技术领域
[0001] 本
发明涉及一种固态变压器(Solid State Transformer，SST)，具体涉及一种模块化多电平型固态变压器(MMC-SST)及其内模控制方法。
背景技术
[0002] 固态变压器是一种基于大功率电
力电子变换技术来实现
电压变换和
能量传递的智能电力变压器。随着
能源互联系统的提出与发展，固态变压器作为其关键设备
电能路由器，受到愈来愈多的关注。
[0003] 迄今为止，在SST的拓扑结构实现方案和控制方法上，国内外已经取得了一定的研究成果。目前，固态变压器主要有传统两电平或三电平VSC(Voltage Source Converter)型固态变压器和H桥级联型多电平固态变压器。但是，要将两电平SST应用于中高压场合，通常需要将输入级中的全控型电力电子器件串(并)联使用，这就需要解决均压(均流)问题，就目前来讲，这还是一个很大的挑战。H桥级联多电平变流器应用到固态变压器中可以满足中高压应用场合的需要，但其需要大量的全控型
开关器件和高频变压器，而高频变压器作为SST中体积和重量占很大比重的无源器件，其大量使用不利于提高固态变压器的功率
密度。此外，控制系统作为固态变压器的又一核心技术，其好坏将直接影响整个系统的工作性能。
目前固态变压器
控制器的设计大都基于dq旋转
坐标系下建立的数学模型，采用基于PI控制器的双闭环控制方式，通过dq解耦控制实现有功功率与
无功功率的独立控制。虽然系统具有良好响应性能，但由于需要交叉解耦，且反馈解耦效果对参数变化敏感，所以难以实现完全解耦控制，控制效果的好坏过度依赖于被控对象的数学模型，且控制相对复杂。
发明内容
[0004] 有鉴于此，针对现有固态变压器拓扑结构实现方案和控制方法的不足，本发明的目的在于提供一种模块化多电平型固态变压器(MMC-SST)及其内模控制方法。
[0005] 为实现上述目的，本发明提供的技术方案如下：
[0006] 一种模块化多电平型固态变压器，包括模块化多电平变流器、DC-DC隔离器和DC-AC逆变器；
[0007] 所述模块化多电平变流器的交流侧连接高压交流
电网，直流侧连接所述DC-DC隔离器的输入端，所述DC-AC逆变器的直流侧连接所述DC-DC隔离器的输出端，交流侧连接低压交流电网或负载。
[0008] 进一步地，所述模块化多电平变流器包括第一变流桥、第二变流桥和第三变流桥，所述变流桥的输入端作为三相交流输入端的一相，所述变流桥包括正变流臂、负变流臂、第一滤波电抗器和第二滤波电抗器，所述正变流臂的正端连接到所述模块化多电平变流器的直流正端，进而连接到所述DC-DC隔离器的正端，所述正变流臂的负端通过所述第一滤波电抗器与电网的一相相连，所述负变流臂的负端连接到所述模块化多电平变流器的直流负端，进而连接到所述DC-DC隔离器的负端，所述负变流臂的正端通过所述第二滤波电抗器与电网的一相相连，所述正变流臂/负变流臂包括多个依次正负
串联的功率子模块，所述功率子模块的直流侧正负分别与高压直流电网的正负连接。
[0009] 进一步地，所述功率子模块包括直流电容器、第一开关器件、第二开关器件、第一续流
二极管和第二
续流二极管，所述第一开关器件和第二开关器件为全控型
半导体开关器件；
[0010] 所述第一开关器件的集
电极与所述第一续流二极管的
阴极相连接，所述第一开关器件的发射极与所述第一续流二极管的
阳极相连接；所述第二开关器件的集电极与所述第二续流二极管的阴极相连接，所述第二开关器件的发射极与所述第二续流二极管的阳极相连接；所述直流电容器的正端与所述第一开关器件的集电极相连接，所述直流电容器的负端与所述第二开关器件的发射极相连接；所述第一开关器件的发射极作为所述功率子模块的正端，所述第二开关器件的发射极作为所述功率子模块的负端。
[0011] 进一步地，所述DC-DC隔离器包括第一电容、
单相全桥逆变器、高频变压器、单相全桥
整流器和第二电容，所述DC-DC隔离器的直流
输入侧并联所述第一电容形成直流输入端口，所述第一直流电容与所述单相全桥逆变器串联，所述单相全桥逆变器和所述高频变压器串联，所述高频变压器与所述单相全桥整流器串联，所述单相全桥整流器与所述第二电容并联形成直流输出端口，所述直流输出端口与低压直流电网连接，所述直流输入端口与所述功率子模块的直流输出端连接。
[0012] 进一步地，所述DC-AC逆变器为
三相电压源型逆变器(VSI)，通过LC滤波支路直接与低压交流电网或负载相连。
[0013] 一种对上述的模块化多电平型固态变压器的内模控制方法，包括以下步骤：
[0014] S1、模块化多电平变流器的控制：
[0015] MMC外环采用PI控制器来控制直流电压，内环采用内模控制器来实现对交流
电流无静差
跟踪控制，并且采用基于载波移相技术的电容电压平衡控制策略，以实现MMC相间均压控制和子模块均压控制。
[0016] S2、DC-DC隔离器的控制：
[0017] DC-DC隔离器采用N个结构相同的DC-DC变换单元通过ISOP的方式连接而成，MMC输出的直流高压首先通过由同一同步
信号控制的N个结构相同的单相全桥逆变器调制成高频方波，再通过高频变压器耦合到副方，最后由同一
同步信号控制的N个结构相同的单相全桥整流器还整成低压直流。
[0018] S3、DC-AC逆变器的控制：
[0019] 逆变器外环采用PI控制器控制输出稳定的工频交流电压，内环采用内模控制器对滤波电感的反馈电流和负载电流前馈补偿电流进行无静差跟踪控制，并且采用空间电压矢量调制技术(SVPWM)。
[0020] 进一步地，步骤S1中，当模型与控制对象MMC匹配时，可对输入进行无静差跟踪，令[0021]
[0022] 式中，CM(s)为内模控制器，G-1(s)为控制对象模型的逆矩阵，R’、L’分别为输入侧
电阻和电感的估计值，ω为系统
角频率，s被等效看成jω；
[0023] CM(s)的形式在实际中是无法实现的，必须加入低通
滤波器，引入一个一阶
低通滤波器[0024]
[0025] 式中，L(s)为一阶低通滤波器，λ为闭环带宽，I为单位矩阵；
[0026] 引入低通滤波器后，内模控制器变为：
[0027]
[0028] 由内模控制等效
框图，再结合CM(s)可得：
[0029]
[0030] 式中,F(s)为内模解耦等效矩阵，主对角线上元素为电流控制器传递函数表达式,反对角线上元素则为内模解耦网络的传递函数；
[0031] 基于内模控制的解耦实现方法具体为：将交流网测电压Usabc经过一
锁相环PLL，得到其系统角频率ωs，同时通过abc-dq变换，得到dq分量：Ud和Uq；交流网测电流Isabc通过abc-dq变换，得到dq分量：id和iq；直流
母线电压UDC与电压参考值U*DC相减后，经PI控制器得* *到指令电流id；交流网测无功Q与无功功率参考值Q 相减后同样经PI控制器，得到指令电流i*q，这几个信号作为本
实施例中图8所示的解耦实现图的输入，可得到指令信号u*d和u*q；
Ud、Uq分别与u*d、u*q相减，得到Urd、Urq，经dq-abc反变换可得到abc三相指令电压，作为载波移相调制的
输入信号，上述中Ud、Uq和Id、Iq分别为电网电压和电流在d轴和q轴上的分量。
[0032] 进一步地，步骤S2中，其中N个逆变器和整流器均采用PWM控制，驱动信号为50％占空比的互补触发脉冲，并且采用有功功率均衡控制方法，通过合理设置串联
谐振电路使全控型开关器件处于
零电流开关状态。
[0033] 进一步地，步骤S3中，具体控制过程如下：
[0034] 负载侧电压Ulk经一
锁相环PLL得到负载电压角频率ωl，其作为abc-dq和dq-abc变换模块的输入，同时经abc-dq变换得到dq轴分量Uld、Ulq，负载侧电流Ilk经abc-dq变换得到dq轴分量Ild、Ilq，逆变器输出电流Iik经abc-dq变换得到dq轴分量Iid、Iiq，上述中Iid、Iiq，Uid、Uiq为三相DC/AC逆变器输出电流、电压在dq旋转坐标系下的d轴分量和q轴分量，Uld、Ulq，Ild、Ilq为负载电压、电流在dq旋转坐标系下的d轴分量和q轴分量。
[0035] 与
现有技术相比，本发明的有益效果在于：
[0036] (1)在拓扑结构方面，该固态变压器的输入级采用模块化多电平变流器，通过增减每个桥臂串联子模块的个数，灵活地调整变流器的电压适用范围，根据应用需要可以使固态变压器运用于高电压、大功率领域。模块化多电平变流器与其它类型的多电平变流器相比，具有主电路简单,装置损耗小，占地面积小，成本低，便于模块化设计，对于固态变压器装置的设计、生产、维护都带来了便利；
[0037] (2)在控制方法方面，提出了一种将内模电流内环与PI电压外环结合的双闭环控制方法。此控制方式可以使电流具有更快速的响应速度以及更强的抗扰
动能力。同时，该控制方法避免了两相旋转坐标系下的交叉解耦问题，在一定程度上降低了控制系统设计的复杂程度。
附图说明
[0038] 图1是本发明提出的一种模块化多电平型固态变压器的结构
框架图；
[0039] 图2是本发明提出的一种模块化多电平型固态变压器的拓扑结构示意图；
[0040] 图3是本发明中的模块化多电平变流器(MMC)的结构示意图；
[0041] 图4是本发明中的功率子模块的电路结构示意图；
[0042] 图5是本发明使用的DC-DC隔离器的电路结构示意图；
[0043] 图6是本发明使用的电压源型逆变器的电路结构示意图；
[0044] 图7是本发明提供的内模控制框图；
[0045] 图8是本发明提供的内模控制框图等效图；
[0046] 图9是本发明提供内模控制方法实现解耦的原理框图；
[0047] 图10是本发明提供的高压侧MMC控制原理图；
[0048] 图11是本发明提供的低压侧逆变器控制原理图；
[0049] 图12是本发明实现的IMC与PI控制MMC的电流对比图。
具体实施方式
[0050] 下面结合附图和实施例对本发明所述的一种模块化多电平型固态变压器及其内模控制方法作进一步说明。
[0051] 请参阅图1和图2，图1为本发明提出的一种模块化多电平型固态变压器的结构框架图，图2是本发明提出的一种模块化多电平型固态变压器的拓扑结构示意图，具体地，所述模块化多电平型固态变压器，包括模块化多电平变流器、DC-DC隔离器和DC-AC逆变器；所述模块化多电平变流器的交流侧连接高压交流电网，直流侧连接所述DC-DC隔离器的输入端，所述DC-AC逆变器的直流侧连接所述DC-DC隔离器的输出端，交流侧连接低压交流电网或负载；所述模块化多电平变流器具有直流正端、直流负端和三相交流输入端。
[0052] 在本实施例中，所述电网为高压网，所述的模块化多电平变流器可与电网直接相连，通过改变子模块的个数能灵活适应电压等级，且能有效减少谐波，提高电能
质量。
[0053] 图3中示出了本发明中的模块化多电平变流器的结构框图，具体地，所述模块化多电平变流器包括A
相变流桥、B相变流桥和C相变流桥，每个变流桥的输入端分别为三相交流输入端的一相，其中，每个变流桥包括一个正变流臂、一个负变流臂和两个滤波电抗器；每个变流臂包括多个依次正负串联的功率子模块，即一个功率子模块的正端连接到另一个功率子模块的负端，多个功率子模块依次连接，位于两端的功率子模块分别形成变流臂的正端和负端。正变流臂包括编号为SM1至SMN的多个功率子模块，负变流臂也包括了编号为SM1至SMN的多个功率子模块，即正变流臂和负变流臂中包含功率子模块的数量相等。
[0054] 每个变流桥中，正变流臂的正端连接到模块化多电平变流器的直流正端，进而连接到DC-DC隔离器的正端，正变流臂的负端通过一个滤波电抗器与电网的一相相连；负变流臂的负端连接到模块化多电平变流器的直流负端，进而连接到DC-DC隔离器的负端，负变流臂的正端通过另一个滤波电抗器与电网的一相相连。
[0055] 图4是本发明中的功率子模块的电路结构示意图，每个功率子模块包括直流电容器Cd、第一开关器件S1、第二开关器件S2、第一续流二极管VD1和第二续流二极管VD2；其中，所述第一开关器件S1和第二开关器件S2为全控型
半导体开关器件。第一开关器件S1的集电极与第一续流二极管VD1的阴极相连接，第一开关器件S1的发射极与第一续流二极管VD1的阳极相连接；第二开关器件S2的集电极与第二续流二极管VD2的阴极相连接，第二开关器件S2的发射极与第二续流二极管VD2的阳极相连接；直流电容器C的正端与第一开关器件S1的集电极相连接，直流电容器C的负端与第二开关器件S2的发射极相连接；第一开关器件S1的发射极作为功率子模块的正端，第二开关器件S2的发射极作为功率子模块的负端。
[0056] 图5示出了所述DC-DC隔离器的结构图，所述DC-DC隔离器具有N各结构相同的DC-DC变换单元，每个DC-DC变换单元都由一个单相全桥逆变器、一个高频变压器和一个单相全桥整流器串联组成；DC-DC隔离器中的高频变压器实现电压等级变换和电气隔离，所述DC-DC隔离器中的单相全桥整流器采用并联输出的形式，其输入端与所述高频变压器相连，输出的正端与所述DC-AC逆变器的正端相连，输出的负端与所述DC-AC逆变器的负端相连。
[0057] 图6给出了所述DC-AC逆变器的结构图，所述的DC-AC逆变器为电压源型的三相全桥逆变器，其输入与上述DC-DC隔离器的输出相连，输出通过LC滤波支路直接与低压交流电网或负载相连。
[0058] 本实施例提供的一种模块化多电平型固态变压器采用模块化多电平变流器，通过增减每个桥臂串联子模块的个数，可以使固态变压器运用于不同电压领域。与传统固态变压器相比，这种固态变压器在高压网方面的优势是十分明显的。
[0059] 为解决传统固态变压器控制方法上dq交叉解耦的问题，简化控制器的设计，减少计算。本实施例提供一种上述所述的模块化电平变流器的固态变压器的控制方法，即将内模电流内环与PI电压外环结合的双闭环控制方法。
[0060] 内模控制(IMC)是一种基于过程数学模型进行控制器设计的控制方式，具有结构简单、跟踪调控性能好、鲁棒性强等优点，被广泛应用于非线性系统控制领域。
[0061] 图7所示为内模控制结构框图，其中，R(s)、Y(s)分别为系统输入和
输出信号，CM(s)为内模控制器，G(s)为控制对象，M(s)为控制对象的内模，D(s)为扰动，d(s)为系统输出Y(s)与内模输出Ym(s)之差。
[0062] 本实施例中的控制方法包括以下几个步骤：
[0063] S1、模块化多电平变流器的控制；
[0064] S2、DC-DC隔离器的控制；
[0065] S3、DC-AC逆变器的控制。
[0066] 具体的，步骤S1中，模块化多电平变流器外环采用PI控制器来控制直流电压，内环采用内模控制器来实现对交流电流无静差跟踪控制。本实施例还采用基于载波移相技术的电容电压平衡控制策略，以实现MMC相间均压控制和子模块均压控制。
[0067] 由内模控制的特点，当模型与控制对象(MMC)匹配时，可对输入进行无静差跟踪，令
[0068]
[0069] 式中，G-1(s)为控制对象模型的逆矩阵，R’、L’分别为输入侧电阻和电感的估计值，ω为系统角频率，s被等效看成jω；
[0070] CM(s)的形式在实际中是无法实现的，必须加入低通滤波器，通过调节低通滤波器的结构和参数来使系统稳定。本实施例中，引入一个一阶低通滤波器
[0071]
[0072] 式中，L(s)为一阶低通滤波器，λ为闭环带宽，I为单位矩阵。
[0073] 引入低通滤波器后，内模控制器变为：
[0074]
[0075] 图8所示为内模控制器的等效控制框图，由内模控制等效框图，再结合CM(s)可得：
[0076]
[0077] 式中,F(s)为内模解耦等效矩阵，主对角线上元素为电流控制器传递函数表达式,反对角线上元素则为内模解耦网络的传递函数，由内模控制方法实现的内模解耦图如图9所示。
[0078] 如图10所示，上面所述的步骤S1中，基于内模控制的解耦实现方法具体为：将交流网测电压Usabc经过一锁相环PLL，得到其系统角频率ωs，同时通过abc-dq变换，得到dq分量：Ud和Uq。交流网测电流Isabc通过abc-dq变换，得到dq分量：id和iq；
直流母线电压UDC与电压参考值U*DC相减后，经PI控制器得到指令电流i*d；交流网测无功Q与无功功率参考值Q*相减后同样经PI控制器，得到指令电流i*q，这几个信号作为本实施例中图9所示的解耦实现图的输入，可得到指令信号u*d和u*q。Ud、Uq分别与u*d、u*q相减，得到Urd、Urq，经dq-abc反变换可得到abc三相指令电压，作为载波移相调制的输入信号，上述中Ud、Uq和Id、Iq分别为电网电压和电流在d轴和q轴上的分量。
[0079] 步骤S2中，对DC-DC隔离器的控制包括：DC-DC隔离器采用N个结构相同的DC-DC变换单元通过ISOP的方式连接而成。MMC输出的直流高压首先通过由同一同步信号控制的N个结构相同的单相全桥逆变器调制成高频方波，再通过高频变压器耦合到副方，最后由同一同步信号控制的N个结构相同的单相全桥整流器还整成低压直流，其中的N个逆变器和整流器均采用PWM控制，驱动信号为50％占空比的互补触发脉冲。为解决ISOP连接方式引起的高频变压器参数不匹配和直流侧电压不相等的问题，本实施例采用了一种有功功率均衡控制策略，此外，为了降低系统损耗，通过合理设置串联
谐振电路(Lr和Cr)使全控型开关器件处于零电流开关状态(ZCS)。
[0080] 如图11所示，步骤S3中，DC-AC逆变器的控制包括：外环采用PI控制器控制输出稳定的工频交流电压，内环采用内模控制器对滤波电感的反馈电流和负载电流前馈补偿电流进行无静差跟踪控制，使其兼有较大的限流能力、较好的动态响应性能和较强的抗负载扰动能力。此处所述内模控制方法和内模控制解耦原理图和MMC基本相同。具体控制方法和内模控制解耦原理图如图11和
[0081] 图9所示。同时，为了提高逆变器直流电压利用率，减小
开关损耗，本实施例采用空间电压矢量调制技术(SVPWM)。
[0082] 负载侧电压Ulk经一锁相环PLL得到负载电压
相位ωl，其作为abc-dq和dq-abc变换模块的输入，同时经abc-dq变换得到dq轴分量Uld、Ulq。负载侧电流Ilk经abc-dq变换得到dq轴分量Ild、Ilq。逆变器输出电流Iik经abc-dq变换得到dq轴分量Iid、Iiq，上述中Iid、Iiq，Uid、Uiq为三相DC/AC逆变器输出电流、电压在dq旋转坐标系下的d轴分量和q轴分量，Uld、Ulq，Ild、Ilq为负载电压、电流在dq旋转坐标系下的d轴分量和q轴分量。图11中，ω为负载角频率，Cf为滤波电容值。
[0083] 针对上述提出的控制方法，本实施例对其控制效果进行了验证，具体考虑的工作情况为：电网侧功率因数变化。图12所示为，采用IMC控制和PI控制时模块化多电平变流器的dq电流分量的
波形对比图。
[0084] 具体的有，模块化多电平变流器1的直流电压给定值始终为18kV，输出级带三相平衡负载。初始状态时输入级无功给定值为0.625Mvar，即网侧功率因数为0.95(吸收无功)；0.3s时无功功率给定值变为-0.65Mvar，即网侧功率因数为0.95(发出无功)；0.4s时无功给定值为0，即网侧单位功率因数运行。图12对本发明中所述的模块化多电平变流器1采用IMC控制和采用PI控制时dq电流分量在上述工况下的跟踪效果进行了对比：从给出的dq轴电流波形可看出，在增减有功、无功功率给定时，采用IMC控制方式比采用PI控制方式电流内环响应速度更快。0.3s时，整流侧无功功率给定发生阶跃突变，可以看出PI控制的d轴电流
波动明显，而IMC控制方式下的电流非常平稳。由此可见IMC控制方式可以实现dq电流解耦控制且抗扰动性能比PI控制方式强，可以明显地看出本发明采用IMC内环控制方法的MMC-SST控制器较传统PI内环控制器具有更快的响应速度和更强的抗干扰能力。
[0085] 本发明中固态变压器的输入级采用模块化多电平变流器(Modular multilevel converter，MMC)，通过增减每个桥臂串联子模块的个数，使固态变压器运用于不同电压领域。为了使MMC-SST能够按照给定的功率因数运行，并且具有电压、电流动态响应快、抗负载扰动能力强等优势，根据内模控制的特性，提出了一种将内模电流内环与PI电压外环结合的双闭环控制方法。此控制方式可以使电流具有更快速的响应速度以及更强的抗扰动能力。同时，该控制方法避免了两相旋转坐标系下的交叉解耦问题，在一定程度上降低了控制系统设计的复杂程度。
[0086] 以上所述实施例仅表达了本发明的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对本发明
专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干
变形和改进，这些都属于本发明的保护范围。因此，本发明专利的保护范围应以所附
权利要求为准。
