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D类放大器
申请号	CN201380075886.X	申请日	2013-12-26	公开(公告)号	CN105144577A	公开(公告)日	2015-12-09
申请人	株式会社京三制作所;			发明人	让原逸男; 相川谕; 大间亮介;
摘要	在D类放大器中，抑制高频RF区域中的振荡现象，降低冲击电压。通过在D类放大电路的电源侧连接振荡吸收电路，由D类放大电路和连接的振荡吸收电路等价地构成振荡电路，并将振荡吸收电路所具备的电阻作为振荡电路的衰减电阻，来进行振荡现象的抑制和冲击电压的降低。振荡吸收电路由电阻和电感的RL并联电路构成。振荡吸收电路和D类放大电路构成振荡电路，振荡吸收电路的电阻在高频RF区域中构成振荡电路的衰减电阻。
权利要求	1.一种D类放大装置，其特征在于，具备： D类放大电路，其在封装内具备具有至少一个开关元件的串联电路的电桥电路、相对于所述开关元件的串联电路并联连接的旁路电容器；以及振荡吸收电路，其连接到所述D类放大器的电源输入端，所述振荡吸收电路由电阻和电感的RL并联电路构成，在所述振荡吸收电路和所述D类放大电路构成的振荡电路中，所述振荡吸收电路的电阻构成衰减电阻。 2.根据权利要求1所述的D类放大装置，其特征在于，构成所述振荡吸收电路的电阻构成衰减电阻，该衰减电阻在所述D类放大电路的动作中相对于由所述D类放大电路内的布线阻抗和所述旁路电容器构成的振荡电路等价地并联连接。 3.根据权利要求2所述的D类放大装置，其特征在于，以所述旁路电容器的值作为参数来设定构成所述振荡吸收电路的电阻的电阻值。 4.根据权利要求2所述的D类放大装置，其特征在于，构成所述振荡吸收电路的电阻的电阻值，基于在通过所述电阻、所述旁路电容器、和由布线电感和开关元件的电容的串联电路构成的所述布线阻抗的并联电路表示的2次振荡系统的振荡电路中，将衰减系数和谐振频率的积除以所述旁路电容器的值所得的值，所述振荡电路的谐振频率是构成电桥电路的各支路的布线阻抗的布线电感和开关元件的电容的积的平方根的值。 5.根据权利要求2至4中任一项所述的D类放大装置，其特征在于，所述电桥电路是由2个开关元件的串联电路形成的半桥电路，或者是将2个开关元件的串联电路并联连接而形成的全桥电路。
说明书全文	D类放大器技术领域 [0001] 本发明涉及 D类放大器，特别涉及具备由开关元件形成的全桥电路或者半桥电路的D类放大器。背景技术 [0002] 已知通过开关动作将直流电源的直流变换为高频交流的高频电源。作为该高频电源，已知基于D类放大电路(D类：IEC国际标准IEC60268-34类操作)的D类高频电源。 [0003] D类高频电源利用RF功率放大元件形成全桥电路或半桥电路，通过将该RF功率放大元件作为开关元件而以恒定占空比(Duty)的RF栅极信号进行开关动作，将直流电源的直流变换为高频交流，并将得到的高频交流作为高频行波电力供给到负载。D类高频电源通过脉冲驱动模式或连续驱动模式进行输出调整。在脉冲驱动模式中，通过RF栅极信号使RF功率放大元件进行开关动作，是交替地具有输出RF输出的ON(导通)区间和不进行开关动作、不输出RF输出的OFF(关断)区间这两区间的驱动形态，通过改变ON区间与OFF区间的时间比率即占空比(Duty)来调整RF输出的输出功率。能够通过脉冲控制信号的ON区间和OFF区间的占空比(Duty)来控制ON区间和OFF区间的占空比。此外，RF意味着高频。 [0004] 图11是基于以往已知的电桥电路结构的RF频带的D类放大电路的结构例。此外，这里表示了通过MOSFET的开关元件构成全桥电路的例子。D类放大电路将经由布线电感La和在D类放大电路的封装内设置的引线的引线电感Lp从直流电源部供给的直流变换为高频交流并供给到负载。 [0005] 在开关频率不高的低频RF区域中，为了抑制在MOSFET的导通-关断(ON-OFF)时发生的冲击电压，在封装的外部的引线间连接有旁路电容器C2。 [0006] 基于旁路电容器C2的冲击电压抑制，是由于在低频RF区域中，MOSFET的导通时的漏-源电压的上升时间(升起时间)、以及MOSFET的关断时的漏-源间电压的下降时间(降落时间)比较缓慢，MOSFET的电流变化(di/dt)小，因此MOSFET的低频RF区域的开关损耗大于高频RF频带的开关损耗。 [0007] 此外，通过较大地设定旁路电容器C2，MOSFET的开关损耗发挥了阻尼电阻的作用，也实现了对由布线电感La导致的谐振现象进行抑制的效果。 [0008] 图12(a)表示图11所示的D类放大电路从导通向关断切换时的等价电路，图12(b)表示低频RF区域的D类放大电路的漏-源电压的概要。等价电路中的r表示开关损耗，Lp表示封装的引线电感，Cd表示封装内的电容。 [0009] 在低频RF区域中，D类放大电路的特性方程式能够以2次系统表示，衰减系数ζ1/2 以ζ＝r/2·(2Cd/Ld) 表示。开关损耗r作为阻尼电阻起作用，并设衰减系数ζ为大于1的值，如图12(b)所示，使MOSFET的导通-关断切换时的漏-源电压的振荡衰减。 [0010] 另一方面，在开关频率高的高频RF区域中，由于使用的MOSFET进行高速动作，因此MOSFET的电流变化(di/dt)变大。图13表示高频RF区域的D类放大电路的例子。此外，图13中的虚线围住的电路表示后述的缓冲电路。图14(a)表示图13所示的高频RF区域的D类放大电路(除去缓冲电路的电路结构)从导通切换到关断时的等价电路，图14(b)表示高频RF区域的D类放大电路(除去缓冲电路的电路结构)的漏-源电压的概要。等价电路中的La表示封装外的布线电感，Lp表示封装的引线电感，Cd表示封装内的电容。 [0011] 在高频RF区域中，由于封装内的布线电感Ld、电容Cd是不可忽略的值，因此，通过在封装的外部设置的旁路电容器C2无法抑制MOSFET的漏-源的冲击电压。 [0012] 此外，如图14(a)的等价电路所示，高速化的MOSFET的开关损耗小，在高频RF区域的D类放大电路中，由于不存在开关损耗r因此不作为阻尼电阻起作用。因此，如图14(b)中的C、D所示，无法得到对漏-源电压的振荡进行抑制的效果，持续发生谐振现象。图中的C表示开关元件从关断向导通切换时的电压的振荡状态，发生了冲击电压。此外，图中的D表示开关元件从导通向关断切换时的电压的振荡状态。在任一切换时，发生的振荡状态会持续到下一次切换时。 [0013] 如图14(b)所示，当在MOSFET的漏-源间发生冲击电压时，直流交流变换的效率下降，除此之外还发生由于冲击电压的过电压引起元件损坏的问题。 [0014] 通过在封装的外部连接的旁路电容器C2无法吸收引线电感Lp、封装内的布线电感Ld的冲击能量而防止其流入MOSFET。 [0015] 作为高频RF区域的对策，除了在负载侧附加隔离器、3dB耦合器等之外，还已知为了抑制由封装外部的电感导致的固有振荡，在供给线间连接由Csu和Rsu的串联电路构成的CR缓冲电路的结构。 [0016] 此外，已知如下结构，在封装内相对于构成全桥电路的开关元件的串联电路并联连接旁路电容器，针对开关时的电流脉冲的发生，避免供给电压的电压降低，并且阻止由电流峰值导致的开关元件的损坏(专利文献1)。 [0017] 图15是表示在半桥电路中并联连接了旁路电容器的结构例的图。旁路电容器C3被构成为与构成半桥电路的开关元件的串联电路并联连接。 [0018] 指出在D类放大器的封装内设置旁路电容器的结构中存在如下问题，即由开关元件和旁路电容器形成电流路径，由电流路径中的线路电感和开关元件的输出电容形成振荡电路，对等离子体工艺应用D类放大器是不合适的(专利文献1的[0012]段)。在专利文献1中提出了通过限制流过旁路电容器的电流路径的长度来减小电感，通过使振荡频率移到高频来使衰减容易(专利文献1的[0016]段)。 [0019] 现有技术文献 [0020] 专利文献 [0021] 专利文献1：日本特开2008-228304号公报([0012]段、[0016]段)发明内容 [0022] 发明要解决的课题 [0023] 以往如前所述，针对在高频RF区域的D类放大器中，在形成电桥电路的开关元件的导通/关断时发生的冲击电压、谐振现象的问题，采用在封装外部连接旁路电容器、缓冲电路的对策，或者在封装内连接旁路电容器的对策等。 [0024] 然而，在封装外部设置旁路电容器的对策中，存在无法吸收封装的引线电感Lp、封装内的布线电感Ld的能量的问题；在封装外设置CR缓冲电路的对策中，存在由于直流电源具备的平滑电容器Cf(图13)的影响导致无法获得振荡吸收的效果的问题。 [0025] 在D类放大器的封装内设置旁路电容器的结构中，针对振荡问题提出了通过对流过旁路电容器的电流路径的长度进行限制来减小电感的结构，然而存在这样的问题，即，由于D类放大器的封装内的电流路径的设计受到与其他元件的配置等的限制，因此难以自由地设计。 [0026] 如上所述，具备由开关元件形成的电桥电路的高频RF区域的D类放大器，具有振荡现象和冲击电压的课题。 [0027] 在使用高频RF区域的D类放大器作为等离子体发生装置用RF电源的情况下，根据等离子体的未燃烧状态、RF电源与等离子体负载之间的电气长度等，成为不存在负载有效成分的状态，电路的衰减系数变小而易于发生大的振荡，因此，D类放大器的使用有时变得困难。 [0028] 因此，本发明的目的在于解决上述的现有问题，抑制D类放大器中高频RF区域中的振荡现象，降低冲击电压。 [0029] 此外，目的还在于不限制D类放大器的封装内的电流路径的长度地抑制高频RF区域中的振荡现象，降低冲击电压。 [0030] 用于解决课题的手段 [0031] 本发明鉴于上述课题，在D类放大电路的电源侧连接振荡吸收电路，由D类放大电路和连接的振荡吸收电路等价地构成振荡电路，并将振荡吸收电路所具备的电阻作为振荡电路的衰减电阻，来进行振荡现象的抑制和冲击电压的降低。 [0032] 本发明的D类放大装置由D类放大电路和振荡吸收电路构成。D类放大电路在封装内具备具有至少一个开关元件的串联电路的电桥电路、相对于电桥电路的开关元件的串联电路并联连接的旁路电容器，并在D类放大器的电源输入端连接振荡吸收电路。 [0033] 振荡吸收电路除了连接到D类放大电路的正电压侧的电源输入端或负电压侧的电源输入端的某一方之外，还可以连接到D类放大电路的正电压侧和负电压侧两者的电源输入端。 [0034] 振荡吸收电路由电阻和电感的RL并联电路构成。连接的振荡吸收电路和D类放大电路构成振荡电路，振荡吸收电路的电阻在高频RF区域中构成了振荡电路的衰减电阻。 [0035] 构成振荡吸收电路的电感使低于振荡吸收电路的谐振频率的低频成分(直流成分)流过D类放大电路。通过使低频成分经由电感流过，振荡吸收电路能够不发生基于电阻量的电力损耗地将低频成分(直流成分)供给到D类放大电路。 [0036] 此外，构成振荡吸收电路的电阻或电阻与电容器的RC串联电路，使高于振荡吸收电路的谐振频率的高频成分流过D类放大电路。振荡吸收电路通过使谐振频率以上的高频成分(交流成分)经由电阻流过D类放大电路，能够使振荡吸收电路的电阻R起到使D类放大电路的振荡现象的振荡衰减的阻尼电阻的作用。 [0037] 因此，本发明具备的振荡吸收电路，能够通过在封装外连接的电路实质地安装用于在包含谐振频率成分的高频RF区域中的振荡衰减所需的电力消耗的电阻量，而不调整D类放大电路的封装结构。 [0038] (振荡吸收电路的结构例) [0039] 在D类放大电路处于动作状态时，设导通状态的开关元件为路径的一部分，在D类放大电路内形成电流路径，并通过该电流路径上的布线阻抗和并联连接的旁路电容器形成谐振电路。这里，布线阻抗以布线电感和开关元件的漏-源间的电容的串联电路表示。 [0040] 连接到D类放大电路的振荡吸收电路的电阻，相对于在D类放大电路内形成的谐振电路等价地并联连接，构成振荡电路。电阻构成振荡电路的衰减电阻，抑制高频RF区域的振荡现象，并降低冲击电压。 [0041] 以旁路电容器的值作为参数来设定构成振荡吸收电路的电阻的电阻值。更详细地，在通过振荡吸收电路的电阻、D类放大电路的旁路电容器、由D类放大电路的布线电感和开关元件的电容的串联电路构成的布线阻抗等价地由RLC并联电路表示的2次振荡系统的振荡电路中，能够基于将衰减系数和谐振频率的积除以旁路电容器的值而得的值来设定振荡吸收电路的电阻的值。 [0042] 振荡电路的谐振频率是构成电桥电路的各支路的布线阻抗的布线电感和开关元件的电容的积的平方根的倒数值。 [0043] (D类放大电路) [0044] 构成D类放大电路的开关元件的电桥电路，可以是由2个开关元件的串联电路形成的半桥电路，除此之外还可以是将2个开关元件的串联电路并联连接而形成的全桥电路。 [0045] 在半桥电路和全桥电路的某一种电桥电路中，在开关元件的导通动作时的电流路径上形成同样的谐振电路，因此，连接了振荡吸收电路的本发明的D类放大装置实现了同样的作用。 [0046] 发明效果 [0047] 如以上说明的，根据本发明的D类放大装置，能够抑制D类放大器中高频RF区域中的振荡现象，降低冲击电压，此外，能够不限制D类放大器的封装内的电流路径的长度地，抑制高频RF区域中的振荡现象，降低冲击电压。附图说明 [0048] 图1是用于说明本发明的D类放大装置的第一结构例的图。 [0049] 图2是用于说明本发明的D类放大装置的第二结构例的图。 [0050] 图3是用于说明本发明的D类放大装置的第三结构例的图。 [0051] 图4是表示本发明的振荡吸收电路的结构例的图。 [0052] 图5是用于说明本发明的振荡吸收电路和D类放大电路的电路结构图。 [0053] 图6是用于说明本发明的振荡吸收电路的L和R的设定的流程图。 [0054] 图7表示本发明的振荡吸收电路和D类放大电路中的频率关系。 [0055] 图8是用于说明以往结构的实施例的图。 [0056] 图9是用于说明本发明的第一实施例的图。 [0057] 图10是用于说明本发明的第二实施例的图。 [0058] 图11是基于现有已知的电桥电路结构的RF频带的D类放大电路的结构例。 [0059] 图12是表示D类放大电路的等价电路、以及低频RF区域的D类放大电路的漏-源电压的概略的图。 [0060] 图13是表示高频RF区域的D类放大电路例的图。 [0061] 图14是表示高频RF区域的D类放大电路的等价电路、以及高频RF区域的D类放大电路的漏-源电压的概略的图。 [0062] 图15是表示在半桥电路上并联连接了旁路电容器的结构例的图。具体实施方式 [0063] 以下，参照附图详细说明本发明的实施方式。 [0064] 以下，关于本发明的D类放大装置，使用图1～3表示D类放大装置的结构例；使用图4表示本发明的振荡吸收电路的概略结构；使用图5～7表示振荡吸收电路的L、R以及旁路电容器C的设定例，使用图8～图10表示实施例。 [0065] [D类放大装置的结构例] [0066] (D类放大装置的第一结构例) [0067] 图1是用于说明本发明的D类放大装置的第一结构例的图。图1中，D类放大装置1具备：D类放大电路2A、与D类放大电路2A的电源输入端连接的振荡吸收电路3。 [0068] D类放大电路2A具备：全桥电路，其由开关元件2a和开关元件2b的串联电路与开关元件2c和开关元件2d的串联电路构成；旁路电容器C，其相对于2个串联电路并联连接，并将它们设置在同一封装内。 [0069] 开关元件2a～2d能够由例如MOSFET构成，并通过基于来自未图示的控制电路的控制信号的导通、关断控制，切换对于负载5的电流路径。例如，通过将开关元件2a和开关元件2d设为导通状态，将开关元件2b和开关元件2c设为关断状态，形成了从D类放大电路2A朝向负载5的以箭头A表示的方向的电流路径；相反地，通过将开关元件2a和开关元件2d设为关断状态，将开关元件2b和开关元件2c设为导通状态，形成了从D类放大电路2A朝向负载5的以图中箭头B表示的方向的电流路径。通过该开关元件的导通、关断状态的切换，使向负载5供给的电流方向反转。 [0070] D类放大电路2A是在封装内的基板上通过布线来配置开关元件2a～2d的结构，因此，具有布线导致的布线阻抗。布线阻抗能够由在构成电桥电路的各开关元件中，开关元件的布线具有的布线电感Ld和开关元件的电容Cd的串联电路来表示。开关元件的电容Cd在MOSFET的情况下是漏-源间的电容量。 [0071] 振荡吸收电路3连接在D类放大电路2A与直流电源4之间，并将直流电源4的直流电流供给到D类放大电路2A。振荡吸收电路3由电阻R和电感L的RL并联电路构成。 [0072] 在与振荡吸收电路3连接的D类放大电路2A的电源输入端设置有引线，图中以引线电感Lp来表示引线的电感成分。 [0073] 直流电源4是将利用交直流变换而得到的直流供给到D类放大装置2A的电源。直流电源4具备：交流源4a、通过交直流变换而输出直流的AC/DC变换器4b、从AC/DC变换器4b的直流输出中除去高频成分的低通滤波器4c。图示的直流电源的结构是一例，并不受限于该结构。 [0074] (D类放大装置的第二结构例) [0075] 图2是用于说明本发明的D类放大装置的第二结构例的图。第一结构例的D类放大装置1A，在D类放大电路2A中将开关元件2a～2d构成为全桥结构，与该结构相对，第二结构例的D类放大装置1B在D类放大电路2B中通过开关元件2a、2b的串联电路构成半桥电路的结构。 [0076] D类放大电路2B具备：半桥电路，其由开关元件2a和开关元件2b的串联电路和电容器2e、2f的串联电路构成；以及旁路电容器C，其相对于开关元件的串联电路并联连接，并将它们设置在同一封装内。 [0077] 串联连接的开关元件2a、2b能够由例如MOSFET构成，并通过基于来自未图示的控制电路的控制信号的导通、关断控制，切换流过负载5的电流路径。例如，通过将开关元件2a设为导通状态，将开关元件2b设为关断状态，形成了经由电容器2f从D类放大电路2B朝向负载5的以图中箭头A表示的方向的电流路径；相反地，通过将开关元件2a设为关断状态，将开关元件2b设为导通状态，形成了经由电容器2e从D类放大电路2B朝向负载5的以图中箭头B表示的方向的电流路径。通过该开关元件的导通、关断状态的切换，使向负载5供给的电流方向反转。 [0078] 其他的振荡吸收电路3、直流电源4、负载5以及引线电感Lp的结构与图1所示的D类放大装置2A的结构相同。 [0079] (D类放大装置的第三结构例) [0080] 图3是用于说明本发明的D类放大装置的第三结构例的图。第三结构例的D类放大装置1C，是在第一结构例的D类放大装置1A的结构或第二结构例的D类放大装置1B中，将振荡吸收电路3连接到D类放大电路的正电压侧的电源输入端与负电压侧的电源输入端两者的结构。 [0081] 振荡吸收电路3A连接在D类放大电路2A的正电压侧的电源输入端和直流电源4的正电压侧之间，振荡吸收电路3B连接在D类放大电路2A的负电压侧的电源输入端和直流电源4的负电压侧之间，将直流电源4的直流电流供给到D类放大电路2A。在由电阻R和电感L来构成用于构成图1所示第一结构的振荡吸收电路3的RL并联电路的情况下，为了通过第三振荡吸收电路3A、3B同样使振荡抑制特性起作用，振荡吸收电路3A和振荡吸收电路3B由电阻R/2和电感L/2的RL并联电路构成。 [0082] 此外，连接振荡吸收电路3和D类放大电路2A的电源输入端的引线的引线电感分别为Lp/2。 [0083] 其他的直流电源4、负载5的结构与图1所示的D类放大装置2A的结构相同。 [0084] [振荡吸收电路的结构] [0085] 图4表示振荡吸收电路3的结构例。振荡吸收电路3能够连接到D类放大电路的正电压侧的电源输入端或负电压侧的电源输入端的某一方，此外，能够连接到D类放大电路的正电压侧和负电压侧两者的电源输入端。 [0086] 图4表示由电阻R和电感L的RL并联电路构成振荡吸收电路3的例子。以下说明由电阻R和电感L的RL并联电路构成振荡吸收电路3的情况。 [0087] 连接的振荡吸收电路和D类放大电路构成振荡电路，振荡吸收电路的电阻在高频RF区域中构成振荡电路的衰减电阻。 [0088] 本发明的D类放大装置抑制D类放大电路的谐振现象的发生，并且，为了促进振荡现象的衰减，在D类放大电路内等价地导入电阻量。本发明的D类放大装置，为了在D类放大电路内导入电阻量R，使用振荡吸收电路在D类放大电路内除了直流成分IDC之外还供给交流成分IAC。 [0089] 在直流电源进行直交流变换而得到的直流电流中，除了直流成分之外，还包含通过了低通滤波器后的交流成分，D类放大电路的主要动作通过直流成分来进行。振荡吸收电路3使直流成分IDC流过D类放大电路，并且，为了在D类放大电路内导入电阻量R，除了直流成分IDC之外还供给交流成分IAC。 [0090] 振荡吸收电路3通过电感L使低于振荡吸收电路(RL并联电路)的谐振频率ω0(＝R/L)的低频成分(直流成分)流过D类放大电路，并通过电阻R使高于振荡吸收电路的谐振频率ω0的高频成分流过D类放大电路。 [0091] 振荡吸收电路3通过电感L使低于振荡吸收电路3的谐振频率ω0(＝R/L)的低频成分(直流成分)流过D类放大电路2。经由电感L使低频成分流过，由此，振荡吸收电路3能够将低频成分(直流成分)供给到D类放大电路2而不会发生由电阻R导致的电力损耗。 [0092] 此外，振荡吸收电路3的电阻R使高于振荡吸收电路3的谐振频率ω0的高频成分流过D类放大电路2，且振荡吸收电路3通过电阻R使谐振频率ω0以上的高频成分(交流成分)流过D类放大电路2。 [0093] D类放大电路2利用包含D类放大电路中的谐振频率的高频RF区域的驱动频率ω进行驱动。这里，将从振荡吸收电路3供给到D类放大电路2的高频成分的频带设为包含D类放大电路2的驱动频率ω的高频RF区域的频带，由此，使振荡吸收电路3的电阻R作为使由于D类放大电路的振荡现象导致的振荡衰减的阻尼电阻而发挥作用。 [0094] 由此，振荡吸收电路3，能够不对容纳在封装内的D类放大电路2内的布线等结构进行调整，而通过在封装外连接的振荡吸收电路实质地安装用于在包含D类放大电路中的谐振频率的高频RF区域中振荡衰减所需要的电力消耗的电阻量R。 [0095] 此外，振荡吸收电路3的电阻R，作为在D类放大电路中对于包含D类放大电路的谐振振荡的谐振频率成分的高频成分而使振荡衰减的阻尼电阻而发挥作用，然而，在振荡吸收电路中对于直流成分不发生电力损耗。 [0096] 因此，本发明的振荡吸收电路3，能够不对封装内的D类放大电路的布线等结构进行调整，而通过连接到封装外的振荡吸收电路实质地安装用于在包含D类放大电路的谐振频率成分的高频RF区域中的驱动频率中振荡衰减所需要的电力消耗的电阻量。 [0097] [振荡吸收电路的L、R和旁路电容器C的设定例] [0098] 说明振荡吸收电路的L、R和旁路电容器C的设定例。 [0099] 对于振荡吸收电路的L、R的值，除了通过电路模拟进行设定之外，还对通过近似而求得的等价电路计算暂定值，并设该暂定值为初始值，通过电路模拟来进行设定。以下，说明基于通过近似而求得的等价电路的暂定值的计算例。 [0100] (设定例：能够忽略引线阻抗Lp的频率区域) [0101] 设定例是在能够忽略引线阻抗Lp的频率区域中的设定例。图5是用于说明振荡吸收电路和D类放大电路的电路结构图和等价电路。 [0102] 图5(a)表示将开关元件全部设为关断状态的情况。此外，在将D类放大装置用作对于等离子体发生装置的RF电源的情况下，负载5成为等离子体负载。负载5，在等离子体为未燃烧状态时，负载成为开路状态(open(开路)状态)，有效成分为0。此外，根据D类放大装置与等离子体发生装置的电极之间的电气长度，D类放大电路2为负载开路状态(open(开路)状态)或短路状态(short(短路)状态)。 [0103] 此外，当D类放大电路2处于动作状态时，通过导通状态的开关元件在D类放大电路中形成电流路径，并通过电流路径上的布线阻抗和并联连接的旁路电容器形成谐振电路。布线阻抗包含布线电感Ld和开关元件的漏-源间的电容Cd的串联电路。 [0104] 图5(b)表示图5(a)的电路结构中振荡吸收电路3和D类放大电路2的等价电路。此外，这里，通过在将驱动频率设为ω，将振荡吸收电路的电阻和电感设为R、L，将引线电感设为Lp时选定为ω·L>>ω·Lp、R>>ω·Lp，能够省略引线电感Lp。图5(a)的电路结构的负载的有效成分不存在的状态(开路状态)，是图5(b)中所示的等价电路的衰减系数最小、发生大的振荡的条件。 [0105] 图5(b)的等价电路中，振荡吸收电路3的电阻R相对于由D类放大电路2形成的谐振电路等价地并联连接而构成振荡电路。电阻构成振荡电路的衰减电阻，对高频RF区域的振荡现象进行抑制，降低了冲击电压。 [0106] 以旁路电容器C的值作为参数来设定构成振荡吸收电路3的电阻R的电阻值。更详细地，在通过振荡吸收电路3的电阻R、D类放大电路2的旁路电容器C、以及由D类放大电路2的布线电感Ld和开关元件的电容Cd的串联电路构成的布线阻抗等价地以RLC并联电路表示的2次振荡系统的振荡电路(图5(b))中，能够基于将衰减系数ζ和谐振频率ωn的积除以旁路电容器C的值所得的值来设定振荡吸收电路3的电阻R的电阻值。 [0107] 振荡电路的谐振频率ωn是构成电桥电路的各支路的布线阻抗的布线电感Ld和1/2 开关元件的电容Cd的积(Ld·Cd)的平方根(Ld·Cd) 的值，其中该电桥电路构成了D类放大电路。 [0108] 能够通过对关于图5(b)的等价电路得到的4次特性方程式F应用如下的条件，[0109] [数学式1] [0110] [0111] C＞＞Cd …(2) [0112] L＞＞Ld …(3) [0113] 并且针对驱动频率ω应用如下条件， [0114] ω0＝R/L＞＞ω …(4) [0115] ω＜＜1/(C·R)＝ωm …(5) [0116] 使上述关系近似于以下的2次特性方程式。 [0117] 此外，ω0是振荡吸收电路(RL并联电路)的谐振频率，ωm是振荡吸收电路的R与旁路电容器C的串联电路的谐振频率。此外，ω是驱动频率，ωn是由振荡吸收电路和全桥电路构成的振荡电路的谐振频率。 [0118] [数学式2] [0119] [0120] 这里，二次振荡系统的一般式由以下式(7)表示。 [0121] s2+2ζωns+ωn2 …(7) [0122] 通过在式(6)和式(7)中比较系数，振荡电路的谐振频率ωn、衰减系数ζ为如下。 [0123] [数学式3] [0124] [0125] [数学式4] [0126] [0127] 此外，振荡吸收电路的电阻R由以下式(10)表示。 [0128] [数学式5] [0129] [0130] 能够基于式(8)～(10)，根据布线电感Ld、开关元件的电容Cd以及旁路电容器C求得振荡吸收电路的电阻R的值。能够通过将衰减系数ζ设为小于1的值而使振荡衰减，例如能够将0.05～0.8程度定为目标。 [0131] 作为一例，列举驱动频率ω为f＝40.68MHz的全桥电路的情况。 [0132] 作为已知的常数，设L＝300nH、C＝720ρF、Ld＝20nH、Cd＝125ρF，并设ζ＝0.5时，衰减电阻R为2.2Ω。 [0133] 此外，频率的条件满足以下条件。 [0134] R/(2πL)< [0135] ＝1.2MHz<<40.68MHz<(fn＝100MHz)<<10000MHz [0136] 使用图6的流程图说明设L、R未知，设Ld、Cd以及C已知，并设k1、k2和ζ为参数，来设定未知的L和R的例子。 [0137] 为了基于上述二次振荡系统进行确定，设定如下设定条件， [0138] C＞＞Cd …(2) [0139] L＞＞Ld …(3) [0140] ω0＝R/L＞＞ω …(4) [0141] ω＜＜1/(C·R)＝ωm …(5) [0142] 利用下式来确定谐振频率ωn和衰减系数ζ(S1)。 [0143] [数学式6] [0144] [0145] [数学式7] [0146] [0147] 使用参数k1、k2，由下式表示设定条件(4)、(5)(S2)。 [0148] [数学式8] [0149] [0150] [数学式9] [0151] [0152] 确定参数k1、k2、ζ(＝1/2k1)(S3)，并确定旁路电容器C的值。此外，基于D类放大电路所要求的设计条件来设定旁路电容器C的值(S4)。 [0153] 通过将参数k1、k2和旁路电容器C的值代入到谐振频率ωn的式(8)和衰减系数ζ的式(9)中，计算振荡吸收电路的电阻R和电感L(S5)，并设定D类放大装置的L、C、R(S6)。此外，在S4中预先确定了振荡吸收电路的电感L的情况下，可以在S5中计算振荡吸收电路的电阻R和旁路电容器C。 [0154] 此外，图7表示设定例中的频率关系。图7(a)表示振荡吸收电路中的频率关系。通过振荡吸收电路的电感L将比振荡吸收电路(RL并联电路)的谐振频率ω0低的直流成分供给到D类放大电路，并通过振荡吸收电路的电阻R将比谐振频率ω0高的交流成分供给到D类放大电路。 [0155] 此外，图7(b)表示D类放大电路中的频率关系。基于开关元件的切换动作的周期来确定驱动频率ω，且该驱动频率ω是如上述满足条件R/L<<ω<<1/CR以及R>>ω·Lp的频率范围。 [0156] [实施例] [0157] 以下说明本发明的实施例。以下，将本发明的第一实施例和第二实施例与现有结构的实施例进行比较，说明基于本发明结构的高频RF区域中对振荡现象的抑制、以及降低冲击电压的效果。 [0158] 各实施例的驱动频率和电路常数如下。 [0159] 驱动频率f＝40MHz [0160] 振荡吸收电路的电感L＝300nH [0161] 旁路电容器C＝0pF(开路)(现有结构的实施例) [0162] ＝1μF(本发明的第一实施例) [0163] ＝720ρF(本发明的第二实施例) [0164] D类放大电路的布线电感Ld＝10nH [0165] D类放大电路的电容Cd＝125pF [0166] 振荡吸收电路的电阻R＝∞(开路)(现有结构的实施例) [0167] ＝1.5Ω(本发明的第一实施例) [0168] ＝1.5Ω(本发明的第二实施例) [0169] 负载阻抗＝26+j15Ω [0170] (现有结构的实施例) [0171] 使用图8说明基于现有结构的实施例的直流电压Vdd以及漏-源电压Vds。这里表示的实施例是不具备本发明的振荡吸收电路和旁路电容器的现有结构的例子。 [0172] 在现有结构的实施例中，表示对D类放大电路施加的直流电压Vdd和漏-源电压Vds；图8(a)、图8(c)表示直流电压Vdd；图8(b)、图8(d)表示漏-源电压Vds；图8(c)、图8(d)放大地表示栅极信号从导通状态向关断状态变化前后的状态。此外，图8表示的矩形驱动信号和正弦波状振荡信号的周期是为了说明的示意性表示，并不表示实际周期。 [0173] 直流电压Vdd在对电桥电路施加栅极信号的导通区间中表示恒定电压，在栅极信号从导通状态切换为关断状态后，如图8(a)、图8(c)所示发生振荡。 [0174] 在施加栅极信号的导通区间中，矩形驱动信号被施加到开关元件，进行开关元件的切换动作。漏-源电压Vds由于驱动信号的施加而成为矩形的周期信号。 [0175] 在栅极信号切换为关断状态之后，为了停止开关元件的切换动作，停止驱动信号的施加。优选通过停止该驱动信号来停止漏-源电压Vds的周期信号。然而，由于在现有结构中未设置振荡吸收电路和旁路电容器，因此，在设栅极信号为关断状态的关断区间中也通过自激励而继续漏-源电压Vds的振荡。在漏-源电压Vds的振荡继续的情况下，有时在关断区间中也不停止开关元件的切换动作而继续进行，无法进行正常的开关动作。 [0176] (本发明的第一实施例) [0177] 使用图9说明本发明第一实施例的直流电压Vdd以及漏-源电压Vds。这里所示的实施例具备本发明的振荡吸收电路和旁路电容器，如上所述，示出了设振荡吸收电路的电阻R为1.5Ω，设旁路电容器C为1μF的情况。 [0178] 在本发明的第一实施例中，表示对D类放大电路施加的直流电压Vdd和漏-源电压Vds；图9(a)、图9(c)表示直流电压Vdd；图9(b)、图9(d)表示漏-源电压Vds；图9(c)、图9(d)放大地表示栅极信号从导通状态向关断状态变化前后的状态。此外，图9表示的矩形驱动信号和正弦波状振荡信号的周期是为了说明的示意性表示，并不表示实际周期。 [0179] 直流电压Vdd在对电桥电路施加栅极信号的导通区间中表示恒定电压，在栅极信号从导通状态切换为关断状态后，如图9(a)、图9(c)所示振荡变动，然而，振荡的振幅比现有结构的情况小，并以预定的时间常数衰减。 [0180] 在施加栅极信号的导通区间中，矩形驱动信号被施加到开关元件，进行开关元件的切换动作。漏-源电压Vds由于驱动信号的施加而成为矩形的周期信号。在栅极信号切换为关断状态之后停止驱动信号的施加。在停止该驱动信号后，在漏-源电压Vds中发生冲击电压，然而，发生的冲击电压与现有结构中发生的周期信号相比振幅小，以预定的时间常数衰减。 [0181] 由此，漏-源电压Vds的振荡不再继续而减小，在栅极信号为关断区间中，开关元件的切换动作停止，进行正常的开关动作。 [0182] (本发明的第二实施例) [0183] 使用图10说明本发明第二实施例的直流电压Vdd以及漏-源电压Vds。这里所示的实施例具备本发明的振荡吸收电路和旁路电容器，如上所述，示出了设振荡吸收电路的电阻R为1.5Ω，设旁路电容器C为720pF的情况。 [0184] 在本发明的第二实施例中，表示对D类放大电路施加的直流电压Vdd和漏-源电压Vds；图10(a)、图10(c)表示直流电压Vdd；图10(b)、图10(d)表示漏-源电压Vds；图10(c)、图10(d)放大地表示栅极信号从导通状态向关断状态变化前后的状态。此外，图10表示的矩形驱动信号和正弦波状振荡信号的周期是为了说明的示意性表示，并不表示实际周期。 [0185] 直流电压Vdd在对电桥电路施加栅极信号的导通区间中表示恒定电压，在栅极信号从导通状态切换为关断状态后，如图10(a)、图10(c)所示，振荡的振幅比本发明第一实施例的情况小，并以更小的时间常数衰减并稳定。 [0186] 在施加栅极信号的导通区间中，矩形驱动信号被施加到开关元件，进行开关元件的切换动作。漏-源电压Vds由于驱动信号的施加而成为矩形的周期信号。在栅极信号切换为关断状态之后停止驱动信号的施加。在停止该驱动信号后，在漏-源电压Vds中发生冲击电压，然而，发生的冲击电压与本发明第一实施例的冲击电压相比振幅小，以更小的时间常数衰减。 [0187] 由此，漏-源电压Vds的振荡比第一实施例进一步减小，在栅极信号关断区间中，开关元件的切换动作停止，进行正常的开关动作。 [0188] 根据本发明的第一实施例和第二实施例，通过在连接了旁路电容器的D类放大电路中连接预定的电路常数的振荡吸收电路，能够降低冲击电压，有效地使振荡衰减。 [0189] 此外，上述实施方式及变形例的描述是本发明的D类放大器的一例，本发明并不受限于各实施方式，能够基于本发明的主旨进行各种变形，不应将其从本发明的保护范围中排除。 [0190] 工业上的可利用性 [0191] 本发明的D类放大器能够应用于对等离子体负载的电力供给，并能够应用于制造半导体、液晶、太阳能面板等的薄膜的成膜装置、激光振荡器等。 [0192] 符号说明 [0193] 1、1A、1B、1C D类放大装置 [0194] 2、2A、2B D类放大电路 [0195] 2a-2d 开关元件 [0196] 2e、2f 电容器 [0197] 3、3A、3B 振荡吸收电路 [0198] 4 直流电源 [0199] 4a 交流源 [0200] 4b 变换器 [0201] 4c 低通滤波器 [0202] 5 负载 [0203] C 旁路电容器 [0204] C2、C3 旁路电容器 [0205] Cd 电容 [0206] Cf 平滑电容器 [0207] IAC 交流成分 [0208] IDC 直流成分 [0209] k1、k2、k3、k4 参数 [0210] L 电感 [0211] La 布线电感 [0212] Lb 布线电感 [0213] Lp 引线电感 [0214] r 开关损耗 [0215] R 电阻 [0216] Vdd 直流电压 [0217] Vds 漏-源电压 [0218] ζ 衰减系数 [0219] ω 驱动频率 [0220] ωn 谐振频率 [0221] ωm 谐振频率 [0222] ω0 谐振频率

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