技术领域
[0001] 本
发明涉及一种惯性稳定平台控制系统的半物理仿真方法，用于克服惯性稳定平台控制系统设计过程中存在的数学仿真难以达到理想效果，实物实验成本高、周期长的缺点，适用于降低惯性稳定平台控制系统的设计成本，缩短研制周期。
背景技术
[0002] 高
分辨率对地观测系统广泛应用于军事侦察、
基础测绘、灾害监测等领域。要实现理想的对地观测，要求摄像
载荷能够保持稳定，但是在实际情况下，由于大气紊流和自身扰动等因素的影响，摄像载荷难以保持理想的稳定状态，使得视轴失稳，导致成像
质量的下降，分辨率降低。为提高成像质量，可将惯性稳定平台安装于
飞行器和遥感载荷之间，利用惯性稳定平台有效隔离载体的扰动及非理想
姿态运动。同时平台可为遥感载荷提供稳定的
水平姿态基准，显著提高遥感载荷的成像质量，并且可以保证遥感载荷在成像时的航向稳定，提高航空遥感系统的作用效率，而这就对惯性稳定平台的
精度指标提出较高要求。
[0003]
置信度高又方便经济的仿真方法对稳定平台控制系统的设计具有重要的意义，在传统控制理论研究中可以利用Matlab/Simulink方便的进行控制规律的设计与仿真,但是目前的Simulink仿真大多为非实时仿真，即纯数学的建模与仿真，控制系统中的
硬件环节由数学模型代替，往往达不到预期的理想仿真效果。而实物实验不能对内存，
接口和通信等实时参量进行评价，从而设计者必须不断对自身的设计做出调整，开发周期相对过长。半物理仿真是指在仿真实验系统的仿真回路中接入部分实物的实时仿真，从而充分利用数学仿真和实物实验的优点，使仿真具有更高的置信度，并降低成本、节约时间。惯性稳定平台半物理仿真系统能够在实验室条件下对稳定平台控制系统的性能进行有效仿真和验证，实现工程并行，缩短研制周期，降低研制
费用。
发明内容
[0004] 本发明的技术解决问题是：克服现有方法的不足，提出一种置信度更高、周期更短、花费更低的惯性稳定平台控制系统仿真方法。
[0005] 本发明的技术解决方案是：一种惯性稳定平台控制系统半物理仿真方法，其特点包括：
[0006] 1、惯性稳定平台控制系统由
控制器、功率驱动
电路、执行机构、受控对象和
传感器组成，其中执行机构为直流
力矩
电机，受控对象为稳定平台。在本方法中，控制器、功率驱动电路、
电流检测电路采用实物，直流力矩电机采用感性负载电路进行代替；将动力学模型、稳定平台的姿态控制律、稳定平台的转速和
角位置的检测反馈环节使用相应的数学模型代替；计算机利用RTW实时仿真程序通过串口和数字
信号处理器DSP实时地控制功率驱动电路的
输出电压，同时将功率驱动电路输出的电流值实时采集反馈至数字模型，从而构成整个半物理仿真系统。
[0007] 2、半物理仿真方法的实物部分包括控制器、功率驱动电路、电流检测电路和用来模拟直流力矩电机的感性负载电路；控制器选用TI公司的
数字信号处理器TMS320F28335型DSP，TMS320F28335为32bit浮点型DSP，其工作主频达150MHz，有12路PWM输出，其中6路是高精度PWM波通道，非常适合电机控制；功率驱动电路采用H型双极模式PWM控制方式对直流力矩电机的电枢电压进行控制，H型双极模式PWM功率转换电路中的
开关元件采用功率型场效应管，工作过程中同一组中的两个开关同时导通、同时截止，两组开关之间以非常高的
频率交替导通和截止，通过改变一个周期内接通与断开时间的长短，即改变直流力矩电机电枢上电压的占空比来改变平均电压的大小，从而控制
电动机的转速和方向；电流检测采用如下方法，在电枢回路中串入一个低温漂低阻值的专用
采样电阻，将采样电阻两端电压连接到专用的高精度、宽共模范围、双向电流分流监视器的输入端，监视器的输出经过低通滤波和
模数转换后将电流值传送到DSP。
[0008] 3、将动力学模型、稳定平台的姿态控制律、稳定平台的转速和角位置的检测反馈环节使用相应的数学模型代替；基于方
框图建模工具Simulink对惯性稳定平台动力学模型及惯性稳定平台工作过程中可能受到的干扰力矩进行建模，并设计控制方法，采用Mathworks公司的RTW(Real-Time Workshop)将Simulink程序自动转
化成实时程序；程序中的串口模
块用于接收实物部分测量得到的功率驱动电路输出的电流值，由于直流力矩电机的输出力矩和电枢电流具有良好的线性度，因此将电流值乘以直流力矩电机的力矩系数可以计算出直流力矩电机的输出力矩，将此力矩代入到如前所述的模型中，可以得到平台的角位置和
角速度，根据每一时刻的电枢电流值、稳定平台的角速度及角位置、所设计的控制方法得到下一时刻的电枢电压期望值，将此期望值进行处理后通过串口发送到控制器DSP，由控制器DSP控制功率驱动电路改变电枢电压。
[0009] 4、在进行半物理仿真时，因为电机所拖动的负载，即惯性稳定平台的台体是由数学模型代替，电机并不带动真实负载，所以如果功率驱动电路直接输出期望的电压，电机并不会产生真实的转速，由直流电机的结构可知，电机转动会产生与转速成正比的反电动势，不真实的转速会导致不真实的反电动势，进而导致电机的电压-电流关系与实际不符合，为解决这个问题，将电机堵转或是用电感和电阻相
串联的感性电路来模拟电机，其中所用电感和电阻分别等于直流力矩电机的电枢电感和电枢电阻。根据电机的反电动势系数和数学仿真部分得到的电机转速，二者相乘计算出反电动势，计算机通过串口将原本的期望电枢电压与反电动势的差值传送给DSP，即控制功率电路的输出为原本的期望电枢电压与反电动势的差值，这样能得到接近真实的电机电枢电流。
[0010] 本发明的原理：惯性稳定平台控制系统的数学仿真是基于由理论推导而得到的数学模型来实现的，但实际上很多环节的运行状态难以用数学模型描述清楚，如PWM功率驱动单元的传递函数只是理论近似，由于是开关控制，两组开关之间是交替导通和截止，交替频率非常高，且直流力矩电机为感性负载，在电枢回路中的电流变化过程非常复杂，进行数学仿真难以得到准确结果。如果全部采用实物，即进行全物理仿真，投资较大，模型改变困难，实验限制多。半物理仿真能够实现控制器的快速
原型化，发挥数学仿真模型改变灵活，节约成本的优点，同时将数学模型难以准确仿真的环节用实物代替串入到仿真回路中，具有非常高的置信度并能够发挥实物实验实时性好的优点。
[0011] 本发明与
现有技术相比的优点在于：半物理仿真结合了数学仿真与实物实验的特点，解决了直接进行实物实验时模型改变困难、实验限制多，进行纯数学仿真难以得到准确结果的问题，充分发挥实物实验实时性好、置信度高的优点和数学仿真方便、灵活、经济的优点，能够将惯性稳定平台控制系统的设计周期缩短，设计成本降低。
附图说明
[0012] 图1为单轴惯性稳定平台控制系统工作原理图
[0013] 图2为半物理仿真系统结构框图
[0014] 图3为IR2130典型应用电路
[0015] 图4为3.3V与5V逻辑电平转换电路原理图
[0016] 图5为光耦隔离电路原理图
[0017] 图6为光耦
输出信号反相整形电路原理图
[0018] 图7为升压模块与功率输出部分电路原理图
[0019] 图8为电流检测及滤波电路原理图
[0020] 图9为模数转换电路原理图
具体实施方式
[0021] 惯性稳定平台三个轴的控制结构基本相同，故首先建立单轴惯性稳定平台控制系统的数学模型。单轴惯性稳定平台控制系统工作原理如图1所示。
[0022] 惯性稳定平台属于
机电一体化的运动伺服系统，整个控制系统是由电流环、速率环(稳定回路)和位置环(
跟踪回路)组成的三闭环控制系统。控制系统的执行机构为直流力矩电机，被控对象为稳定平台台体，速率陀螺为角速率传感器，POS或
加速度计为
位置传感器。控制系统的工作原理为
伺服控制器根据速率陀螺敏感到的
框架角速率信息和加速度计或POS测量出的姿态和位置信息产生
控制信号给力矩电机，力矩电机输出驱动力矩以抵消干扰力矩并驱动框架转动，达到稳定和跟踪的目的。
[0023] 本发明的核心思想是将惯性稳定平台控制系统中用数学模型难以描述清楚、采用数学仿真难以达到接近真实效果的部分用实物代替，使用数学模型能够相对准确仿真的部分仍采用数学模型进行仿真，从而结合实物实验与传统数学仿真的优点，在较低成本条件下，尽量真实地模拟系统实际运行时的状态，并能够方便地改变模型。
[0024] 基于以上思想，在惯性稳定平台半物理仿真系统中控制器、驱动电路以及电流检测电路采用实物，执行机构，即直流力矩电机用一个电感和电阻串联的感性负载电路来模拟。需要特别指出，感性负载电路中的电阻值和电感值分别等于直流力矩电机的电枢电阻和电枢电感，以此来模拟直流力矩电机的电气特性，由于电机没有产生真实的转速，仿真过程中也就没有真实的反电动势，仿真时要根据数字部分得到的转速和电机的反电动势系数，二者相乘计算出反电动势的值，仿真过程驱动电路的输出电压为原本期望的电枢电压与计算得到的反电动势的差值，这样能得到近似真实的电机电枢电流。将动力学模型、稳定平台的姿态控制律、稳定平台的转速和角位置的检测反馈环节使用相应的数学模型代替，基于方框图建模工具Simulink对惯性稳定平台动力学模型及惯性稳定平台工作过程中可能受到的干扰力矩进行建模，并设计控制方法，为了实现数字部分和实物部分的联合仿真，实现仿真的实时性，采用Mathworks公司的RTW(Real-Time Workshop)将Simulink程序自动转化成具有实时性的xPC Target目标程序。数字部分和实物部分的连接采用如下方式：实物部分通过串口将检测到的电流值传送到计算机，由于直流力矩电机输出的力矩与电枢电流呈现良好的线性关系，因此数字部分可以通过电流值计算得到电机的输出力矩，然后带入到动力学模型进行仿真，得到平台的角速度和角位置。由每一时刻的动力学仿真结果和控制
算法能够计算出电机内部的反电动势和下一时刻功率驱动电路的期望输出电压，数字部分将期望输出电压与反电动势的差值通过串口传送给实物部分的控制器，由控制器控制功率驱动电路改变电枢电压，从而构成完整的仿真回路并实现仿真的实时性。
[0025] 半物理仿真系统结构框图如图2所示。
[0026] 首先将一台计算机作为xPC Target宿主机，在宿主机中建立数字部分对应的Simulink模型，利用RTW工具箱将Simulink模型转化成能够进行实时仿真的xPC Target目标程序，然后采用U盘制作xPC Target目标启动盘，将一台计算机配制成xPC Target目标机，将xPCTarget目标程序下载到目标机中，宿主机可用于对仿真过程进行监控和在线参数调整，完成数字部分的搭建。
[0027] 实物部分包括控制器、驱动电路以及电流检测电路。通过改变控制器DSP输出的PWM控制信号的占空比控制一个周期内H桥中开关元件功率型场效应管的导通与
截止时间的长短，即改变直流力矩电机电枢电压的占空比来改变平均电压的大小和极性，从而控制电动机的转速和方向，进而控制平台转角位置。
[0028] 控制器的选择。目前，PWM波的产生有多种方式，可以用专
门的PWM波产生芯片产生，也可由
微控制器(如
单片机、ARM、DSP、FPGA等)产生。本发明控制器选用了TI公司TMS320F28335型DSP，它是整个控制系统的核心部分，其性能在一定程度上决定了整个硬件系统的
稳定性。TMS320F28335为32bit浮点型DSP，其工作主频达150MHz，有12路PWM输出，其中6路是高精度PWM波通道，非常适合电机控制。
[0029] 开关元件可选择双极型晶体管或场效应管，由于功率场效应管是电压控制型元件，具有输入阻抗大、开关速度快、无二次击穿等特点，能满足高速开关动作的需求。本设计中的开关均选用IR公司的N
沟道增强型功率MOSFET管IRF530N，其漏极电流为17A，最大电压100V，其导通电阻不大于0.11Ω，满足驱动要求。
[0030] MOSFET栅极
驱动器件的选择，电机控制的驱动器采用IR2130芯片，IR2130的典型电路如图3所示。IR2130是一种高电压、高速度的功率MOSFET和IGBT驱动器，工作电压为10～20V，分别有3个独立的高端和低端输出通道。逻辑输入与CMOS或LSTTL输出兼容，最小可以达到2.5V逻辑电压。外围电路中的参考地运行
放大器，通过外部的电流检测电位器来提供全桥电路电流的模拟反馈值，如果超出设定或调整的参考电流值，则IR2130驱动器的内部电流保护电路就启动关断输出通道，实现电流保护的作用。IR2130驱动器反映高脉冲电流
缓冲器的状态，传输延迟和高频放大器相匹配，浮动通道能够用来驱动N沟道功率MOSFET和IGBT，最高电压可达到600V。IR2130芯片可同时控制6个大功率管的导通和关断顺序，本设计中使用四路PWM信号。IR2130芯片通过输出H01、H02分别控制三相全桥驱动电路的上半桥Q1，Q3导通关断，而L01、L02分别控制三相全桥驱动电路的下半桥Q4，Q2导通关断，从而达到控制电机转速和正反转的目的。IR2130芯片内部有电流比较电路，可以进行电机比较电流的设定。设定值可以作为
软件保护电路的参考值，这样可以使电路能够适用于对不同功率电机的控制。
[0031] 硬件电路的设计。根据以上关键部件的选择，设计驱动控制硬件电路。PWM波由DSP的PWM模块产生，为了降低功耗，DSP管脚输出的是逻辑电平为3.3V信号，为了能够控制下一级各种功能的芯片，此信号要经过SN74LVC4245转换为逻辑电平为5V的信号，电路如图4所示。逻辑电平为5V的信号通过390Ω电阻送至高速光耦6N137，电路如图5所示，光耦可以将功率电路和DSP控制电路进行物理隔离，从而保护DSP最小系统板。光耦的输出经过“非门”反相后送入IR2130的输入端，电路如图6所示。“非门”不仅是逻辑控制的需要，同时起到了对光耦输出
波形信号进行整形的作用。
[0032] 升压模块与功率输出部分如图7所示，图中C30、C31、C32和C33为电源与地之间的稳压滤波电容，电容参数如图所示，作用是利用电容储存的
能量防止电压有较大
波动，其中C32、C33为容值0.1uF耐压值为100V的CBB电容，这种电容具有很低的等效串联阻抗，能够滤除高频电压波动，拟补大电容如C30和C31因工艺原因等效串联阻抗大，不能滤除高频电压波动的缺点；图中R13、R14、R19和R20为栅极电阻，用于防止开关场效应管的栅极电压上升过快而产生过大的高次谐波以及可能产生的栅源极振荡，选用阻值为20Ω的无感电阻，而场效应管由打开到截止过程中通过4个1N4148放电，保证快速关断。四个栅源极电阻R16、R17、R22和R23提供栅源极节电容的放电通路，防止漏极电压突然上升时由于节电容导致场效应管误打开。
[0033] 由于H桥上桥壁的源极不是接地，而是接到下桥臂开关场效应管的漏极，因此必须使用自举电容保证上桥壁开关的通断控制。自举原理是下桥臂导通时电源对自举电容充电，下桥臂关断时由于电容两端电压不能突变，在自举电容的正极能够获得足够高的电压，此电压加到上桥壁场效应管的栅极可以使其导通。C34、C35、C36、C37为自举电容，具体阻值与PWM的频率有关，频率低时，选用大电容；频率高时，选择较小的电容，本发明选用1.0μF并联0.1μF电容。图中D11、D12为保护
二极管，其作用是防止Q5、Q56导通时IR2130的高端输出通道串入H桥
母线电压损坏该驱动芯片和供电电源。D11、D12应选用快速恢复二极管，且导通电阻要小，以减少充电时间，如1N4148、FR系列或MUR系列等，本发明选用FR107。
[0034] 电流检测采用串联采样电阻的方法，电枢回路中串入0.02欧姆的采样电阻，即图7中R18，将其两端电压送入高精度宽共模范围电流监控芯片INA282输入端进行放大，输出信号经过一阶RC低通滤波电路进行滤波，如图8所示，图中OUT2信号为INA282芯片的输出，R34与C39构成一阶滤波电路。滤波后的信号经过16位模数转换芯片AD7689进行模数转换，如图9所示。AD7689与DSP的外设串行同步接口SPI模块进行通讯，实现电流反馈。DSP与xPC Target目标机之间通过串口RS422进行通讯，实现半物理仿真系统数字部分和实物部分之间的连接。
