一种面向深空通信的网络调制方法
阅读：813发布：2020-05-19
专利汇可以提供一种面向深空通信的网络调制方法专利检索，专利查询，专利分析的服务。并且本 发明 涉及深空通信领域，尤其涉及一种面向深空通信的网络调制方法。本发明在深空直传信的 基础 上，选取合适的中继卫星构成三点式协作通信的拓扑结构，根据此三段不同链路的信道特性选取适当的调制类型配比并采用网络调制技术进行探测数据的传输，在保证一定范围内的可靠性的条件下提高通信的有效性，即达到提升吞吐量的良好性能。本发明网络调制技术应用于深空通信中可使系统吞吐量较直传链路调制提升20%~27%，较单中继两跳链路调制技术提升14%~25%，可有效提升系统吞吐量。，下面是一种面向深空通信的网络调制方法专利的具体信息内容。
1.一种面向深空通信的网络调制方法，其特征在于：包括以下步骤：
步骤1、根据三段不同链路的信道条件特性选取适合于信道传输的调制类型进行配比并采用网络调制进行探测数据的传输；
通过对星座图的排布特点分析可得，网络调制中三段不同链路所产生的误码率计算公式为：
式中，2d1代表BPSK调制中两个信息比特间的距离，2d2代表QPSK调制中两个信息比特间的距离，d3代表实际传输的8PSK调制中两个信息比特间的距离的一半，d＝[d1，d2，..，dm]，其中N0为噪声平均功率；
网络调整的吞吐量公式为：
式中：mNM为满足特定误码率条件下的系统吞吐量，mb、me、mR分别代表源节点所选用的第一层调制类型、第二层调制类型及中继节点R选用的调制类型，TR为中继节点R传输调制信号到目的节点D所用传输时间，T为源节点S广播信号所用的传输时间；
步骤2、通过中继节点的辅助解调信息，再以适当的调制类型发送给目的节点；
步骤3、目的节点分别将源节点和中继节点发送的信息解调叠加，进而还原出发送端所发送的信息比特。
2.根据权利要求1所述的面向深空通信的网络调制方法，其特征在于：所述步骤2中通过中继节点的辅助解调信息包括：
A、在发射端，信息比特经过广播调制，在调制过程中将信息比特进行两层的叠加调制，分别称为第一层的重要信息比特调制和第二层的增强信息比特调制；
B、用两种不同或者相同的调制方式进行叠加，将调制后的码字经探测器S的发送天线发射出去，发射信号送入AWGN信道，通过两条链路先后到达中继点Relay以及地面基站D；
C、中继点Relay首先解调出第一层的重要信息比特，之后借助第一层重要信息比特的位置定位解调出第二层的增强信息比特；
D、以“适合RD信道传输的调制方式”调制Relay点解调出的第二层增强信息比特并发送给地面基站D；
E、地面基站D分别解调出探测器S发送的第一层重要信息比特以及中继点Relay发送的第二层增强信息比特；
F、地面基站D将分别解调出的两层信息比特结合。
3.根据权利要求2所述的面向深空通信的网络调制方法，其特征在于：所述网络调制的信号传输过程分为以下四种：
(1)源节点广播信号为：
此处，β为网络调制的功率分配系数，且0≤β≤1，xb为基础层信息，xe为增强层信息；
(2)中继点通过SR信道接收信号：
中继点Relay首先解调出第一层的重要信息比特，之后借助第一层重要信息比特的位置定位解调出第二层的增强信息比特；
(3)目的节点通过SD信道接收信号：
目的节点(地面基站D)根据SD的信道状况解调出第一层即基础层的比特信息；
(4)中继点R将从S源节点解调出的第二层的增强信息比特重新调制，以适合RD信道传输的调制方式发送给目的节点：
yRD＝hRDxr+nRD
式中，xr为R点调制后的信号。
4.根据权利要求2所述的面向深空通信的网络调制方法，其特征在于：所述适合RD信道传输的调制方式的选择以符合深空信道传输特性为前提，保证在可接受的误码率条件下，使得运用此技术条件下的吞吐量提高率达到最大为原则选取。
5.根据权利要求1所述的面向深空通信的网络调制方法，其特征在于：所述误码率的计算方法如下：根据规定画出2/4/8-PAM星座图，再设置相应的参数，所述相应的参数包括距离设置、单位比特的能量、误码率参量。
6.根据权利要求5所述的面向深空通信的网络调制方法，其特征在于：所述规定为星座的映射规则为从左向右依次是1，2...M-1。
一种面向深空通信的网络调制方法
技术领域
[0001] 本发明涉及深空通信领域，尤其涉及一种面向深空通信的网络调制方法。
背景技术
[0002] 1.深空通信的特点
[0003] 在深空探测的过程中，深空通信起着关键的作用，只有保证了深空通信系统的正常运行才有可能使得深空探测任务获得成功，而深空通信面临着地面通信和卫星通信所不具备的特殊困难，这是因为深空信道具有如下的特点：距离远、时延大、信道具有衰落特性、工作频率高，可用频带宽、链路易中断、上、下行链路不对称等。
[0004] 深空通信的传播距离极远，信号能量随着深空探测距离的平方衰减，从而导致接收信号信噪比极低，从而限制了探测数据的可靠传输，而随着传输距离的不断增大，只能通过将探测数据慢速传回地面的手段来达到可靠传输的目的。但这样会导致数据、图片、视频、声音等探测信息的下行传输速率很慢，这势必会增加占用存储器的时间，此举对存储器内存的容量提出了很高的要求。若在一定时间内，存储器内存已满，而其内部的探测数据未及时传回地面基站，则后续采集到的探测数据将被丢弃。我们知道，深空探测所采集到的数据都是极其珍贵的，一旦丢弃，将是极大损失。但是深空探测器受低功耗、小体积、小质量等工艺的限制，探测器所携带探测器材有限，其存储器容量有限，为了避免探测数据丢弃的情况，唯一的解决办法就是提高传输速率，将珍贵的探测数据高效地传回地面基站。因此，如何确保在可接受的可靠性范围内提高深空通信的有效性成为关键问题。深空通信的特殊性决定了深空通信采用的频率范围、调制方式与编码技术和协议体系等与地面无线通信、卫星通信不同。针对上述问题早期深空探测已经采用、以及未来一段时间的深空探测仍将采用的主要技术手段包括：提高载波频率，增大地面站与探测器的天线尺寸以获得更高的发射功率，采用功率有效和带宽有效的调制方式以及高增益的信道编码方式，同时降低接收系统噪声温度。但是，目前随着深空探测距离的不断加大，在深空探测器的硬件条件限制和加工精度有限的条件下，从加大天线尺寸和提高射频的角度已经不是未来研究的主要方向，提高发送功率的办法受到限制。因此，必须选取合适的调制方式，以解决深空通信大衰减和大时延条件下可靠、高效通信的问题。
[0005] 2.已采用的星体间直接传输策略以及基于单中继的两跳链路传输策略[0006] 在已有的星体间采用直传链路调制进行比特信息传输的策略中，方案一提出了根据不同的信道状况选用不同的调制类型进行信息的传输，主要有恒包络的BPSK(Binary Phase Shift Keying)，频谱利用率高、抗干扰性强的QPSK(Quadrature Phase Shift Keying)调制，这两种调制类型被广泛应用于各种通信系统中，尤其适合于卫星广播通信场景中，在有效性与可靠性的折中选择上，这两种调制类型是以较低的有效性换取较高可靠性的典型例子。
[0007] 方案二探讨了建立三个相距1200地心角的地面站解决深空通信时间短的问题，目前美国和俄罗斯都分别建立了三个相距1200地心角的地面站来解决通信时间短的问题，借助于不同地面站的不同位置来提升通信时间。而我国由于地理环境的限制，无法做到建立三个相距1200地心角的地面站来解决通信时间短的问题。
[0008] 方案三提出了利用中继卫星辅助通信的方法。其主要思想是针对深空通信链路距离长，衰落大的特点，在适当地点引入中继的办法来有效缩短通信链路的通信距离，进而增大每段链路的信噪比，提升一定有效性的同时提升系统可靠性。
[0009] 已有技术应用于深空通信所遇到的问题
[0010] 深空通信信道是典型的带限和非线性变参信道。深空的非线性是因为在深空通信中，为了有效地利用探测器的功率，发送信号功率放大器通常采用高功率非线性放大器，而这种非线性放大器具有幅相(AM/PM)效应，也就是当输入信号的幅度变化时，相应的输出信号的相位也发生变化，从而造成了信号的失真。其次，为了在距离如此大的通信链路中可靠的传输信号，传统的通信方式采用直传调制，且为了使信号特性与上述所示的信道特性相匹配，现存深空通信普遍采用BPSK、QPSK等低阶恒包络及包络起伏很小的准恒包络调制技术，这样可保证在地面站接收信号时能完全解调出接收信号，但是此种做法带来的后果是信息数据只能以很低的传输速率下行传输，从而阻碍了探测器内存容量的利用率。由以上深空通信的特点可知，以往所采用的深空通信链路的调制系统若应用在深空通信中存在着以下几个问题。第一，直传链路调制传输方式为了获得较高可靠性而放弃了有效性，但由于深空探测器的内存容量有限，较低的有效性，必然导致传输速率低，这样会使得探测器采集到的数据不能及时传回地球，若此时探测器容量已满，则无法继续采集数据，或者为了继续采集数据，只能将探测器内的数据丢弃，但深空探测器采集到的数据都是十分珍贵的，上述两种方式都会丢失宝贵数据，显然这样做是不科学的。第二，采用单中继的两跳链路的传输方式，虽然可以缩短每跳链路的传输距离，进而提升每段链路的信噪比，但是通过计算我们可以知道，单中继的两跳链路调制的方法在保证可靠性的条件下，系统有效性提升能力有限，即相比于直传调制链路，系统吞吐量提升百分比不大。
[0011] 为了避免深空信道的AM/PM效应、降低带限信号产生的影响，要求调制后的信号波形的包络波动尽量的小、且频谱效率好，因此我们选择低阶的恒包络调制技术BPSK及QPSK来构成网络调制技术，这样可以在带宽效率方面获得比较大的提高，以更好的避免信号产生失真。
[0012] 网络调制技术是近两年来提出的一种新的跨网络层的调制技术，将物理层的调制技术与网络拓扑，功率分配等技术结合起来，在保证一定可靠性的前提下，相比于直传调制技术及单中继的两跳链路调制技术而言，可有效提升系统吞吐量。当然，若想使得系统可靠性提升，加入适当的编码即可。
发明内容
[0013] 针对现有技术中存在的缺陷或不足，本发明所要解决的技术问题是：提供一种面向深空通信的网络调制方法，基于三点式拓扑结构的网络调制技术，目的在深空通信的特定背景下，在实现系统的有效抗衰落前提下，解决深空通信中吞吐量较低的问题。
[0014] 为了实现上述目的，本发明采取的技术方案为提供一种面向深空通信的网络调制方法，包括以下步骤：
[0015] 步骤1、根据三段不同链路的信道条件特性选取适合于信道传输的调制类型进行配比并采用网络调制进行探测数据的传输；
[0016] 通过对星座图的排布特点分析可得，网络调制中三段不同链路所产生的误码率计算公式为：
[0017]
[0018] 式中，2d1代表BPSK调制中两个信息比特间的距离，2d2代表QPSK调制中两个信息比特间的距离，2d3代表实际传输的8PSK调制中两个信息比特间的距离，d＝[d1，d2，...，dm]，N0为噪声平均功率；
[0019] 网络调整的吞吐量公式为：
[0020]
[0021] 式中：mNM为满足特定误码率条件下的系统吞吐量，mb、me、mR分别代表源节点所选用的第一层调制类型、第二层调制类型及中继节点R选用的调制类型，TR为中继节点R传输调制信号到目的节点D所用传输时间，T为源节点S广播信号所用的传输时间；
[0022] 步骤2、通过中继节点的辅助解调信息，再以适当的调制类型发送给目的节点；
[0023] 步骤3、目的节点分别将源节点和中继节点发送的信息解调叠加，进而还原出发送端所发送的信息比特。
[0024] 作为本发明的进一步改进，述步骤2中通过中继节点的辅助解调信息包括：
[0025] A、在发射端，信息比特经过广播调制，在调制过程中将信息比特进行两层的叠加调制，分别称为第一层的重要信息比特调制和第二层的增强信息比特调制；
[0026] B、用两种不同或者相同的调制方式进行叠加，将调制后的码字经探测器S 的发送天线发射出去，发射信号送入AWGN信道，通过两条链路先后到达中继点Relay以及地面基站D；
[0027] C、中继点Relay首先解调出第一层的重要信息比特，之后借助第一层重要信息比特的位置定位解调出第二层的增强信息比特；
[0028] D、以“适合RD信道传输的调制方式”调制Relay点解调出的第二层增强信息比特并发送给地面基站D；
[0029] E、地面基站D分别解调出探测器S发送的第一层重要信息比特以及中继点 Relay发送的第二层增强信息比特；
[0030] F、地面基站D将分别解调出的两层信息比特结合。
[0031] 作为本发明的进一步改进，所述网络调制的信号传输过程分为以下四种：
[0032] (1)源节点广播信号为：
[0033]
[0034] 此处，β为网络调制的功率分配系数，且0≤β≤1，xb为基础层信息，xe为增强层信息；
[0035] (2)中继点通过SR信道接收信号：
[0036]
[0037] 中继点Relay首先解调出第一层的重要信息比特，之后借助第一层重要信息比特的位置定位解调出第二层的增强信息比特；
[0038] (3)目的节点通过SD信道接收信号：
[0039]
[0040] 目的节点(地面基站D)根据SD的信道状况解调出第一层即基础层的比特信息；
[0041] (4)中继点R将从S源节点解调出的第二层的增强信息比特重新调制，以适合 RD信道传输的调制方式发送给目的节点：
[0042] yRD＝hRDxr+nRD
[0043] 式中，xr为R点调制后的信号。
[0044] 作为本发明的进一步改进，所述适合RD信道传输的调制方式的选择以符合深空信道传输特性为前提，保证在可接受的误码率条件下，使得运用此技术条件下的吞吐量提高率达到最大为原则选取。
[0045] 作为本发明的进一步改进，所述误码率的计算方法如下：根据规定画出2/4/8-PAM星座图，再设置相应的参数，所述相应的参数包括距离设置、单位比特的能量、误码率参量。
[0046] 作为本发明的进一步改进，所述规定为星座的映射规则为从左向右依次是1，2...M-1，其中b1为最高优先级的比特MSB(the most significant bit)，同理，bk(k＝2，
3...m)为相对低优先级的比特，最低优先级的比特为bm LSB (the least significant bit)。
3...m)为相对低优先级的比特，最低优先级的比特为bm LSB (the least significant bit)。
[0047] 本发明的有益效果是：本发明针对深空通信传输速率低的问题，采用网络调制技术的三点式拓扑结构传输模型来提升系统吞吐量，进而达到快速传输数据的目的。首先，选取了基于中继的三点式网络拓扑结构，利用推导出的误码率和系统吞吐量的计算公式，通过对不同调制类型所构成的网络调制技术进行Matlab仿真，得出系统性能。
[0048] 以月地通信系统为例，选取地月系拉格朗日L1点处为中继位置，通过将月球、地球及中继L1三者间随着相对运动而产生的距离变化数据导入到Matlab中进行仿真，可以得出直传链路调制、单中继链路调制及采用网络调制技术的三种传输方式下系统吞吐量的大小。以误码率为10-3为例，通过对结果分析比较可知，网络调制技术应用于深空通信中可使系统吞吐量较直传链路调制提升20％～27％，较单中继两跳链路调制技术提升 14％～25％。
附图说明
附图说明
[0049] 图1是本发明发射端方框图；
[0050] 图2是本发明不同调制类型配比的网络调制模型结构图；
[0051] 图3是本发明2/4/8-PAM星座映射图；
[0052] 图4是本发明4-PAM星座点分布图；
[0053] 图5是本发明8-PAM由两个4-PAM合成图；
[0054] 图6是本发明4-PAM合成的一半8-PAM，此处LSB＝0的结构示意图；
[0055] 图7是本发明4-PAM合成的另一半8-PAM，此处LSB＝1的结构示意图；
[0056] 图8是本发明三种不同网络调制的误码率对比图；
[0057] 图9是本发明中继到月球链路(S-R)仿真图；
[0058] 图10是本发明地球到月球链路(S-D)仿真图；
[0059] 图11是本发明S-R链路每隔30点抽取数据仿真图；
[0060] 图12是本发明S-D链路每隔30点抽取数据仿真图；
[0061] 图13是本发明误码率为10-4条件下地月系吞吐量随地月运动曲线图；
[0062] 图14是本发明误码率为10-3条件下地月系吞吐量随地月运动曲线图。
具体实施方式
[0063] 下面结合附图说明及具体实施方式对本发明进一步说明。
[0064] 在本发明中，我们提出了一种应用于深空通信的基于中继的网络调制的拓扑结构，首次在深空通信中引入中继节点并进行协作网络调制，通过根据不同的信道条件特性选取适合于信道传输的调制类型进行配比，通过中继节点的辅助解调信息，再以适当的调制类型发送给目的节点，最终目的节点分别将源节点和中继节点发送的信息解调叠加，进而还原出发送端所发送的信息比特。我们提出的网络调制的系统模型如图1所示。
[0065] 首先，在发射端，信息比特经过广播调制，在调制过程中将信息比特进行两层的叠加调制，分别称为第一层的重要信息比特调制和第二层的增强信息比特调制。之后用两种不同或者相同的调制方式进行叠加，将调制后的码字经探测器S的发送天线发射出去，发射信号送入AWGN信道，通过两条链路先后到达中继点Relay以及地面基站D。由于中继点Relay距离探测器距离相对比较近，所以中继点Relay接收端先接收到带有高斯噪声的信号，中继点Relay首先解调出第一层的重要信息比特，之后借助第一层重要信息比特的位置定位解调出第二层的增强信息比特。然后，以“合适的调制方式”调制Relay点解调出的第二层增强信息比特并发送给地面基站D。此处“合适的调制方式”的选择以符合深空信道传输特性为前提，保证在可接受的误码率条件下，使得运用此技术条件下的吞吐量提高率达到最大为原则选取。之后，地面基站D分别解调出探测器S发送的第一层重要信息比特以及中继点Relay发送的第二层增强信息比特。最后，地面基站D将分别解调出的两层信息比特结合，进而成功还原出探测器S发送的信息数据。
[0066] 误码率的计算方法
[0067] 网络调制应用于深空通信，三段链路所产生的误码率以及整体通信模型的吞吐量是本文关注的两个焦点，因此，误码率的计算至关重要。误码率的计算方法如下所示：首先，以通用Gray映射的M-PAM为例，如下图所示(2/4/8-PAM为例)，星座的映射规则为从左向右依次是1，2...M-1，其中b1为最高优先级的比特MSB(the most significant bit)，同理，bk (k＝2，3…m)为相对低优先级的比特，例如，b2为第二高优先级的比特，以此为例，最低优先级的比特为bm LSB(the least significant bit)。可以根据上述规定画出2/4/8-PAM星座图。图中黑色点和斜纹点是虚拟点，真实情况下是不传输的，而实际传输的是相对于黑点和斜纹点的图中白色点。
[0068] 根据图3，相应的参数设置如下：
[0069] 1)距离设置
[0070] 对于第k个符号，将整数变换成相对映的二进制数，之后将m位二进制数进行格雷(Gray)映射，映射公式如下：
[0071] gc1，k＝b1，k
[0072]
[0073] 代表模二加法。
[0074] 根据上述公式，可以得出8-PAM中八个星座点的Gray映射。
[0075]
[0076] 图3中2d1代表BPSK调制中两个黑点信息比特间的距离，表示为基础层调制(basic modulation)，2d2代表QPSK调制中两个斜纹点信息比特间的距离，表示为第二层调制，以此类推，2d3代表实际传输的8PSK调制中白点信息比特间的距离，表示为第三层调制。
[0077] d＝[d1，d2，...，dm] (1-3)
[0078]
[0079]
[0080] Qk为一个行坐标向量，例如，星座点N1，其对应的坐标向量Q1＝[1，1，1]d3。根据公式(1-4)和(1-5)可以得出(1-6)八个点的横坐标值。
[0081]
[0082] 2)单位比特的能量：显而易见，
[0083] Ek＝Nk2＝(RQkT)2＝RQkTQkRT (1-7)
[0084] 则星座点的平均比特能量为ES：
[0085]
[0086] 将(1-7)式代入(1-8)式得：
[0087]
[0088] 3)误码率参量
[0089] 在AWGN信道中，误码率公式以误差函数的加权和的形式表示如下：
[0090]
[0092] 将(1-10)两边平方，并将(1-9)代入得：
[0093]
[0094] 1)以4-PAM为例进一步了解误码率的计算公式，此处4-PAM为递归方法的根，[0095]
[0096]
[0097] 2)对于8-PAM而言，其误码率为：
[0098]
[0099] 由图5、6、7可得8-PAM可表示成两个4-PAM的和：
[0100]
[0101] d±＝[d1，d2±d3] (1-16)
[0102] 同理，
[0103] 对于b3而言，根据上图5可得，其误码率Pb(8，d，b3)为：
[0104]
[0105] 从图中不难看出，最后一位比特LSB满足模式0-1-1-0-0-1-1-0...。
[0106] 3)在AWGN信道中，递归的M-PAM误码率公式为：
[0107]
[0108] 式子(1-19)满足当调制类型m(m＝log2M)为偶数的情况下，如m＝2，4，6…，当 m为奇数时，则式子(1-19)只是其前(m-1)位比特的误码率计算公式，最后单独一个比特bm则只能利用下面的LSB算法计算得出：
[0109]
[0110] 其中：
[0111]
[0112] B为最后一比特LSB的判决限，LSB符合0-1-1-0-0-1-1-0...的变化模式，则可求出：
[0113]
[0114] d0为星座点相对于原点其LSB＝0的坐标：
[0115]
[0116] 其中i＝2，3，...2m-1-1。
[0117] d1为星座点相对于原点其LSB＝1的坐标：
[0118]
[0119] 其中i＝1，2，…2m-1。
[0120] 对于8-PAM最后一比特LSB的b3的误码率公式，由式(1-23)得：
[0121]
[0122] 由(1-24)得，
[0123] 由(1-25)得，
[0124] 对8-PAM而言，M＝8，m＝3，并将式子(1-26)、(1-27)、(1-28)分别代入 (1-21)、(1-22)得：
[0125]
[0126] 同理可得：
[0127] 将(1-29)(1-30)代入(1-20)得：
[0128]
[0129] 将(1-31)与(1-18)比较可知，两者结果是一样的，故此递归公式已获得验证。
[0130] 2传输速率与吞吐量的表示方法
[0131] 香农第二定理的成立条件是指信号在有噪声的理想信道传输时信道容量与带宽、信噪比三者间的关系，即C(γ)＝B log(1+γ)[bit/s]
[0132] 此处假设带宽B＝1Hz，香农第二定理是描述信道容量所能获得的理想最大值，一般情况下，其传输速率都小于极限信道容量。
[0133] 依据上述图2所示的网络模型而言，其信号传输过程可分为以下四种：
[0134] ①源节点广播信号为：
[0135]
[0136] 此处，β为网络调制的功率分配系数，且0≤β≤1，xb为基础层信息，xe为增强层信息。
[0137] ②中继点通过SR信道接收信号：
[0138]
[0139] 中继点先解调出第一层的比特信息，进而利用第一层比特的位置定位解调出第二层信息比特。
[0140] ③目的节点通过SD信道接收信号：
[0141]
[0142] 目的节点根据SD的信道状况可解调出第一层即基础层的比特信息。
[0143] ④中继点R将从S源节点解调出的增强层信息比特重新调制，以适合RD 信道传输的调制方式发送给目的节点，xr为R点调制后的信号：
[0144] yRD＝hRDxr+nRD (2-4)
[0145] 假设三段链路的信道为加性高斯白噪声信道，其噪声特性符合CN(0，δ2)，则三段链路的信噪比分别为 和 根据链路的特性，我们假定三段链路的信噪比满足如下关系：γSR＞γSD，γRD＞γSD。
[0146] 假设源节点S广播信号所用的传输时间为T，中继节点R传输调制信号到目的节点D所用传输时间为TR，则通过计算可以得出S传输到R的信息量为：
[0147] T(mb+me) (2-5)
[0148] 假设中继点R选取mR类型的调制方式进行Tme个信号传输到目的节点D，则其所用传输时间为：
[0149]
[0150] 则整个网络调制模型的传输速率计算公式为：
[0151]
[0152] 从上式不难看出，当TR＜T时，整个模型的传输速率就会提升。如要满足此条件，由(2-6)式可知mR＞me，即中继节点R处传递信号到目的节点时所选择的的调制类型是有限制的。
[0153] 中继节点R解调来自于源节点所广播的信号时，需满足下列条件：
[0154]
[0155] 目的节点D解调来自于源节点S的第一层信息比特时，需满足下列条件：
[0156]
[0157] 目的节点D解调来自于中继节点R的第二层信息比特时，需满足如下条件：
[0158] mR≤C(γRD) (2-10)
[0159] 若要同时满足mR＞me及mR≤C(γRD)，则可以得出如下条件：
[0160] mR＝C(γRD) (2-11)
[0161] 我们的目的是根据给定的三段链路的信噪比γSR，γSD，γRD，在满足 (2-8)、(2-9)两式的前提条件下求出(2-7)式的最大值，即整个网络调制模型的最大传输速率。
[0162] 若要同时满足(2-8)、(2-9)两式，问题转化为求mb得最小值，即：
[0163] mb＝min{Mb1(β)，Mb2(β)} (2-12)
[0164] 第一种情况：当前者比较小时，推导过程如下所示：
[0165]
[0166] 第二种情况：当后者比较小时，推导过程如下：
[0167]
[0168] 由(2-13)可得， 时，满足β∈[β0，1]，得出mb+me＝C(γSR)，其值与β无关，此时
[0169]
[0170] 显然，传输速率随着β的增大而递减，因此当β＝β0时达到最优的传输速率。由(2-14)可得， 时，满足β∈[0，β0]，此
时
时
[0171]
[0172] 为最大的传输速率。
[0173] 网络调制的最大信道容量已经求出，通过比较直传链路以及带中继的两跳链路的信道容量，即可得出利用网络调制的模型其信道容量的提升百分比。其中，直传链路的信道容量为：
[0174] RSD＝C(γSD) (2-17)
[0175] 带中继的两跳链路的信道容量为：
[0176]
[0177] 根据香农定理计算出的信道容量是理想情况下可达到的最大速率，本发明使用网络调制得出的吞吐量以香农第二定理中的信道容量为上限。上述一系列公式的推导是为了说明吞吐量的计算公式，以及确保吞吐量的最后输出结果小于信道容量。根据上述公式推导，当其中的传输速率mb， me代表所选用的调制类型时，根据网络调制的拓扑结构可推导出：
[0178]
[0179] 此处的mNM为满足特定误码率条件下的系统吞吐量。
[0180] 3深空通信中以月地通信链路为例应用网络调制技术的仿真与性能分析[0181] 根据上述推导出的吞吐量计算公式，可以计算出下述表格：
[0182] 表1系统采用不同调制技术下吞吐量的比较
[0183]
[0184] 在这部分内容中，我们通过仿真证明了提出系统的性能效果，将网络调制与带中继的两跳链路以及直传链路传输作比较，可以直观清晰的得出吞吐量的提升。下面的仿真由蒙特卡洛仿真得出，没有运用上述推导的误码率公式原因在于：因本论文所用调制阶数较小，且调制类型也不多，因此为了方便直接由蒙特卡洛仿真得出。
[0185] 图8显示的是在相同信噪比SNR条件下的三种不同网络调制类型相对应的误码率曲线，从图中我们可以看出，在相同信噪比条件下， 8PSK-BPSK-QPSK类型的网络调制的误码率最低，其次是 QPSK-QPSK-8PSK，误码率最差的是64QAM-QPSK-16QAM网络调制类型。当-5信噪比达到16dB时，8PSK-BPSK-QPSK类型的网络调制的误码率可以达到10 以下，对于实际通信系统而言，此数值完全可以满足要求，当然，若要达到更低的误码率需求，选取适当编码方式即可。
[0186] 图9和图10模拟的是月球、地球以及月地间拉格朗日L1点作为中继所组成的网络调制拓扑模型下的传输过程中误码率随距离变化的曲线图。其中三者间的距离关系随着星体自转与公转而不断改变，三组距离数据的获得由STK(Satellite ToolKit)导出，每组数据导出2000条，共3组6000条距离相对变化的数据。图11、图12为图9、图10每隔30个数据抽取出的仿真曲线图。对比图9与图10，分别都是8PSK-BPSK-QPSK网络调制下月地通信的误码率曲线，其中，图9为月地通信下的中继到月球(即S-R链路) 传输所得的误码率曲线，图10为月地通信下的地球到月球(即S-D链路)传输所得的误码率曲线。通过仿真曲线我们可以看出在信噪比为8dB-16dB区间时，通过两段不同链路传输信息时误码率数值主要分布在10-3-10-4区间，对比图8在相同信噪比区间下的同一种网络调制类型8PSK-BPSK-QPSK所对应的误码率值是偏高的。究其原因，主要是由于三个星体间的自转与公转运动导致的。
[0187] 如图13所示，在保证系统误码率为10-4条件下，随着地球与月球的不断运动，系统采用不同调制类型构成的网络调制技术、直传链路调制以及单中继两跳链路调制三者间系统吞吐量的比较结果仿真图。从仿真图不难看出，采用网络调制技术系统的吞吐量最高，其次是系统采用单中继的连跳链路调制，而系统采用直传链路调制的吞吐量最低。
[0188] 图14所示，保证系统误码率为10-3条件下，随着地球与月球的不断运动，系统采用网络调制技术8PSK-QPSK-QPSK、直传调制QPSK以及单中继两跳链路调制QPSK-8PSK三者间系统吞吐量的比较结果仿真图。从仿真图不难看出，在大部分距离变化期间，系统采用网络调制技术8PSK-QPSK-QPSK的吞吐量最高，提升量范围大致在20％左右，个别距离变化范围内，系统采用单中继的两跳链路调制方式所得吞吐量要高于采用网络调制技术，原因在于随着三者间的不断运动，为了满足误码率的需求，某些时刻系统只能采用低阶的调制类型，因此此时系统采用网络调制技术的吞吐量性能要低于采用单中继的两跳链路调制方法，而系统采用直传链路调制的吞吐量最低。
[0189] 以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。
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