技术领域
[0001] 本
发明属于导航伪距测量技术领域，具体涉及一种用于卫星导航的跳频测距方法及系统。
背景技术
[0002] 全球导航卫
星系统(GNSS)能够提供
定位、导航和授时(PNT)服务，具有
覆盖范围广、
精度高和成本低等特点，在交通、农业、建筑和军事等方面具有广泛应用。然而，由于GNSS的卫星离地面很远，导致GNSS
信号非常微弱，使得它极易受到无意和有意的干扰。
[0003] 为了提高GNSS的抗干扰能
力，目前采取的方法主要是提高接收机的抗干扰能力。例如惯性器件的辅助和向量
跟踪方法在一定程度上可以提高GNSS接收机的抗干扰能力，但是对于长时间连续干扰并不能发挥作用。空间过滤利用天线阵将接收天线的波束指向GNSS 卫星而远离干扰源从而达到抗干扰的目的，但是这种方法会扭曲信号进而影响导航性能。
时间
频率滤波方法则试图在时间域、频率域或者时间频率域将有用信号和干扰分离，但是，这些方法单独都不能使得接收机具有足够的抗干扰能力。
[0004] 另外一种提高GNSS抗干扰能力的方法是使GNSS卫星发送的信号本身具备抗干扰能力。在通信中，扩频技术是实现通信抗干扰的重要途径。扩频技术可以分为跳频扩频和直接序列扩频。GPS采用了直接扩频技术，具备一定的抗干扰能力，但是，它在采用C/A码时扩频后带宽仅为2.046MHz，采用P(Y)码时扩频后带宽为2.46MHz，其扩频增益有限不足以对抗干扰。另外，对于直接扩频技术来说，由于受到数字处理器件性能和功耗问题的制约，在GNSS中很难利用超过10MHz的带宽。而跳频扩频则可以利用更大的带宽，获得足够的扩频增益。因此，如果能够利用跳频技术实现导航则能够使GNSS具备较强的抗干扰能力。目前，为了提高通信的抗干扰能力，在军事通信卫星中已经采用了跳频技术。例如，美军的Milstar及其后续先进极高频(AEHF)卫星就是典型的代表，Milstar和AEHF都采用地球同步轨道卫星，支持跳速大于1000hop/s的跳频信号。Milstar和AEHF的成功实施表明卫星发射高速跳频信号的技术已经成熟。那么，利用跳频技术实现导航的主要阻碍是如何利用跳频信号实现测距和导航电文的传递。
[0005] 基于时频矩阵测距的跳频测距方法利用跳频信号可以实现卫星与待定位
节点之间的伪距估计，但是，它并没有利用跳频信号在测距的同时实现导航电文的传递。然而，在卫星导航中，导航电文中通常包含有时间、卫星运行轨道等用于定位的重要信息，因此，导航电文传递是卫星导航中不可或缺的一项基本的功能。如何利用高速跳频信号在实现测距的同时完成导航电文的传递是一个需要解决的问题。
发明内容
[0006] 针对上述问题，本发明提出一种用于卫星导航的跳频测距方法及系统。
[0007] 实现上述技术目的，达到上述技术效果，本发明通过以下技术方案实现：
[0008] 一种用于卫星导航的跳频测距方法，包括：
[0009] (1)信号发送前，确定卫星和待定位节点之间的扩展时频矩阵ETFM：
[0010]
[0011] (2)将导航电文调制成二进制数据，结合扩展时频矩阵ETFM，生成每一行都是双音信号的发送时频矩阵STFM：
[0012]
[0013] 其中，STFM中第k行的双音信号基带频率可以表示为fk1和fk2；
[0014] (3)发送时频矩阵在跳频信号的每一跳发送双音信号，所发送的信号经特定载波进行变频以载波信号的形式发出；
[0015] (4)依次通过信号下变频、信号
采样、双音频率估计、双音频率差估计、传输数据判定，从接收到的时频矩阵中解调导航电文；
[0016] (5)基于经步骤(4)解调后获得的矩阵中每一行双音的基带频率估计双音频率f”kl，进而基于估计得到的双音频率f”kl计算双音
相位差的估计值
[0017] (6)待定位节点根据发送时频矩阵，将发送时频矩阵的每一行的双音信号的频率做差得到时间频率差分向量TFDV；
[0018] 根据接收的时频矩阵，将在接收的时频矩阵中每一行双音信号
相位差的估计值按序排列，得到时间相位差分向量TPDV；
[0019] 将TFDV中的时间频率差按序排列，生成STFDV，同时根据TPDV与TFDV的对应关系生成STPDV；
[0020] 确立STFDV与STPDV间关系，基于所确立的关系将伪距估计等价为单音频率估计问题，得到伪距的估计值。
[0021] 作为本发明的进一步改进，所述扩展时频矩阵ETFM的确立包括：
[0022] (11)确定扩展时频矩阵行数；
[0023] (12)确定非模糊距离UMR；
[0024] (13)确定频率单位fmin＝c/UMR；
[0025] (14)确定第1音基带频率：包括先确定扩展时频矩阵第1列第1行的基带频率f1,1， f1,1是fmin的整数倍，之后确定扩展时频矩阵中第2行至第M行的第1音基带频率与f1,1相同；
[0026] (15)确定首行第2音基带频率：f1,2＝f1,1+MFI，MFI＝1/Tr，Tr为跳频信号单跳驻留时间；
[0027] (16)确定尾行第2音基带频率：确定扩展时频矩阵第M行第2音基带频率fM,2＝Bi， Bi为跳频信号瞬时带宽；
[0028] (17)确定第2行和第3行第2音基带频率：随机生成两个较小素数p1、p2，使得f2,2＝ f1,2+fmin×p1，f3,2＝f2,2+fmin×p2；
[0029] (18)确定扩展时频矩阵第4行至第M-1行第2音和第3音基带频率：随机在[f3,2+fmin, fM,2-fmin]范围内以fmin为最小
分辨率随机生成2(M-4)个频率，并对随机生成的频率按照从小到大的顺序排序，f4,2至fM-1,2的值分别为排序得到的前M-4个频率，f4,3至fM-1,3的值分别为排序得到的后M-4个频率，其中第4行至第M-1行的第3音表示为f’i,2，即 fi,3＝f’i,2。
[0030] 作为本发明的进一步改进，生成发送时频矩阵中的每一行的第一音与扩展时频矩阵相同，第1、2、3和M行的第二音与扩展时频矩阵相同；
[0031] 第4行至第M-1行中的第二音根据扩展时频矩阵和导航电文生成，包括：
[0032] 将转换成二进制数据的导航电文以M-4为单位进行划分，之后按照先后顺序一一对应到扩展时频矩阵的第4行至第M-1行，当第i行对应的导航电文为二进制0时，发送时频矩阵第i行的第二音为fi,2，当第i行对应的导航电文为二进制1时，发送时频矩阵第i行的第二音为f’i,2。
[0033] 作为本发明的进一步改进，解调导航电文包括，
[0034] 待定位节点先将每一跳跳频信号经过频率为fc2、初相为η的载波下变频至基带信号r(t)，之后通过
采样频率为fs的
模数转换器转换，得到的样本数为N的样本向量rk；
[0035] 利用高分辨率频率估计方法对于跳频信号的每一跳进行估计得到双音频率的初步估计 f’k1、f’k2；
[0036] 对于接收的时频矩阵的第4行至第M-1行，估计双音频率差为Δf’k＝f’k2-f’k1。
[0037] 作为本发明的进一步改进，所述传输数据判定包括计算扩展时频矩阵的第4行至第 M-1行的
门限为(f’i,2+fi,2-2fi,1)/2，判定时频矩阵的对应行的双音频率差Δf’k是否小于门限，若是调制的导航电文为0，若否则为1。
[0038] 作为本发明的进一步改进，包括将TFDV中的频率差按从小到大的顺序进行排列，生成STFDV。
[0039] 作为本发明的进一步改进，将伪距估计等价为单音频率估计问题包括先将STFDV中的每一个元素等价为测量频率，将STPDV等价为在这一系列测量频率上得到的相位，确立STFDV与STPDV间关系：
[0040]
[0041] 之后伪距解算等价为单音频率估计，得到伪距估计量为：
[0042]
[0043] 作为本发明的另一部分还设计了一种用于卫星导航的跳频测距系统，包括至少一个待定位节点和多个卫星，所述多个卫星与待定位节点之间通过无线跳频信号相连；
[0044] 还包括
[0045] 扩展时频矩阵生成模
块：用于信号发送前，确定卫星和待定位节点之间的扩展时频矩阵；
[0046] 导航电文调
制模块：用于将导航电文调制成二进制数据，结合扩展时频矩阵ETFM，生成每一行都是双音信号的发送时频矩阵；
[0047] 双音信号发送模块：用于发送时频矩阵在跳频信号的每一跳发送双音信号，所发送的信号经特定载波进行变频以载波信号的形式发出；
[0048] 导航电文解调模块：依次通过信号下变频、信号采样、双音频率估计、双音频率差估计、传输数据判定，从接收到的时频矩阵中解调导航电文；
[0049] 双音相位差估计模块：基于导航电文调节模块估计双音频率f”kl，进而基于估计得到的双音频率f”kl计算双音相位差的估计值
[0050] 伪距估计模块：用于待定位节点根据发送时频矩阵得到时间频率差分向量TFDV；根据接收的时频矩阵得到时间相位差分向量TPDV，之后将TFDV中的时间频率差按序排列，生成STFDV，同时根据TPDV与TFDV的对应关系生成STPDV，最后通过确立STFDV与STPDV间关系并将伪距估计等价为单音频率估计问题，得到伪距的估计值。
[0051] 作为本发明的进一步改进，所述的扩展时频矩阵生成模块、导航电文调制模块和双音信号发送模块配置于所述的卫星中，所述的导航电文解调模块、双音相位差估计模块和伪距估计模块配置与所述的待定位节点。
[0052] 本发明的有益效果：
[0053] 1、抗干扰能力强：本发明利用跳频信号实现大范围的伪距测量，使得卫星
导航系统具有较强的抗干扰能力；
[0054] 2、覆盖范围大：本发明联合跳频信号的多跳信号实现伪距解算，既能够实现大范围测距，有能够保持较高的测距精度；
[0055] 3、具备导航电文传递能力：利用跳频信号实现伪距测量的同时实现导航电文的传递，能够支持卫星导航的需求。
附图说明
[0056] 图1为本发明一种抗干扰能力强且具备导航电文传递功能的跳频测距方法的主
流程图；
[0057] 图2为图1中确定扩展时频矩阵步骤的流程图；
[0058] 图3为扩展时频矩阵示意图；
[0059] 图4为图1中调制导航电文生成发送时频矩阵流程图；
[0060] 图5为发送时频矩阵示意图；
[0061] 图6为图1中发送双音信号步骤的流程图；
[0062] 图7为图1中导航电文解调步骤的流程图；
[0063] 图8为图1中估计双音相位差步骤的流程图；
[0064] 图9为基于图8中先验知识的频率估计步骤的流程图；
[0065] 图10为图1中伪距估计步骤流程图；
[0066] 图11为本发明一种抗干扰能力强且具备导航电文传递功能的跳频测距系统的结构示意图。
[0067] 其中：1-待定位节点，2-卫星。
具体实施方式
[0068] 为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合
实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。
[0069] 下面结合附图对本发明的应用原理作详细的描述。
[0070] 如图1所示，本发明用于卫星导航的跳频测距方法，用于以多个卫星2对至少一个待定位节点1的伪距测量和导航电文传递，包括如下步骤：
[0071] (1)确定扩展时频矩阵：发送信号前，卫星2与待定位节点1之间确定时间频率矩阵；
[0072] 如图2所示，所述(1)确定扩展时频矩阵的步骤包括：
[0073] (11)确定扩展时频矩阵行数：确定扩展时频矩阵行数为M，时频矩阵行数越大，测距性能越好，测量时间越长，能够传递的导航电文越多；
[0074] (12)确定非模糊距离：确定非模糊距离UMR，UMR越大越有利于解算待定位节点 (1)与卫星(2)之间的距离；
[0075] (13)频率单位确定：根据UMR，确定频率单位fmin＝c/UMR；
[0076] (14)第1音基带频率确定：确定扩展时频矩阵第1列第1行的基带频率f1,1，f1,1是fmin的整数倍，扩展时频矩阵中其它行的第1音基带频率与f1,1相同；
[0077] (15)首行第2音基带频率确定：确定扩展时频矩阵第1行第2音基带频率f1,2＝ f1,1+MFI，MFI＝1/Tr，Tr为跳频信号单跳驻留时间；
[0078] (16)尾行第2音基带频率确定：确定扩展时频矩阵第M行第2音基带频率fM,2＝Bi， Bi为跳频信号瞬时带宽；
[0079] (17)第2行和第3行第2音基带频率确定：随机生成两个较小素数p1、p2，使得f2,2＝ f1,2+fmin×p1，f3,2＝f2,2+fmin×p2；
[0080] (18)它行第2音和第3音基带频率确定：确定扩展时频矩阵第4行至第M-1行第2 音和第3音基带频率，随机在[f3,2+fmin,fM,2-fmin]范围内以fmin为最小分辨率随机生成2(M-4) 个频率，并对随机生成的频率按照从小到大的顺序排序，f4,2至fM-1,2的值分别为排序得到的前M-4个频率，f4,3至fM-1,3的值分别为排序得到的后M-4个频率，形成扩展时频矩阵 ETFM：
[0081]
[0082] 其中，在扩展时频矩阵中，第4行至第M-1行有3音，其它行每行2音。在扩展时频矩阵中，对于第4行至第M-1行的第3音表示为f’i,2，即fi,3＝f’i,2，4≤i≤M-1。
[0083] (2)调制导航电文，生成发送时频矩阵：根据导航电文确定扩展时频矩阵中第4行至第M-1行第二音的频率，生成发送时频矩阵；
[0084] 如图4所示，所述(2)调制导航电文，生成发送时频矩阵的步骤包括：
[0085] (21)导航电文数据格式转换：将导航电文数据格式转换为二进制，并以M-4为单位，对二进制数据进行划分；
[0086] (22)确定导航电文与扩展时频矩阵行的对应关系：将导航电文转换的二进制数据按照先后顺序一一对应到扩展时频矩阵的第4行至第M-1行；
[0087] (23)调制二进制数据，生成发送时频矩阵：发送时频矩阵第1、2、3和M行与扩展时频矩阵相同；对于发送时频矩阵第4行至第M-1行，每一行的第一音与扩展时频矩阵相同，对于第二音当第i行对应的导航电文为二进制0时，发送时频矩阵第i行的第二音为 fi,2，当第i行对应的导航电文为二进制1时，发送时频矩阵第i行的第二音为f’i,2，最终生成M行2列的发送时频矩阵STFM：
[0088]
[0089] 其中，发送时频矩阵根据扩展时频矩阵和导航电文生成，它每一行都是双音信号。根据导航电文的不同，。为了简化表示，发送时频矩阵中每一行的双音分别表示为fk1和fk2，其中1≤k≤M。
[0090] (3)发送双音信号：卫星2根据发送时频矩阵在跳频信号的每一跳发送双音信号；
[0091] 如图6所示，所述(3)发送双音信号步骤包括：
[0092] (31)双音基带信号产生：卫星2根据发送时频矩阵在跳频信号的每一跳基带中安排双音信号，频率分别为fk1和fk2，双音基带信号初始相位相同，记为 基带信号可表示为：
[0093]
[0094] 其中，Δt为待定位节点1与卫星2之间的时间差；
[0095] (32)信号上变频：基带信号通过频率为fc1、初相为θ的载波上变频至载波信号：
[0096]
[0097] 其中，a为信号幅度。
[0098] (33)信号发送：将载波信号通过天线发送。
[0099] (4)导航电文解调：通过信号下变频、信号采样、双音频率估计、双音频率差估计、传输数据判定，从接收到的时频矩阵的第4行至第M-1行解调导航电文；
[0100] 如图7所示，所述(4)导航电文解调的步骤包括：
[0101] (41)信号下变频：对于每一跳跳频信号，待定位节点1接收信号并经过频率为fc2、初相为η的载波下变频至基带信号：
[0102]
[0103]
[0104] fO＝fc1+fD-fc2
[0105] 其中，系数β代表信号的衰减系数，fD为多普勒频移，fO为待定位节点1与卫星2之间
载波频率不一致以及多普勒频移造成的
频率偏移，w(t)为均值复高斯白噪声，αkl是待定位节点1在时频矩阵的第k行接收到测量信号时的相位，d为待定位节点1与卫星2之间的距离，c为光速。这时，将双音的相位进行差分，可以消除初相的影响，得到双音的相位差为：
[0106]
[0107] 其中，d’为待定位节点1与卫星2之间的伪距，d’＝d+Δtc。
[0108] (42)信号采样：待定位节点1对接收的基带信号并通
过采样频率为fs的模数转换器转换，得到的样本数为N的样本向量rk；
[0109] (43)双音频率估计：对于跳频信号的每一跳，利用常规的高分辨率频率估计方法得到双音频率的初步估计f’k1、f’k2；
[0110] (44)双音频率差估计：对于接收的时频矩阵的第4行至第M-1行，估计双音频率差为Δf’k＝f’k2-f’k1；
[0111] (45)调制数据判定：根据扩展时频矩阵的第4行至第M-1行计算门限为(f’i,2+ fi,2-2fi,1)/2，当接收的时频矩阵的对应行的双音频率差Δf’k小于门限时，调制的导航电文为 0，否则为1。
[0112] 其中，待定位节点1收到的时频矩阵是卫星2发送的发送时频矩阵。通过(4)导航电文解调，发送时频矩阵中调制的M-4比特导航电文被解调出来。
[0113] (5)估计双音相位差：采用基于先验知识的频率估计方法进一步估计双音频率，进而估计双音信号的相位差；
[0114] 如图8所示，所述(5)估计双音相位差的步骤包括：
[0115] (51)基于先验知识的频率估计方法：待定位节点1根据样本向量采用基于先验知识的频率估计方法得到双音的频率估计；
[0116] 如图9所示，所述(51)基于先验知识的频率估计方法的步骤包括：
[0117] (511)双音基带频率确定：发送时频矩阵所有行的第一音与扩展时频矩阵对应行的第一音相同；根据所述(45)传输数据判定，对于发送时频矩阵第4行至M-1行，当传输数据为0时，fk2＝fi,2，否则fk2＝f’i,2；对于发送时频矩阵的其它行与扩展时频矩阵相同；最终待定位节点1确定发送时频矩阵每一行的双音基带频率；
[0118] 其中，对于待定位节点1接收时频矩阵时每一行的双音基带频率确定，也就是确定了发送时频矩阵。也就是经步骤(4)解调后，待定位节点1获得了接收时频矩阵中每一行双音的基带频率，这个可以作为估计双音频率的先验知识。
[0119] (512)计算平均频率偏移：根据双音基带信号的先验知识fkl(l＝1,2)，将每个音上的频率偏移取平均，得到双音的频率偏移:
[0120]
[0121] (513)计算双音频率：将双音的频率偏移
叠加到双音基带频率上得到最终双音频率估计:
[0122] f″kl＝fO+fkl,l＝1,2
[0123] (52)相位差估计：待定位节点1利用估计得到的双音频率，令x＝βa[exp(jαk1), exp(jαk2)]T，Ak＝[Φ(f”k1/fs)Φ(f”k2/fs)]，Φ(f)＝[1,exp(j2πf),…,exp(j2π(N-1)f)]T，得到最小二乘估计量：
[0124]
[0125] 待定位节点1根据最小二乘估计量得到双音相位差的估计值：
[0126]
[0127] 在这里[A]T表示向量A转置，[A]*表示向量A共轭转置， 表示A的广义逆矩阵， [A]i表示向量A的第i个元素。
[0128] (6)估计伪距：待定位节点1根据发送时频矩阵计算时间频率差分向量TFDV、根据接收的时频矩阵计算时间相位差分向量TPDV、对TFDV和TPDV排序生成排序的时间频率差分向量STFDV和排序的时间相位差分向量STPDV、确立STFDV与STPDV间关系，然后将伪距估计等价为单音频率估计问题，得到伪距的估计值。
[0129] 如图1所示，所述(6)估计伪距的步骤包括：
[0130] (61)计算时间频率差分向量：将发送时频矩阵的每一行的双音信号的频率做差，得到时间频率差分向量：
[0131] TFDV＝[Δf1,Δf2,......,Δfk,......,ΔfM]1≤k≤M
[0132] (62)计算时间相位差分向量：将在接收的时频矩阵中每一行双音信号相位差的估计值按序排列，得到时间相位差分向量：
[0133]
[0134] (63)生成STFDV和STPDV：按照Δfk从小到大的顺序对TFDV进行排序，生成 STFDV，同时根据TPDV与TFDV的对应关系生成STPDV：
[0135] STFDV＝[Δf1,Δf2,......,Δfp,Δfp+1,......,ΔfM]1≤p≤M,Δfp＜Δfp+1[0136]
[0137] 其中，TFDV和TPDV中，Δfk和 分别是待定位节点1通过导航电文解调确定的发送时频矩阵第k行的双音频率差以及接收时估计得到的对应行的双音相位差，它们之间一一对应。STFDV由TFDV根据Δfk的大小排序得到，而STPDV则是根据 和Δfk的对应关系以及STFDV中排序结果得到。
[0138] (64)确立STFDV与STPDV间关系：将STFDV中的每一个元素看成是测量频率，将STPDV看成在这一系列测量频率上得到的相位，得到；
[0139]
[0140] 其中，d’为待定位节点1与卫星2之间的伪距，d’＝d+Δtc，d为待定位节点1与卫星2 之间的距离，Δt为待定位节点1与卫星2之间的时间差。
[0141] (65)估计伪距：将伪距解算等价为单音频率估计，其中，d’等价与单音信号的频率，而Δfp/c可以等价为离散的采样时间，伪距d’的最大似然估计量为：
[0142]
[0143] 如图11所示，本发明一种抗干扰能力强且具备导航电文传递功能的跳频测距系统，包括至少一个待定位节点1和多个卫星2，所述多个卫星2与待定位节点1之间通过无线跳频信号相连；
[0144] 基于以上所述的跳频测距的方法所建立的抗干扰能力强且具备导航电文传递功能的跳频测距系统。该系统中的卫星2，用于在跳频信号的每一跳发送双音信号，双音信号的第二音根据导航电文的不同而不同，这些双音信号构成发送时频矩阵。
[0145] 系统中的待定位节点1，用于接收双音信号，估计卫星与待定位节点间的伪距；待定位节点1将双音信号经过采样后，初步估计双音信号的频率，利用双音信号频率差解调接收到的时频矩阵中调制的导航电文，然后利用双音信号的先验知识，进一步估计双音信号的频率，进而估计双音相位差；待定位节点1在接收到的时频矩阵的每一行得到双音频率差以及对应的双音相位差；待定位节点1将双音相位差按从小到大顺序排序，双音相位差按照与双音频率差的对应的关系排序，得到排序的双音频率差向量和排序的双音相位差向量；待定位节点1把排序的双音相位差量中的双音频率差看成测量频点，对应的排序的双音相位差向量中的双音相位差看成测量相位，将伪距估计问题看成单音信号的频率估计问题得到伪距的估计值。
[0146] 以上显示和描述了本发明的基本原理和主要特征和本发明的优点。本行业的技术人员应该了解，本发明不受上述实施例的限制，上述实施例和
说明书中描述的只是说明本发明的原理，在不脱离本发明精神和范围的前提下，本发明还会有各种变化和改进，这些变化和改进都落入要求保护的本发明范围内。本发明要求保护范围由所附的
权利要求书及其等效物界定。
