1、S2，1、S1，1，因此，不需要向上取样器 13A、低通滤波器13B、选择器13E和误差最小化器13F(每个都如图58所示)， 并且高通滤波器13D的输出被直接提供到减法器13S。类似地，在图59的这 些差模块中，高通滤波器13D的输出被直接提供到减法器13S。
图60图解了对应于图57的编码装置的解码装置的结构。对应于适用于 信号I、F、C、H、E、B、G、D和A的输入代码与子信息一起被相应的扩展解 码器解码。来自扩展解码器301，1的解码信号被输出为最低等级解码的原始声 音信号S1，1，它也被提供到加法器模块321，2和322，1。剩余的解码器303，3-302，1 的解码的误差信号被分别提供到加法器模块323，3-322，1。每个加法器模块323，3、 322，3、323，2和322，2相加解码的误差信号和两个较低等级的原始声音信号的升 级版本之一，或者相加解码的误差信号和两个较低等级的原始声音信号的加 权平均。因此提供了原始声音信号S3，3、S2，3、S2，1和S3，2。
图61图解了表示图60所示的加法器模块323，3、322，3、323，2和322，2的任 何加法器模块32m，n(m＝2，3；n＝2，3)的结构。m或n的数量越大，则取 样频率越高或取样频率越高(表示越高的等级属性)。在这个示例中，选择两 个较低等级的信号之一来用于图58的差模块13m，n。所述较低等级原始声音 信号Sm，n-1和Sm-1，n分别被向上取样器32A和精度转换器32C升级为与Sm，n相同 的取样率和相同的量化精度。升级的信号然后分别通过低通滤波器32B和高 通滤波器32D分别被提供到选择器32E。控制器32F响应于选择信息而转换 选择器32E，所述选择信息作为子信息，用于指示选择两个较低等级信号的 哪个。加法器32相加所选择的信号和解码的误差信号，由此产生原始的声音 信号Sm，n。剩余的加法器模块321，3、321，2、323，1和322，1未示出，并且这些加法 器模块的每个具有这样的结构：其中高通滤波器32D的输出被提供到在图61 中的加法器32S，并且去除了向上取样器32A、低通滤波器32B、选择器32E 和控制器32F全部。
图62图解了对应于图59的差模块的、图60的加法器模块32m，n(m＝2， 3；n＝2，3)的结构。加权乘法器32G和32H和加法器32K被提供来取代在 图61中的选择器32E。加权乘法器32G和32H将较低等级信号Sm，n-1和Sm-1，n 的升级版本乘以通过子信息解码的加权系数w1和w2。作为结果产生的乘积 被加法器32K求和。加法器32将作为结果产生的和加到来自扩展解码器30m，n 的解码的误差信号上，由此产生原始声音信号Sm，n。剩余的加法器模块321，3、 321，2、323，1和322，1未示出，并且这些加法器模块的每个具有这样的结构：其 中乘法器32H的输出被提供到在图62中的加法器32S，并且去除了向上取样 器32A、低通滤波器32B、乘法器32G和加法器32K全部。
如图63和64所示，向上取样器13A和精度转换器13C的输出可以连接 到图58和59的低通滤波器13B1和高通滤波器13B2以及差模块的结构中的 低通滤波器13D1和高通滤波器13D2。具有较低取样率的信号Sm，n-1和具有较 低量化精度的信号Sm-1，n被升级到较高等级，并且被升级的信号然后相对于作 为截止频率的较高等级取样频率的半值被分离为高频分量和低频分量。误差 最小化器13F确定导致来自减法器13的误差信号的较小功率的滤波器输出的 组合，并且选择器31E选择那个组合(图63)。如图64所示，乘法器13G1、 13G2、13H1和13H2将所有滤波器13B1、13B2、13D1和13D2的输出乘以加 权系数w11、w12、w21和w22。加法器13K对这些乘积求和，由此计算所述 乘积的算数加权平均。误差最小化器13F确定所述加权系数w11、w12、w21 和w22，以便最小化来自减法器13的输出误差的功率。在这种情况下，误差 最小化器13F包括存储器(未示出)，并且存储一个表格，所述表格列出多组 加权系数值(w11、w12、w21和w22)和表示各个组的代码。误差哈最小化器 13F搜索和确定最小化误差信号的功率的一个组，并且输出对应于那个组的 代码。
如图65和66所示，在图61和62中的解码装置中的加法器模块32m，n可 以以与图63和图64中所示的类似的方式被重新布置。低通滤波器32B1和高 通滤波器32B2将向上取样器32A的输出相对于作为信号Sm，n的截止频率的取 样频率的半值分离为两个分量，即高频分量和低频分量。类似地，低通滤波 器32D1和高通滤波器32D2将精度转换器32C的输出相对于作为信号Sm，n的截 止频率的取样频率的半值分离为两个分量，，即高频分量和低频分量。选择器 32E响应于解码的选择信息而选择滤波器的输出(图65)。或者，加权系数乘 法器32G11、32G12、32G21和32G22将相应的滤波器输出分别乘以加权系数 w11、w12、w21和w22，并且加法器32K将所述乘积求和，由此计算算数加权 平均(图66)。
图67图解了一个实施例，其中具有低于截止频率的较低取样频率的信号 Sm，n-1的低频分量和具有较低量化精度的信号Sm-1，n的高频分量容易被合成。具 有图67A所示的较低取样频率的信号Sm，n-1的第N个取样(N＝0，1，2，…) 被直接布置在图67B所示的双取样频率的偶数数量2N的取样位置并且其幅度 值不变。具有图67C所示的较低量化精度的信号Sm-1，n被布置到对应于奇数取 样的位置，并且取样位置对齐。
或者，如上所述，偶数编号的取样被重新布置。对于奇数编号的取样， 加权求和通过向上取样具有较低取样频率的信号Sm，n-1而获得的信号和具有较 低量化精度的信号，或者选择这两个信号之一。作为结果产生的信号的取样 被布置。
第十六实施例
已经讨论了使用图33和34所示的量化精度和取样频率的两维分层的、 第十五实施例的编码和解码方法。根据第十六实施例，使用图42和43所示 的量化精度和取样频率的两维分层，并且在频域中编码误差信号。接着参照 图68来描述这个实施例。
参见图68，第十六实施例的编码装置包括与根据图42和43的信号分层 结构的、图44所示的那些相同的声音源601，1-603，3。在这个实施例中，正交 变换器191，2-193，3分别将对应于取样频率的每预定数量的取样(变换长度)的、 在取样频率96kHz和192kHz的声音源601，2-603，3的输出变换为在频域中的 相同数量的取样，并且被变换的信号被提供到相应的减法器631，2-633，3。
来自声音源601，2、602，2和603，2的较低取样频率96kHz的数字信号分别被 正交变换器191，2、192，2和193，2变换为频域信号，并且所述频域信号分别被校 正器161，3、162，3和163，3校正。减法器631，1、632，2和633，3分别将在来自校正器 161，3、162，3和163，3的频域信号和来自的正交变换器191，2、192，2和193，2的频域 信号之间的差确定为在频域中的误差信号Δ1，3、Δ2，3、Δ3，3。压缩器611，3、612，3 和613，3压缩编码误差信号Δ1，3、Δ2，3、Δ3，3，由此分别输出代码C、K和M。自 然的是，在时域中执行在取样频率48kHz的信号S1，1和S2，1的量化精度的精 度转换，并且来自声音源601，1和602，1的16比特和20比特的量化精度的数字 信号S1，1和S2，1被分别提供到精度转换器611，1和612，1。
最低等级数字信号S1，1被提供到正交转换器191，1，并且在频域中的作为 结果产生的信号被压缩器611，1直接压缩编码。压缩编码的信号被输出为代码 A。
精度转换器621，1通过向低于数字信号的每个取样的LSB的较低比特位置 附加4个比特的“0”而将给定的数字信号S1，1在量化精度上从16比特向20 比特进行精度转换。所述精度转换信号被馈送到减法器632，1。减法器632，1将 在所述精度转换信号和来自声音源602，1的数字信号S2，1之间的差确定为误差 信号，由此向正交变换器192，1提供误差信号。正交变换器192，1将输入的误差 信号变换为在频域中的误差信号Δ2，1，由此向压缩器612，1提供误差信号Δ2，1。 压缩器612，1压缩编码误差信号Δ2，1，由此输出代码D。类似地，减法器632，1 确定在来自声音源603，1的数字信号S3，1和通过将来自精度转换器622，1的信号 从20比特转换为14比特而获得的信号之间的差。正交变换器193，1将作为结 果产生的误差信号变换为频域误差信号Δ3，1。压缩器613，1压缩编码所述误差 信号Δ3，1，由此输出编码信号来作为代码G。
如图42所示，具有取样频率96kHz和量化精度16比特的信号S1，2包括 代码A和B的信号分量，具有量化精度20比特的信号S1，2包括代码A、D和J 的信号分量，具有量化精度24比特的信号S3，2包括代码A、D、G和L的信号 分量。减法器631，2、632，2、633，2执行在频域的差计算，以便获得代码B、J和 L的信号分量。更具体而言，由正交变换器191，1变换的、具有量化精度16比 特的信号S1，1经由校正器161，2被施加到减法器631，2。减法器631，2确定在来自 校正器161，2的校正信号和作为具有取样频率96kHz的信号S1，2的频域版本的 信号之间的差。所述差被提供到压缩器611，2来作为在频域中的误差信号Δ1，2。 压缩器611，2压缩编码所述误差信号Δ1，2，由此输出代码B。
类似地，在被正交变换后，数字信号S2，2被提供到减法器632，2。来自正 交变换器191，1和192，1的频域信号被提供到减法器632，2。减法器632，2从信号S2，2 的频域分量减去频域信号，由此产生在频域中的误差信号Δ2，2。压缩器612，2 压缩编码所述误差信号Δ2，2，由此输出代码J。减法器633，2从在频域中的数字 信号S2，2减去数字信号S1，1的频域分量、频域误差信号Δ2，1、频域误差信号 Δ3，1，由此产生误差信号Δ3，2。压缩器613，2压缩编码误差信号Δ3，2，由此输出代 码L。
来自正交变换器191，2、192，2和193，2的频域信号通过校正器161，3、162，3和 163，3分别被提供到减法器631，3、632，3和633，3。校正器161，3、162，3和163，3减去 来自正交变换器191，2、192，2和193，2的频域信号，由此分别产生误差信号Δ1，3、 Δ2，3、Δ3，3。这些误差信号被相应的压缩器压缩编码，并且被输出为代码C、 K和M。
为了执行无失真的再现，正交变换器191，1-193，3可以包括对于整数系数的 DCT(离散余弦变换)或MDCT(修改的离散预先变换)。通过考虑到取样频率 而确定变换长度来降低在不同取样频率之间的误差信号。例如，对于取样频 率48kHz、96kHz和192kHz的变换长度分别在取样的数量上是N点、2N 点和4N点。在通过变换具有取样频率96kHz的信号的2N个点取样而获得的 2N个信号中，较低的N个点类似于通过变换具有取样频率48kHz的信号的N 点取样而获得的频域中的N个信号。如果从这些信号计算一个差，这减小了 误差信号。这也适用于在具有取样频率192kHz的信号和具有取样频率96kHz 的信号之间的关系。
这个实施例的特征是在频域中产生误差信号，并且不必在具有不同取样 频率的信号之间执行向上取样而执行误差信号的产生。如上参照图52所述， 校正器161，2、162，2、163，2、161，3、162，3 163，3调整频域信号的增益以便最小化 误差信号功率(频谱功率)，并且输出将增益表示为子信息的代码。可以通过 将一个加权系数给予在频域中的每个取样来执行增益调整。
图69图解了对应于图68的编码装置的解码装置。输入代码A、D、G、B、 J、L、C、K和M分别被提供到扩展器801，1-803，3。扩展器801，1-803，3执行扩展 解码处理，由此产生在频域中的最低等级信号和误差信号Δ2，1-Δ3，3。逆正交 变换器391，1将来自最低等级扩展器801，1的解码信号转换为时域信号，由此再 现最低等级数字信号S1，1。在频域中的误差信号Δ2，1被逆正交变换器392，1转换 为在时域中的误差信号，并且时域误差信号被提供到加法器822，1。加法器822，1 向由精度转换器811，1升级为20比特量化精度的信号加上时域信号，由此再现 数字信号S2，1。被再现的信号S2，1然后被精度转换器812，1在量化精度上升级为 24比特，然后被提供到加法器823，1。误差信号Δ3，1被逆正交变换器393，1转换 为时域误差信号。所述时域误差信号被提供到加法器823，1。加法器823，1向一 个量化精度升级信号加上所述时域误差信号，由此这些数字信号S3，1。逆正交 变换器391，1-393，3执行与图68所示的正交变换器191，1-193，3的处理相反的处理， 由此将频域信号变换为时域信号。
由扩展器801，2解码的频域误差信号Δ1，2被提供到加法器821，2。加法器821，2 向由校正器361，2校正的频域误差信号加上误差信号Δ1，2。逆正交变换器391，2 将作为结果产生的和变换为时域信号，由此再现数字信号S1，2。类似地，在频 域中的信号Δ2，2被提供到加法器822，2。来自扩展器801，1和802，1的信号分别被 校正器362，2校正。校正的信号被提供到加法器822，2。加法器822，2相加所接收 的信号。逆正交变换器S2，2将作为结果产生的和变换为时域信号，由此再现数 字信号S2，2。在频域中的误差信号Δ3，2被提供到加法器823，2。也被提供到加法 器823，2的是在分别被校正器363，2校正之后的、来自扩展器801，1、802，1、803，1 的信号。加法器823，2将所接收的信号求和，由此向逆正交变换器393，2提供作 为结果产生的和。逆正交转换器393，2将输入的信号变换为时域信号，由此再 现数字信号S3，2。频域误差信号Δ1，3、Δ2，3、Δ3，3被分别提供到加法器821，3、 822，3、823，3。来自821，2、822，2、823，2的频域信号被校正器361，3、362，3、363，3校 正，然后被分别提供到加法器821，2、822，3、823，3。加法器821，2、822，3、823，3求 和相应的输入信号，向逆正交变换器391，2、392，3、393，3提供作为结果产生的和。 逆正交变换器391，2、392，3、393，3将输入的信号变换为时域信号，由此分别再现 数字信号S1，3、S2，3、S3，3。校正器361，2、362，2、363，2、361，3、362，3和363，3以与图 68中所示的校正器161，2、162，2、163，2、161，3、162，3和163，3相同的方式、使用由 输入的子信息表示的参数来执行诸如增益校正的校正。
在图68的实施例中，在时域中确定在最低取样频率48kHz的数字信号 S2，1和S3，1的误差信号。在图70的一个替代实施例中，在频域中确定具有最低 取样频率48kHz的数字信号S2，1和S3，1的误差信号。其余的结构保持与图68 的不变。
在这种情况下，精度转换器621，1和622，1接收频域信号，所述频域信号是 正交变换器191，1和192，1将具有量化精度16比特和20比特的数字信号S1，1和 S2，1分别变换为的频域信号。精度转换器621，1和622，1向频域取样的最小有效比 特附加4个比特的“0”，由此将量化精度升级一个等级而分别到20比特和 24比特。被升级的信号然后被提供到减法器632，1和633，1。减法器632，1和633，1 也接收正交变换器191，1和192，1将数字信号S2，1和S3，1变换为的频域信号，并且 确定所述频域信号相对于由精度转换器621，1和622，1精度转换的信号的误差信 号Δ2，1和Δ3，1。
在取样频率48kHz的数字信号S1，1、S2，1和S3，1被转换为频域信号，然后 分别通过减法器631，2、632，2和633，2被提供到校正器161，2、162，2和163，2。减法 器631，2、632，2和633，2确定所接收的信号S1，2、S2，2和S3，2相对于由正交变换器 191，2、192，2和193，2变换的频域信号的误差信号Δ1，2、Δ2，2、Δ3，2。替代实施例 的剩余结构和操作保持与图68的实施例不变。
图71图解了对应于图70的替代实施例的编码装置的解码装置。同样在 这个实施例中，在频域中执行在最低取样频率的解码信号的精度转换。换句 话说，扩展器801，1将输入的代码A扩展解码为频域信号。所述频域信号被提 供到精度转换器811，1，同时被逆正交变换器391，1转换为时域信号。因此再现 数字信号S1，1。解码装置的其余结构保持与图20所示的结构不变。
扩展器802，1、803，1、801，2、802，2、803，2、801，3、802，3、803，3扩展解码输入的 代码D、G、B、J、L、C、K和M，由此分别产生频域误差信号Δ2，1、Δ3，1、 Δ1，2、Δ2，2、Δ3，2、Δ1，3、Δ2，3、Δ3，3。所述频域误差信号Δ2，1、Δ3，1、Δ1，2、Δ2，2、 Δ3，2、Δ1，3、Δ2，3、Δ3，3被提供到加法器822，1、823，1、821，2、822，2、823，2、821，3、 822，3、823，3。精度转换器811，1将16比特量化精度转换为的20比特信号在加法 器被加到误差信号Δ2，1。作为结果产生的和然后被提供到精度转换器，同时 被逆正交变换器392，1转换为时域信号。因此再现数字信号S2，1。精度转换器 812，1将具有量化精度20比特的频域信号转换为具有量化精度24比特的信号， 并且向加法器82输出所述24比特信号。加法器823，1将所述24比特信号加到 误差信号Δ3，1上。逆正交变换器393，1将作为结果产生的和变换为时域信号， 由此再现数字信号S3，1。
对于逆正交变换器391，1、392，1、393，1的输入信号分别通过校正器361，2、 362，2、363，2被提供到加法器821，2、822，2、823，2。加法器821，2、822，2、823，2将输 入的信号分别加到频域误差信号Δ1，2、Δ2，2、Δ3，2上。逆正交变换器391，2、392，2、 393，2将作为结果产生的和变换为时域信号，由此再现数字信号S1，2、S2，2、S3，2。 类似地，对于逆正交变换器391，2、392，2、393，2的输入信号分别通过校正器361，3、 362，3、363，3被提供到加法器821，3、822，3、823，3。加法器821，3、822，3、823，3将输 入的信号分别加到频域误差信号Δ1，3、Δ2，3、Δ3，3上。逆正交变换器391，3、392，3、 393，3将作为结果产生的和变换为时域信号，由此再现数字信号S1，3、S2，3、S3，3。
在图68的实施例中，校正器161，2、162，2、163，2、161，3、162，3、163，3在频域 中执行校正处理，但是可以在时域中执行。在时域中的校正处理中，对于信 号S3，2的增益被调整以便最小化误差信号的功率。如在校正器3，3中虚线所示， 通过校正器16′3，3来校正作为对于正交变换器193，2的输入的、在时域中的数 字信号S3，2，校正的结果被正交变换器19′3，2正交变换为频域信号，并且所述 频域信号被提供到减法器633，3。在其它校正器中执行相同的操作。如在图69 中所示的解码装置中的虚线所示，通过校正器36′3，3来校正从逆正交变换器 39′3，2输出的、在时域中的再现的数字信号S3，2，校正的结果被正交变换器39′3，2 变换为频域信号，并且所述频域信号被加法器823，3加到在频域中的误差信号 Δ3，3上。其它校正器执行相同的操作。如果所述校正处理是无损的，则通过 校正器16″3，3来仅仅校正数字信号S3，2，被校正的信号被提供到正交变换器 193，2，并且正交变换器193，2的输出被直接提供到如图68所示的减法器633，3。 如在图69中所示的解码装置中虚线所示，加法器823，2的输出被直接提供到加 法器823，3，并且校正器36″3，3仅仅校正对应的逆正交变换器393，2的输出时域 信号。在后者的修改中，不必提高在编码装置和解码装置中的正交变换器的 数量。
第十七实施例
由本发明处理的多个原始声音信号可以在诸如取样频率、量化精度和信 道数量的属性上不同。可以通过预先准备多种组合的信号并且执行所述多个 信号系列的分层编码来提高整体压缩效率。现在讨论指定多个信号的多种分 层结构的方法。
如上所述，较高等级信号的编码包括通过分层取样频率、量化精度和信 道的数量来编码较低等级信号。在指定的取样频率、量化精度和信道数量再 现原始声音信号。使用多种条件的编码被统一。具体上，在此，接着描述具 有输入信号的自由度的描述方法。
图72图解了一个实施例，其中在压缩的代码串中指定分层的关系。这个 实施例涉及考虑到取样频率(在频率方向上)和量化精度的分层、信道数量 的分层结构而压缩编码的分层之间误差信号代码串。图72图解了四个压缩编 码的代码串M、L、G和A。每个压缩的代码串包括在数据区域中的、在同一 层的原始声音被编码为的一串代码(后述的字段x9)。作为原始声音的同一 层被应用到所述代码串。描述对应的代码串的属性(层信息)的场x1-x7被 附加到那个代码串。
字段x1表示每个代码串的串编号。在此，多个代码串M、L、G和A被以 串编号0、1、2和3依序编号。字段x2表示对应的原始声音信号的信道结构。 字段x3表示取样率，字段x4标识号原始声音信号的量化精度，字段x5表示 对应的原始声音信号的较低等级代码串的数量，字段x6表示较低等级代码串 的串编号，字段x7表示扩展标记“1”或“0”，用于指示是否存在子信息， 字段x9表示数据(从原始编码获得的代码串)。仅仅当字段x7的扩展标记是 “1”时布置表示子信息的字段x8。例如，代码串M具有具有代码串L和G 来作为相对于其的两个较低等级代码串L和G。在这种情况下，较低等级串 x5的数量是2。两个较低等级代码串的代码串编号2和3被写入在字段x6上。 最低等级代码串A其下没有进一步的代码串。
如果扩展标记x7是“1”，则增加字段x8的编码子信息。如果扩展标记 x7是“0”，字段x9的数据串开始。在代码串G中，控制标记x7是“1”，并 且子信息的字段x8被包含。每个代码串通常在每个帧的基础上以与其相关联 的分组被发送。可以与现有的因特网协议一致地管理分组。如果所述数据仅 仅被存储而不被发送，则通常独立于代码串而管理每个代码串的前端位置。
图73图解了具有量化精度24比特和分别具有取样频率192kHz和96kHz 的原始声音信号S1，1和S1，2以及具有取样频率48kHz和分别具有量化精度24 比特和16比特的原始声音信号S2，1和S2，2的分层编码。
减法器132，2执行在来自信号源102，2的原始声音信号S2，2和向上取样器 13A1将较低等级信号S2，1在取样频率上从96kHz向192kHz向上取样而得到 的信号之间的相减操作。作为结果产生的误差信号Δ2，2被压缩编码器112，2无 损编码为代码串M来作为输出。减法器132，1执行在来自信号源102，1的原始声 音信号S2，1和向上取样器13A2将较低等级信号S1，2在取样频率上从48kHz向 96kHz向上取样而得到的信号之间的相减操作。作为结果产生的误差信号 Δ2，1被压缩编码器112，1无损编码为代码串L来作为输出。减法器131，2执行在来 自信号源101，2的原始声音信号S1，2和精度转换器13C1将较低等级信号S1，1在 量化精度上从16比特向20比特转换而得到的信号之间的相减操作。作为结 果产生的误差信号Δ1，2被压缩编码器111，2无损编码为代码串G来作为输出。 来自信号源101，2的最低等级信号S1，1被压缩编码器111，1直接编码，并且被输 出为代码串A。
代码串M与较低等级代码串L相关联，代码串L与较低等级代码串G相 关联，并且代码串G与较低等级代码串A相关联。
图74图解了代码串和在代码串之间的关联性，其中定义层结构的信息字 段x1-x7被附加到在图73的编码处理中产生的代码串M、L、G和A的每个上。 串编号0、1、2和3分别被写入在代码串M、L、G和A的字段x1中。在相应 的字段x2中写入的是信道结构(信道的数量)各个代码串的原始声音信号的 2、2、2、2。原始声音信号的取样率192、96和48(kHz)被写入在相应的 字段x3中。原始声音信号的量化精度24、24、24、16(比特)被写入在相 应的字段x4中。原始声音信号S22、S21和S12的每个取得的较低等级原始 声音信号的数量是1，并且原始声音信号S22无差别。因此，“1”被写入在 代码串M、L和G的字段x5中来作为较低等级串的数量。在当前的代码串下 的较低等级代码串的串编号被写入在字段x6中。“0”被写入在代码串A的字 段x5和x6中。因为代码串M、L、G和A没有子信息，“0”被写入在其字段 x7中。
图75图解了用于编码作为三个取样频率192kHz、96kHz和48kHz和 三种量化精度24比特、20比特和16比特的组合的结果的、9种分层原始声 音信号的结构。图76图解了包括描述分层结构的字段的代码串。因为在图 75的编码中未使用子信息，因此在字段x7中的扩展标记，因此在字段x7中 的扩展标记全被设置为“0”。除了最低等级信号S1，1之外的、全部信号S3，3、 S3，3、S3，3、S3，3、S3，3、S3，3、S3，3、S3，3的每个仅仅相对于其各自的一个更低等级 信号有差别，“1”被写入在较低等级代码串的数量中。
图77描述了在图57中图解的分层原始声音信号的编码中产生的代码串 I、F、C、H、E、B、G、D和A的分层结构。以与图75图解的相同的方式， 压缩9中分层原始声音信号。因为在那个编码中使用子信息，因此除了代码 串A之外的所有代码串的扩展标记x7被设置为“1”。扩展标记x7后紧随编 码的子信息的字段x8。
图78图解了对应于参照图50被多信道分层的代码串的分层结构。在以 上所述的实施例中，编码装置通常对较低等级代码执行相减运算，并且解码 装置通常对较低等级代码执行相加运算。参见图78，由在代码编号5和6的 代码串的字段x中的代码编号7和8指定的代码串表示一个差信号和一个和 信号向代码串的转换。在解码装置的情况下，字段x9的压缩编码数据不被附 加到串编号5和6的代码串。串编号5的子信息指令解码端产生来自串编号 7和8的代码串的和信号，串编号6的子信息指定解码端产生来自串编号7 和8的代码串的差信号。为此，代码编号5和6没有其本身的压缩编码数据。
在参照图55所述的、用于执行信道之间正交变换的编码处理中，如图 78所示，在其中已经执行信道之间正交变换的代码串的子信息字段x8中写 入用于指示已经执行了正交变换的信息。如果必要的话，则可以定义语法来 附加正交变换的详细信息。
图79图解了以上所述的编码装置的基本处理。根据本发明，编码多个具 有分层属性的原始声音信号。根据第一到第十六实施例。分层属性是取样频 率和量化精度的类型。第十二到第十四实施例涉及一种信号系统，其中包括 多个组，每个组包括不同数量的信道，诸如5信道信号、立体声信号(两信 道信号)、单声道信号(一信道信号)。在这种情况下，在一个信号所属的一 个组中的信道的数量也是信号的属性。信道数量降低的方向是向较低等级的 方向。根据第十五实施例，所述属性是多个预定的取样频率和多个预定幅度 分辨率。在上述的定义中，编码处理执行如下：
步骤1：对于要编码的原始声音信号搜索具有较低等级属性的原始声音 信号。
步骤2：如果存在较低等级原始声音信号，则在要编码的原始声音信号 和较低等于原始声音信号和从其修改的信号之间的误差信号。换句话说，如 果可以获得两个较低等级原始声音信号，通过合成两个较低等级的信号来产 生修改的信号。因此确定了在修改的信号和要编码的原始声音信号之间的误 差信号。
步骤3：误差信号被无损编码。
步骤4：确定是否完成了所有原始声音信号的编码。如果所有原始声音 信号的包括还未完成，则算法循环到步骤S1。
步骤S5：如果在步骤S1确定要编码的原始声音信号没有较低等级的原 始声音信号，则无损编码那个原始声音信号。
图80图解了上述实施例的解码装置的基本处理。
步骤S1：解码多个输入代码，并且获得误差信号和原始声音信号。
步骤S2：在属性等级上低于误差信号的解码的原始声音信号或从解码的 原始声音信号修改的信号和修改的信号的误差信号被合成以产生解码的原始 声音信号。
步骤S3：确定是否所有输入代码的解码被完成。如果还未完成所有输入 代码的解码，则算法循环到步骤S1。
可以在计算机可执行的程序中说明上述的编码处理和解码处理。其上安 装了这样的程序的计算机可以执行根据本发明的编码和解码信号的处理。
图81图解了用于执行其中描述程序的本发明的编码方法和解码方法的 计算机的结构。计算机100包括随机存取存储器(RAM)110、中央处理单元 (CPU)120、硬盘(HD)130、输入和输出接口140和收发器部分150。它们 都连接到公共数据总线160。用于描述参照图79和图80所述的编码处理和 解码处理的程序被预先从安装在未示出的介质驱动器(诸如CD驱动器)中的 记录介质安装在硬盘130上。或者，向硬盘130上安装经由网络NW下载的程 序。
当执行编码处理或解码处理时，程序被从硬盘130读取到RAM 110上， 并且计算机在CPU 120的控制下执行所述程序。例如，为了执行所述编码处 理，编码一个多信道信号，所述多信道信号来自与输入和输出接口140连接 的多信道输入设备220。被编码的信号被暂时存储在硬盘130上或可以经由 网络NW从收发部分150被发送。例如，为了执行解码处理，解码经由网络 NW接收的多信道音乐节目，并且被解码的音乐节目经由输入和输出接口140 被输出到再现设备210。
本发明的优点
根据本发明，产生在具有分层属性的、要编码的信号和在属性等级上低 于要编码的信号或从所述较低等级信号修改的信号之间的误差信号。所述误 差信号然后被无损编码。因此执行高效率编码。无损编码被实现。