高频电力供给装置以及点火电压选定方法 |
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| 申请号 | CN201380028343.2 | 申请日 | 2013-06-03 | 公开(公告)号 | CN104322153A | 公开(公告)日 | 2015-01-28 |
| 申请人 | 株式会社京三制作所; | 发明人 | 让原逸男; 相川谕; 国玉博史; | ||||
| 摘要 | 使负载端 电压 为高电压， 选定 等离子体 负载的负载端电压为用于产生等离子体放电充分高的点火电压。在从高频电源通过供电部进行的向负载的高频电 力 的供给中，(a)使高频电源部的内部阻抗为比供电部的特性阻抗低的阻抗，(b)将连接高频电源和负载供给高频电力的供电部的电长度LE相对于高频交流的基本 波长 λ被选定为预定的关系，由此使负载端电压为高电压。关于供电部的电长度LE的选定，使作为负载的输入端的负载端为开路状态时的电长度LE相对于高频交流的基本波长λ为(2n－1)·(λ/4)－k·λ≤LE≤(2n－1)·(λ/4)+k·λ，n为整数，k为{π－2·cos－1(1/K)}/(4π)。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种高频电力供给装置，其特征在于，具备： |
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| 说明书全文 | 高频电力供给装置以及点火电压选定方法技术领域[0001] 本发明涉及一种向负载供给高频电力的高频电源装置以及高频电源装置输出的电压的选定，该高频电源装置输出的电压的选定用于在从高频电源装置向负载供给高频电力时，在负载端(负载侧的输入端)发生预定的负载端电压，特别是涉及一种在负载为等离子体负载时，向等离子体负载供给高频电力使其产生等离子体放电时的打火电压即点火电压(打火电压)的电压选定。 背景技术[0003] 图11、12是用于说明等离子体处理装置的一个结构例的图。图11表示简化的等价电路。图11所示的结构例中，等离子体处理装置100将高频电源101经由供电电缆104以及匹配器(matching box)103连接在反应室102的电极上，在负载端(负载侧的输入端)施加点火电压使其产生等离子体，产生等离子体后向等离子体负载供给高频电力。 [0005] 匹配器103通过取得高频电源101和负载侧的阻抗匹配来减低从负载侧向高频电源的反射波电力，提高从高频电源101向负载供给的预定频率的高频电力的供给效率。 [0006] 图12是使用多个RF电源电压101a(Vg)时的结构例，表示将多个RF电源电压101的输出电压通过合成器112耦合，经由低通滤波器113输出的普通的高频电源111的结构。图12所示的电路结构中，将由RF电源电压101a(Vg)和内部阻抗101b(Zg)以及低通滤波器 101c(LPF)组成的各电源部分经由合成器112以及低通滤波器113连接在供电电缆104以及匹配器103上。 [0007] 已知对等离子体负载供给电力时，在等离子体的放电开始时负载端的放电电压降低。因此，在没有施加充分的点火电压时，由于负载端的放电电压的降低造成等离子体的打火变得不稳定。为了让等离子体打火变得稳定，需要在向等离子体负载供给电力的高频电源装置中，将充分的高电压作为用于产生等离子体的点火电压(打火电压)施加在负载端上。 [0008] 以往，对于高频电源，由于与A级高频电源和B级高频电源相比效率好、能够以简单的电路放大为大电力，因此主要使用C级高频电源。 [0009] 另外，已知一般在使用供电电缆进行从高频电源装置向负载的电力供给的电力传输中，在负载端的电压依存于由供电电缆的电缆长确定的电长度，以及按照高频电力的波长确定供电电缆的电长度从而满足预定的关系，由此提高负载端的电压。 [0011] 在专利文献1中，作为以减小针对高频电源的反射波电力来进行电力供给为目的的阻抗调整器，提出了一种使同轴电缆的长度可变的等离子体CVD装置。 [0012] 另外，已知由于对于高频电力中的高次谐波成分的不匹配，因传输电缆上混有的高频成分的行波和反射波而发生驻波，该驻波导致等离子体的生成和分布特性不稳定地变动，等离子体中的过程的重现性和可靠性降低的问题。对于该问题，提出了一种使传输线路的线路长相对于高频电力的第3高次谐波的波长λ比λ/2或者3λ/4短的等离子体处理装置(参照专利文献2)、以及预先按照过程条件确定电缆长度，使得反射波电力的高次谐波成分的等级为基本波的等级以下的等离子体处理装置(参照专利文献3)。 [0013] 现有技术文献 [0014] 专利文献 [0015] 专利文献1：日本特开2003－178989号公报(权利要求9，段落[0032])[0016] 专利文献2：日本特开2004－247401公报(权利要求1、2、3，段落[0010])[0017] 专利文献3：日本特开2010－177525公报(段落[0009]，段落[0027])发明内容 [0018] 发明所要解决的课题 [0019] 如上所述，在利用高频电源的电力供给中有时要求提高负载端电压。例如，等离子体负载的情况下，为了使负载从无放电状态开始放电，变为等离子体放电的状态，需要在负载端施加产生等离子体的充分高的电压。 [0020] 如背景技术中所示，已知在等离子体负载中放电开始时放电电压降低这一问题，另外，已知一种根据供电电缆的电缆长改变电长度来提高负载端电压的技术，所以对于在负载端施加对于产生等离子体足够高的电压这一课题，设想采用基于供电电缆的电缆长的负载端的电压上升技术。 [0021] 然而，在现有使用的C级高频电源装置中，在应用根据供电电缆的电缆长改变电长度，升高负载端的电压的技术的情况下，存在以下所示的负载端电压的限制和高频电源装置的自身振荡等问题，因此难以对负载端施加为了产生等离子体足够高的电压。因此，无法通过采用基于供电电缆的电缆长的负载端的电压上升技术来在负载端施加高电压。 [0022] [负载端电压的限制] [0023] 以往的高频电源装置有负载端电压被限制在电源电压以下这一问题点。C级高频电源由于其放大方式的特性使得负载端电压被限制在电源电压以下，因此无法获得对于等离子体点火充分的点火电压(打火电压)，等离子体的打火性能受到限制。 [0024] 图13表示图11的C级的高频电源101的等价电路。C级高频电源是将C级放大电路的电力放大元件作为降压器动作，通过等价地改变内部阻抗Zg来使电力可变。 [0025] 这里，一般在高频电源101的内部阻抗Zg和从高频电源看去的负载阻抗Zin相匹配的状态下，为了将额定输出时向负载供给的电力为最大，通常，将C级高频电源的内部阻抗Zg设定为负载阻抗Zin。 [0026] 例如，负载阻抗ZL的阻抗为50[欧姆]，另外，电缆的特性阻抗ZO也为50[欧姆]的情况下，为了使得负载阻抗Zin为50[欧姆]，将C级高频电源的内部阻抗Zg设定为在电源的额定输出时为50[欧姆]。 [0027] Zin＝ZL时向负载阻抗ZL的供给电力PL为最大，例如可以从以下的式子导出。 [0028] 向负载阻抗ZL的供给电力PL用以下的式子(1)表示。 [0029] PL＝{Vg/(Zg+ZL)}2×ZL……(1) [0030] 为了该供给电力PL为最大，可以根据将式子(1)用负载阻抗ZL进行微分的(dPL/dZL)为“0”的条件得出。 [0031] (dPL/dZL)＝Vg2×{1/(Zg+ZL)2－2ZL/(Zg+ZL)3}＝0……(2) [0032] Zg＝ZL……(3) [0033] 上述式子(3)表示供给电力PL为最大是内部阻抗Zg与负载阻抗ZL一致的情况。 [0034] 因此，在假设负载阻抗ZL是电压驻波比(VSWR)为无穷大的负载时的情况下，C级高频电源输出的负载端电压VL的最大值被限制为RF电源电压Vg。 [0035] 例如，在负载为额定负载ZL＝50[欧姆]的情况下，C级高频电源能够输出的负载端电压VL是将RF电源电压Vg用内部阻抗Zg和负载阻抗ZL分压后的Vg/2，该电压为额定电压。另外，负载为开路状态时，能够由C级高频电源输出的负载端电压VL为RF电源电压Vg，即使为最大也只能将负载端电压上升到额定电压(Vg/2)的2倍。 [0036] 所以，在等离子体负载中，无法使负载端电压产生超过RF电源电压Vg的高电压作为从等离子体无放电状态产生等离子体放电的点火电压。 [0037] 这样，将高频电源装置的内部阻抗Zg和负载阻抗Zin匹配时，端部电压与电缆的长度无关而为固定，即使根据电缆长度改变电长度，端部电压也被限制在电源电压以下，因此无法在负载端施加高电压。 [0038] 在背景技术中所示的几篇文献中关于通过使电缆长度为可变来提高负载端的电压这一点没有任何公开。 [0039] (专利文献1)：专利文献1中所示的供电电缆是使同轴电缆的电缆长度为可变，作为用于减小反射波电力来进行高效的电力供给的阻抗调整器，关于负载端电压没有任何公开。 [0040] (专利文献2)：专利文献2中所示的供电电缆是为了抑制由于高频电力的高次谐波成分导致形成传输线路上的驻波，对于高频电力的第3高次谐波的波长λ将传输线路的线路长设定得较短不会为λ/2或者3λ/4，由此使得负载端不变为短路端或开路端，关于负载端电压没有任何公开。 [0041] (专利文献3)：专利文献3中所示的供电电缆是按照过程条件预先确定电缆长度使反射波电力的高次谐波等级为基本波等级以下，关于负载端电压没有任何公开。 [0042] 如上所述，专利文献1～3是用于使用供电电缆降低反射波电力的技术，完全没有表示使负载端电压为对于等离子体的产生充分高的点火电压(打火电压)，另外，各篇文献都是用于在发生了等离子体的状态下为了稳定维持等离子体而供给电力的技术，存在无法应用于在等离子体无放电状态下选定在负载端施加的用于产生等离子体的点火电压的问题。 [0043] [C级高频电源的自身振荡] [0044] 目前作为高频电源使用的C级高频电源存在在从无放电状态到取得阻抗匹配的等离子体放电状态的过程中，发生自身振荡的异常现象这一问题。存在如果发生自身振荡则无法取得匹配，负载端电压被限制为电源电压以下的问题。 [0045] 通过使用C级放大器来进行电力放大的C级高频电源当超过容许反射波电力时发生自身振荡(Self－oscillation)现象。高频电源中如果发生自身振荡现象，则按照偏离了高频电源希望的目标频率的频率进行振荡。因此，匹配器无法以设定的频率进行正常动作，除了等离子体打火困难以外，产生的等离子体闪烁等，等离子体变得不稳定。 [0046] 为了避免自身振荡现象，有时使行波电力下垂，使反射波电力为容许反射波电力以下。例如，确定不产生自身振荡现象的容许反射波电力，对于该容许反射波电力例如在额定行波电力的20％大小设定下垂等级，当反射波电力超过下垂等级时，通过下垂动作限制行波电力。这样反射波电力超过下垂等级则下垂保护进行动作，行波电力降低，因此等离子体打火变得困难。 [0047] 在使行波电力下垂来限制的情况下，能够抑制自身振荡现象，但由于行波电力被限制，无法向负载进行充分的电力供给，与自身振荡现象的情况相同，产生等离子体的打火性恶化的现象，等离子体变得不稳定的现象。 [0048] 在C级高频电源中，对于反射波电力耐量小、而且容易产生自身振荡现象这一问题点，是基于如下所示的C级放大器的放大特性。 [0049] C级放大器的电力放大元件使用活性区域(线性区域)，因此在通过电力放大元件的漏栅间的反馈阻抗来反馈反射波电力时，如果与该反射波电力重叠的固有振荡量在活性区域中放大满足自身振荡条件，则发生自身振荡。 [0050] 另外，在由电缆长度和匹配电路常数确定的电长度中，在电压驻波比(VSWR)取大的值时，电长度和C级放大器的电力放大元件的反馈容量匹配，同样满足自身振荡条件时，C级放大器的电力放大元件以该匹配的固有的频率进行共振，自身振荡现象持续。 [0051] 所以，在现有的高频电源装置中，即使应用根据向负载供给电力的供电电缆的电缆长调整电长度来升高负载端的电压的技术，也无法施加用于产生等离子体放电的充分高的点火电压。 [0052] 本发明的目的在于解决上述现有的问题点，在向负载供给高频电力的高频电力供给中使负载端电压为高电压，对于等离子体负载的负载端电压施加用于产生等离子体放电的充分高的点火电压。 [0053] 用于解决课题的手段 [0054] 本发明在从高频电源通过供电部向负载的高频电力的供给中， [0055] (a)使高频电源的内部阻抗为比供电部的特性阻抗低的阻抗， [0056] (b)将连接高频电源与负载供电高频电力的供电部的电长度，选定为相对于高频交流的基本波长λ预定的关系，利用上述结构，将负载端电压变为至少与高频电源装置的直流电源的电压成比例的比RF电源电压更高的电压。 [0057] 在上述的结构(a)、(b)中，(a)的内部阻抗低的高频电源可以通过使用以固定的占空比(例如占空比50％)的开关动作将直流电源的直流变换为高频交流的高频电源来获得。该高频电源可以为使用D级放大电路(Class D:IEC国际标准IEC60268－34 classes of operation)的D级高频电源。 [0058] 另外，(b)的供电部的电长度的选定是使作为负载的输入端的电缆的负载端为开路状态(无放电状态)时的电长度LE相对于高频交流的基本波长为(2n－1)·λ/4－k·λ≤LE≤(2n－1)·λ/4+k·λ。这里，n为整数，k·λ表示负载端电压(Vz(z＝LE))为设定电压以上的电长度LE的范围，负载端电压(Vz(z＝LE))为RF电源电压Vg的K倍的－1常数k用“{π－2·cos (1/K)}/(4π)”表示。 [0059] 例如，作为点火电压的负载端电压(Vz(z＝LE))为RF电源电压Vg的2倍以上时的倍率K为2，这时的k·λ为“λ/12”。 [0060] 所以，通过将电缆的电长度LE设定为以“(2n－1)·λ/4”为中心前后“λ/12”的范围内，能够使负载端电压(Vz(z＝LE))为RF电源电压Vg的2倍以上。 [0061] 另外，作为其他例子，当作为点火电压的负载端电压(Vz(z＝LE))为RF电源电压Vg以上时的倍率K为1，这时的k·λ为“λ/4”。 [0062] 所以，通过将电缆的电长度LE设定为以“(2n－1)·λ/4”为中心前后“λ/4”的范围内，能够使负载端电压(Vz(z＝LE))为RF电源电压Vg以上。 [0063] 还有，设定“λ/4”作为k·λ的值时，电缆的电长度LE的范围为全范围，负载端电压(Vz(z＝LE))在任意的电缆长度中为RF电源电压Vg以上的电压。这表示通过(a)的使高频电源的内部阻抗为比供电部的特性阻抗低的阻抗的结构，在任意设定的电缆长度中能够使负载端电压(Vz(z＝LE))为RF电源电压Vg以上的电压。 [0064] 在此，电长度LE为从高频电源到匹配器的输出端为止的电长度，在后面说明的图1中，为从高频电源部1的LPF1c的输入端到匹配器的输出端为止的电长度。 [0065] 通过选定上述(a)的低内部阻抗Zg的高频电源和(b)的供电部的电缆的电长度LE，能够提高负载端电压VL(Vz(z＝LE))。 [0066] 本发明可以为高频电力供给装置的实施方式和点火电压选定方法的实施方式。 [0067] [高频电力供给装置的实施方式] [0068] 本发明的高频电力供给装置具备：利用开关动作将直流电源的直流变换为高频交流的高频电源部，以及连接在高频电源部的输出端和作为负载的输入端的负载端之间、将高频交流向负载供给的供电部。 [0069] 高频电源部的内部阻抗Zg是比供电部的特性阻抗ZO低的阻抗。另外，供电部中负载端为开路状态时的电长度LE被选定为相对于高频交流的基本波长为(2n－1)·λ/4－k·λ≤LE≤(2n－1)·λ/4+k·λ的值。n为整数，k·λ表示负载端电压(Vz(z＝LE))为设定电压以上的电长度LE的范围，负载端电压(Vz(z＝LE))为RF电源电压Vg的K倍的－1常数k用“{π－2·cos (1/K)}/(4π)”表示。 [0070] 高频电源部是通过开关动作将直流电源的直流变换为高频交流的电源装置，例如可以通过直流电源和逆变电路以及低通滤波器(LPF)构成。 [0071] 逆变电路具备用RF门信号进行开关动作的RF电力放大元件。RF电力放大元件通过利用RF门信号的开关动作将直流电源的直流电压Vdc接通/关闭，形成例如50％占空比的梯形波。滤波电路输入逆变电路的梯形波并输出正弦波。 [0072] 高频电源部的内部逆变器可以为RF电力放大元件的接通状态的阻抗(接通阻抗)。RF电力放大元件为接通状态的阻抗为例如数[欧姆]程度的低阻抗，是与作为供电电缆使用的一般使用的同轴电缆所具备的特性阻抗的50[欧姆]相比充分低的阻抗。 [0073] 供电部将高频电源和负载之间电连接，将高频电源输出的高频电力向负载供电。供电部可以为同轴电缆等供电电缆、由电容器和电抗器构成的滤波电路、或者供电电缆和滤波电路的串联电路。供电部的阻抗在为供电电缆的情况下可以用分布常数表示，在为滤波电路的情况下可以用集中常数表示。 [0074] 电长度LE是在传输线路中传输的信号波的长度，可以基于在该传输线路中传输的信号波的波长λ表示。 [0075] 本发明的供电部可以采取多种实施方式。 [0076] 本发明的供电部的第1种实施方式可以是将高频电源部的输出端和负载的负载端电连接的供电电缆。 [0077] 高频电源部的内部阻抗是比供电电缆的特性阻抗低的阻抗，使供电电缆的长度是使负载的负载端为开路状态时的电长度LE相对于高频交流的基本波长λ被选定为(2n－1)·λ/4－k·λ≤LE≤(2n－1)·λ/4+k·λ的电长度LE的长度。n为整数，k·λ表示负载端电压(Vz(z＝LE))为设定电压以上的电长度LE的范围，负载端电压(Vz(z＝LE))－1 为RF电源电压Vg的K倍的常数k用“{π－2·cos (1/K)}/(4π)”来表示。 [0078] 本发明的供电部的第2实施方式可以是将高频电源部的输出端和所述负载的负载端电连接的滤波电路，滤波电路可以由电容器及电抗器构成。 [0079] 高频电源部的内部阻抗是比滤波电路的输入阻抗更低的阻抗，调整滤波电路的电容器和电抗器的值，使负载端为开路状态时的滤波电路的电长度LE为相对于高频交流的基本波长λ被选定为(2n－1)·λ/4－k·λ≤LE≤(2n－1)·λ/4+k·λ的电长度LE。n为整数，k·λ表示负载端电压(Vz(z＝LE))为设定电压以上的电长度LE的范围，负载端－1 电压(Vz(z＝LE))为RF电源电压Vg的K倍的常数k用“{π－2·cos (1/K)}/(4π)”表示。 [0080] 本发明的供电部的第3种实施方式可以是将高频电源部的输出端和所述负载的负载端电连接的、由电容器及电抗器构成的滤波电路和供电电缆的串联电路。 [0081] 高频电源部的内部阻抗是比供电部的特性阻抗低的阻抗，滤波电路和供电电缆的串联电路的电长度LE是将负载端为开路状态时的电长度LE相对于高频交流的基本波长λ选定为(2n－1)·λ/4－k·λ≤LE≤(2n－1)·λ/4+k·λ的电长度LE。n为整数，k·λ表示负载端电压(Vz(z＝LE))为设定电压以上的电长度LE的范围，负载端电压(Vz(z－1＝LE))为RF电源电压Vg的K倍的常数k用“{π－2·cos (1/K)}/(4π)”表示。 [0082] [点火电压选定方法的实施方式] [0083] 本发明的点火电压选定方法是在作为等离子体负载的输入端的负载端，选定在等离子体负载上发生等离子体放电的点火电压的方法。 [0084] 在将高频电源部的高频交流通过供电部向等离子体负载供给的供电中，在高频电源，通过开关动作将直流电源的直流变换为高频交流，由此使高频电源的内部阻抗为比供电部的特性阻抗低的阻抗。 [0085] 另外，在供电部，调整等离子体负载为无放电状态，等离子体负载的负载端为开路状态时的供电部的电缆长度LW，电长度LE相对于高频交流的基本波长λ为(2n－1)·λ/4－k·λ≤LE≤(2n－1)·λ/4+k·λ，将由该电长度LE确定的等离子体负载的负载端的电压选定为点火电压。n为整数，k·λ表示负载端电压(Vz(z＝LE))为设定电压以上的电长度LE的范围，负载端电压(Vz(z＝LE))为RF电源电压Vg的K倍的常数k用－1 “{π－2·cos (1/K)}/(4π)”表示。 [0086] 本发明的供电部与高频电力供给装置的实施方式同样地，可以为多种方式。 [0087] 本发明的供电部的第1种实施方式可以是将高频电源部的输出端和等离子体负载的负载端电连接的供电电缆。高频电源部的内部阻抗是比供电电缆的特性阻抗低的阻抗，使供电电缆的电缆长度LW为将等离子体负载的负载端为开路状态时的电长度LE相对于高频交流的基本波长λ选定为(2n－1)·λ/4－k·λ≤LE≤(2n－1)·λ/4+k·λ的长度，将由电缆长度确定的等离子体负载的负载端的电压选定为点火电压。n为整数，k·λ表示负载端电压(Vz(z＝LE))为设定电压以上的电长度LE的范围，负载端电压(Vz(z－1＝LE))为RF电源电压Vg的K倍的常数k用“{π－2·cos (1/K)}/(4π)”表示。 [0088] 本发明的供电部的第2种实施方式可以是将高频电源部的输出端和等离子体负载的负载端电连接的滤波电路，滤波电路可以由电容器及电抗器构成。高频电源部的内部阻抗是比滤波电路的阻抗更低的阻抗，调整滤波电路的电容器和电抗器的值，使其为等离子体负载的负载端为开路状态时滤波电路的电长度LE相对于高频交流的基本波长λ成为(2n－1)·λ/4－k·λ≤LE≤(2n－1)·λ/4+k·λ的值，将由滤波电路确定的等离子体负载的负载端的电压选定为点火电压。n为整数，k·λ表示负载端电压(Vz(z＝LE))为设定电压以上的电长度LE的范围，负载端电压(Vz(z＝LE))为RF电源电压Vg的K倍的－1常数k用“{π－2·cos (1/K)}/(4π)”表示。 [0089] 本发明的供电部的第3种实施方式可以是由将高频电源部的输出端和等离子体负载的负载端电连接的滤波电路和供电电缆构成的串联电路。滤波电路可以由电容器和电抗器的电路构成。 [0090] 高频电源部的内部阻抗是比供电部的特性阻抗低的阻抗，在串联电路中，使供电电缆的长度和滤波电路的电容器以及电抗器的值为在等离子体负载的负载端为开路状态时相对于高频交流的基本波长λ，电长度LE为(2n－1)·λ/4－k·λ≤LE≤(2n－1)·λ/4+k·λ的值，将由串联电路确定的等离子体负载的负载端的电压选定为点火电压。 n为整数，k·λ表示负载端电压(Vz(z＝LE))为设定电压以上的电长度LE的范围，负载端－1 电压(Vz(z＝LE))为RF电源电压Vg的K倍的常数k用“{π－2·cos (1/K)}/(4π)”表示。 [0091] 本发明使用D级高频电源等通过开关动作将直流电源的直流变换为高频交流的高频电源。 [0092] 根据该高频电源，通过使用RF电力放大元件的饱和区域进行电力放大，能够避免从负载侧通过反馈电容反馈的反射波的固有振荡的影响，能够防止自身振荡现象的产生。 [0093] 另外，由于能够抑制自身振荡现象的发生，因此只要在RF电力放大元件的容许损失范围内，能够容许超过100％的反射波电力。对于以往使用的C级高频电源时，将额定行波电力的例如20％左右的反射波电力设定为下垂等级来进行下垂保护，因此产生等离子体不稳定的障碍，但是根据本发明，无需进行下垂保护能够容许超过100％的反射波电力，因此能够防止由于行波电力的降低所导致的等离子体的打火不良和不稳定动作。 [0094] 通常，等离子体的打火动作(点火动作)是在短时间内进行的，因此，本发明不进行下垂保护如上所述容许超过100％的反射波电力，在由于某种原因超过100％的反射波长时间持续的情况下，也可以为了热保护而进行下垂保护。 [0095] 发明的效果 [0096] 如上所述，根据本发明的高频电力供给装置及点火电压选定方法，在向负载供给高频电力的高频电力供给中，能够使负载端电压为高电压。在负载为等离子体负载的情况下，能够对于等离子体负载的负载端电压选定用于产生等离子体放电的充分高的点火电压。附图说明 [0097] 图1是用于说明本发明的高频电力供给装置的结构例的图。 [0098] 图2是用于说明本发明的高频电源装置所具备的RF电力放大电路的一个结构例的图。 [0099] 图3是用于说明RF电力放大电路的信号的图。 [0100] 图4是用于说明本发明的供电部的电长度和负载端电压的关系的图。 [0101] 图5是用于说明本发明的供电部的电长度的选定的图。 [0102] 图6是用于说明本发明的电长度LE和负载端电压(VZ(z＝LE))的关系的图。 [0103] 图7是用于说明本发明的电长度LE和RF电源电压|Vg|的K倍的关系的图。 [0104] 图8是用于说明本发明的实施例的图。 [0105] 图9是用于说明本发明的打火动作以及以往结构中的下垂动作的图。 [0106] 图10是用于对等离子体负载的重新打火动作进行说明的图。 [0107] 图11是用于说明等离子体处理装置的一个结构例的图。 [0108] 图12是用于说明等离子体处理装置的一个结构例的图。 [0109] 图13是表示C级高频电源的等价电路的图。 具体实施方式[0110] 以下参照附图对本发明的实施方式进行详细说明。以下，对于本发明的高频电力供给装置以及点火电压选定方法，使用图1说明高频电力供给装置的结构例，使用图2说明本发明的高频电源装置所具备的RF电力放大电路的一个结构例，使用图3说明RF电力放大电路的信号，使用图4对供电部的电长度和负载端电压的关系进行说明，使用图5说明本发明的供电部的电长度的选定例，使用图6说明电长度LE和负载端电压(VZ(z＝LE))的关系，使用图7说明电长度LE和RF电源电压|Vg|的K倍的关系，使用图8对本发明的实施例进行说明，使用图9对打火动作以及现有结构的下垂动作进行说明，使用图10对重新打火动作进行说明。 [0111] [高频电力供给装置的结构例] [0112] 首先，使用图1对于本发明的高频电力供给装置的结构例进行说明。 [0113] 图1所示的本发明的高频电力供给装置10将高频电源部1的高频电力经由供电部4、匹配器3向负载2供给。负载2可以为等离子体负载。等离子体负载例如通过在反应室内配置对向电极，向该对向电极间供给高频电力来发生等离子体而生成。在图1中，负载2中没有表示反应室、电极等结构。 [0114] 匹配器3通过取得高频电源部1侧和负载2侧的阻抗匹配来减小从负载2侧向高频电源部1的反射波，提高从高频电源部1向负载2的高频电力的供给。 [0115] 在高频电源部1和匹配器3之间连接供电部4，经由该供电部4从高频电源部1向负载2供给高频电力。供电部4可以是由同轴电缆等供电电缆、电容器以及电抗器的电路构成的滤波电路，或者供电电缆和滤波电路的串联电路。 [0116] 高频电源部1是通过开关动作将直流电源1a的直流电压Vdc变换为高频交流的电源装置，例如，可以由直流电源1a和逆变电路1b、以及低通滤波器LPF等滤波电路1c构成。 [0117] 逆变电路1b具备通过RF门信号(图中未显示)进行开关动作的RF电力放大元件(图中未显示)。RF电力放大元件通过基于RF门信号的开关动作将直流电源1a的直流电压Vdc接通/断开，形成例如50％占空比的梯形波。滤波电路1c输入逆变电路1b的梯形波，输出正弦波。 [0118] 图2表示高频电源所具备的RF电力放大电路的一个结构例，图3是用于说明对RF电力放大电路进行驱动控制的RF门信号、RF输出、以及等离子体负载中的行波电力和反射波电力的图。 [0119] 图2所示的RF电力放大电路120使MOSFET120a～120d为桥接结构，将串联连接的MOSFET120a和MOSFET120b的连接点与串联连接的MOSFET120c和MOSFET120d的连接点用主变压器120e连接，将经由滤波器120f获得的主变压器120e的输出作为RF输出。根据RF门信号A、A*、B、B*(图3(a)、(b))驱动控制MOSFET120a～120d。 [0120] RF门信号A、A*(图2中在A上部附加逆向“－”符号表示)是对MOSFET120a和MOSFET120b的串联电路进行驱动控制的信号，相互为逆相。RF门信号B、B*(图2中在B上部附加逆向“－”符号表示)是对MOSFET120c和MOSFET120d的串联电路进行驱动控制的信号，相互为逆相。另外，RF门信号A和RF门信号B为逆相。 [0121] RF门信号A、A*、B、B*(图3(a)、(b))通过门控制信号(图3(c))控制，RF门信号A、A*、B、B*在门控制信号为接通状态的期间输出，在该期间内输出RF输出(图3(d))。 [0122] 图3(e)、(f)表示等离子体负载中的行波电力和反射波电力。图3(f)中，安装了匹配器的等离子体负载在RF门信号(图3(a)、(b))的上升时的过渡现象中发生反射波电力，在稳定时间后衰减(图3(e)、(f))。 [0123] 在为C级高频电源时，当该反射波电力超过C级高频电源的容许反射波电力时，有时产生自身振荡现象。确定不产生自身振荡现象的容许反射波电力、在将该容许反射波电力例如在额定行波电力的20％大小设定下垂等级时，如果反射波电力超过下垂等级，则通过下垂保护动作导致行波电力下降，等离子体打火变得困难。 [0124] 直流电源1a的直流电压Vdc在逆变电路1b中通过RF门信号的占空比(例如50％)被变换为梯形波的交流。在该交流变换中，可以根据直流电压Vdc使峰值电压可变。 [0125] 从高频电源部1输出的高频电力用电源端电压VO以及输出电流IO表示。 [0126] 高频电源部1的内部阻抗Zg可以用逆变电路1b所具备的RF电力放大元件(图中未显示)的接通状态的阻抗(接通阻抗)表示。RF电力放大元件的接通状态的阻抗为例如数[欧姆]左右的低阻抗，是比作为供电电缆使用的一般使用的同轴电缆所具备的特性阻抗的50[欧姆]充分低的阻抗，可以作为固定值处理。 [0127] 供电部4除了通过具有特性阻抗ZO的电缆长度LW的供电电缆4a构成以外，也可以是由电容器及电抗器的电路构成的滤波电路4b、或者供电电缆4a和滤波电路4b的串联电路。 [0128] 图5表示供电部4的结构例。图5(b)表示使用供电电缆4a作为供电部4的例子，图5(c)表示使用由电容器及电抗器的电路构成的滤波电路4b作为供电部的例子，图5(d)表示使用供电电缆4a和滤波电路4b的串联电路4c的例子。 [0129] [供电部的电长度和负载端电压的关系] [0130] 然后使用图4，对本发明的供电部的电长度和负载端电压的关系进行说明。图4表示图1所示的本发明的高频电力供给装置的电路结构的等价电路。在图4中表示使特性阻抗为ZO、电缆长度为LW的同轴电缆的例子来作为供电电缆。这里所示的电缆长度LW相当于电长度LE。 [0131] 在图4中，电缆长度LW的电缆的任意点Z的电压VZ用下式(4)表示。任意点Z是以高频电源部1侧的电缆的端点位置为Z＝0，负载2侧的电缆的端点位置为Z＝LW＝电长度LE。 [0132] VZ＝A·exp(－jβZ)+B·exp(jβZ)……(4) [0133] β＝2π/λ(λ为RF输出的波长)……(5) [0134] 在上述式(4)、(5)中，常数A、B可以根据图4所示的Vg、Zg、VL、IL的条件确定。VL是点Z的电压(VZ(z＝LW))，IL是从高频电力供给装置10向负载2供给的电流。还有，常数A、B在电长度和负载端电压的关系中，不需要作为式子表示，因此这里省略。 [0135] 在负载ZL为开路状态时，也就是ZL→∞的情况下，上述式(4)的电压VZ用以下的式子(6)、(7)表示。 [0136] VZ＝[ZO·Vg·{exp(－jβ(Z－LE))+exp(jβexp(Z－LE))}/P]……(6)[0137] P＝2·ZO·cos(β·LE)+j2·Zg·sin(β·LE)……(7) [0138] 电压VZ取极值的电缆上的点Z可以根据将上述式子(6)用Z进行微分得到的以下的式子(8)成为“0”时的Z的值求出。 [0139] (P/(ZO·Vg))·(dVZ/dZ)＝2·β·sinβ·(LE－Z)＝0……(8) [0140] 根据上述式子(8)，电压VZ取极值的电缆上的点Z根据 [0141] β·(LE－Z)＝(2π/λ)·(LE－Z)＝(N－1)·π……(9) [0142] 的式子，成为 [0143] Z＝LE－(λ/2)·(N－1)(N为整数)……(10) [0144] 这里，作为电压VZ的边界条件，设定电缆的负载端的负载端电压VL(VZ(z＝LE))为最大电压值的条件。该边界条件例如与电缆的电长度LE为四分之一波长的奇数倍的情况对应，满足该条件的电缆的电长度LE可以由以下的式子(11)选定。 [0145] LE＝(2n－1)·(λ/4)……(11) [0146] 在选定了电缆长度LW以使与该电缆长度LW对应的电长度LE成为满足上述式子(11)的长度时，电缆的任意点Z(0≤Z≤LW)的电压VZ通过将式子(11)代入式子(10)，由以下的式子(12)得出。 [0147] Z＝(λ/2)·(n－N+1)－λ/4……(12) [0148] 这时的点Z的电压VZ可以通过将式子(12)代入式子(6)得出。 [0149] 作为一个例子，n＝1、2、3时的电缆的电长度LE分别为λ/4、3λ/4以及5λ/4。这表示在电缆长度为电长度LE的电缆中，从高频电源部侧开始λ/4、3λ/4以及5λ/4的位置上的电压VZ达到最大值。 [0150] 例如，Z＝5λ/4的位置与电缆长度LW的负载侧的点(Z＝LW)对应，因此β·LW＝(2·π/λ)·(5·λ/4)＝5·π/2，式子(7)的P为(j·Zg)，所以根据式子(6)、(7)，负载端电压VL(VZ(z＝LE))由下式(13)得出。 [0151] VL＝(ZO·Vg)/{(ZO·cos(β·LE)+j(Zg·sin(β·LE)}＝－j(ZO/Zg)·Vg……(13)[0152] 负载端为开路状态时，在式子(6)、(7)中应用βLE＝(2π/λ)·LE的关系进行改写，则Z＝LE处的负载端电压(VZ(z＝LE))用以下的式子(14)表示。 [0153] |VZ|＝(ZO·Vg)/{(ZO2－Zg2)·cos2·(2π/λ)·LE+Zg2}1/2……(14)[0154] 负载端电压|(VZ(z＝LE))|为RF电源电压|Vg|的K倍时电缆的电长度LE可以基于Z＝LE时的负载端电压VZ和RF电源电压Vg的关系求出。 [0155] 负载端电压|(VZ(z＝LE))|为RF电源电压|Vg|的K倍时，负载端电压|(VZ(z＝LE))|用以下的式子(15)表示。 [0156] |(VZ(z＝LE))|＝K|Vg| (K≥1)……(15) [0157] 根据式子(15)可以得出 [0158] (cos2(2π/λ))·LE＝(ZO2/K2－Zg2)/(ZO2－Zg2)……(16) [0159] 式子(16)以K≥1的条件为基础成立。 [0160] 在式子(16)中，K＝∞时“cos2(2π/λ)·LE”可以近似于1，因此倍率K可以用以下的式子(17)来近似。 [0161] K＝|ZO/Zg|……(17) [0162] 在上述的式子(17)中，特性阻抗ZO和内部阻抗Zg的关系中当Zg/ZO可以近似为“0”的情况下，可以将cos{(2π/λ)·LE}近似为“1/K”。这时，根据式子(17)，电长度LE可以用以下的式子(18)的近似式来表示。 [0163] LE≈{cos－1(1/K)/(2·π)}·λ……(18) [0164] 这里，使负载端电压|(VZ(z＝LE))|为RF电源电压|Vg|的K倍的电长度LE和使负载端电压|(VZ(z＝LE))|为最大的电长度LE＝(2n－1)·λ/4)的差值k·λ用以下的式子(19)表示。 [0165] k·λ＝[{π－2·cos－1(1/K)}/(4π)]·λ……(19) [0166] 因此，成为|VZ|≥K·|Vg|的电长度LE的范围用以下的式子(20)表示。 [0167] (2n－1)·(λ/4)－k·λ≤LE≤(2n－1)·(λ/4)+k·λ……(20) [0168] 图6表示负载端电压|(VZ(z＝LE))|为无穷大时的电长度LE(式子(11))、负载端电压|(VZ(z＝LE))|为RF电源电压|Vg|的K倍时的电长度LE(式子(19))、以及|(VZ(z＝LE))|≥K·|Vg|时的电长度LE的范围(式子20)的关系。还有，图6中的|(VZ(z＝LE))|≥K·|Vg|的电长度LE的范围表示设倍率K为1的|(VZ(z＝LE))|＝|Vg|的情况、以及设倍率K为2的|(VZ(z＝LE))|＝2|Vg|的情况。另外，图6仅表示0～λ的范围，而在λ以上的电长度LE时也是相同的。 [0169] 在图6中，负载端电压|(VZ(z＝LE))|在电长度LE为λ/4、3λ/4时为最大，在电长度LE为“(2n－1)·(λ/4)－k·λ”、“(2n－1)·(λ/4)+k·λ”时为K|Vg|。 [0170] 表1、图6、7表示K的值分别为K＝1、2、2.61、3.87的例子。这里，K的值是为了运算方便而任意选择的，在本发明中并不具备特别的意义。 [0171] [表1] [0172] [0173] K＝1的情况：在K＝1的情况下k·λ＝λ/4，|VZ|≥|Vg|的电长度LE的范围为0≤LE≤λ/4，λ/4≤LE≤2λ/4。 [0174] 此时，交流的频率f为13.5MHz的情况下，负载端电压|(VZ(z＝LE))|为最大的电缆长度LW为5.53m，负载端电压|(VZ(z＝LE))|比RF电源电压|Vg|大的电缆长度LW的范围为0≤LW≤11.06m、11.06m≤LW≤22.12m。 [0175] K＝2的情况：K＝2的情况下k·λ＝λ/12，|(VZ(z＝LE))|≥2|Vg|的电长度LE的范围为λ/6≤LE≤λ/3，2λ/3≤LE≤5λ/6。 [0176] 此时，交流的频率f为13.5MHz的情况下，负载端电压|VZ|为最大的电缆长度LW为5.53m，负载端电压|(VZ(z＝LE))|比RF电源电压2|Vg|大的电缆长度LW的范围为3.69m≤LW≤7.37m、14.75m≤LW≤18.43m。 [0177] K＝2.61的情况：K＝2.61的情况下k·λ＝λ/16，|(VZ(z＝LE))|≥2.61|Vg|的电长度LE的范围为3λ/16≤LE≤5λ/16，11λ/16≤LE≤13λ/16。 [0178] 此时，交流的频率f为13.5MHz的情况下，负载端电压|(VZ(z＝LE))|为最大的电缆长度LW为5.53m，负载端电压|VZ(z＝LE)|比RF电源电压2.61|Vg|大的电缆长度LW的范围为4.1m≤LW≤6.91m、15.21m≤LW≤17.97m。 [0179] K＝3.87的情况：K＝3.87的情况下k·λ＝λ/24，|(VZ(z＝LE))|≥3.87|Vg|的电长度LE的范围为5λ/24≤LE≤7λ/24，17λ/24≤LE≤19λ/24。 [0180] 此时，交流的频率f为13.5MHz的情况下，负载端电压|(VZ(z＝LE))|为最大的电缆长度LW为5.53m，负载端电压|VZ(z＝LE)|比RF电源电压3.87|Vg|大的电缆长度LW的范围为4.6m≤LW≤6.45m、15.67m≤LW≤17.59m。 [0181] 对于上述的内部阻抗Zg为Zg＝0的情况，由于实际的高频电源中构成RF放大电路的半导体开关的接通电阻等内部阻抗具有例如2[欧姆]左右的微小电阻。即使在这样内部阻抗具有微小电阻的情况下，当内部阻抗Zg与特性阻抗ZO相比可以视为充分小的情况下，可以作为与内部阻抗Zg为Zg＝0的情况相同。 [0182] 例如，在K＝2的情况下，表示Zg＝0的情况的|(VZ(z＝LE))|与K|Vg|的关系的式子(14)成为以下式子(21)。 [0183] |(VZ(z＝LE))|＝Vg/|cos(2π/λ)·LE|＝2Vg……(21) [0184] 另一方面，在Zg＝2[欧姆]、ZO＝50[欧姆]的情况下，表示|(VZ(z＝LE))|与K|Vg|的关系的式子(14)成为以下式子(22)。 [0185] |(VZ(z＝LE))|＝50·Vg/{(502－22)·cos2(2π/λ)·LE+22}1/2/[0186] ≈Vg/|cos(2π/λ)·LE|＝2Vg……(22) [0187] 所以，可以设Zg＝0时的式子(21)与Zg＝2[欧姆]、ZO＝50[欧姆]时的式子(22)基本相等。 [0188] 在Zg＝2[欧姆]、ZO＝50[欧姆]得出的负载端电压|(VZ(z＝LE))|与Zg＝0时的负载端电压|(VZ(z＝LE))|基本相等，可以根据将式子(21)中得到的电长度LE＝λ/6、Zg＝2[欧姆]、ZO＝50[欧姆]应用在式子(22)中所得到的|(VZ(z＝LE))|为1.99Vg来确认。 [0189] 在负载端为开路状态，负载端的阻抗ZL为无穷大时将供电部(同轴电缆)的传输线路的电长度LE选定为λ/4的奇数倍(2n－1)·(λ/4)，则从高频电源部1看负载侧时的阻抗Zin成为“0”。通过使阻抗Zin为“0”，可以将从高频电源部向负载侧供给的电力最大化。 [0190] 所以，在高频电源的内部阻抗Zg与特性阻抗ZO相比可以视为充分小的情况下，如果例如将式子(13)所示的ZO/Zg设定得大，则可以与该值成比例地增大负载端电压VZ。在等离子体负载中等离子体为未打火状态，负载阻抗可以视为无穷大时，根据产生VL(VZ(z＝LE))的最大电压的电缆长度(2n－1)·(λ/4)扩大电缆的容许范围，使供电部(同轴电缆)的传输线路的电长度LE为(2n－1)·(λ/4)－k·λ≤LE≤(2n－1)·(λ/4)+k·λ，由此可以使负载端电压为高电压。还有，n为整数，k·λ表示负载端电压(VZ(z＝LE))为设定电压以上的电长度LE的范围，负载端电压(Vz(z＝LE))为RF电源电压Vg的K倍的常－1数k用“{π－2·cos (1/K)}/(4π)”表示。 [0191] 传输线路的电长度LE满足的基本波长λ的条件是点火电压为达到RF电源电压Vg的约2倍(2Vg)以上的值，上述的容许范围所表示的“k·λ”是能够获得比在高频电源装置的内部阻抗Zg和从电源看负载侧时的阻抗Zin为阻抗匹配的C级高频电源中获得的负载端电压更大的电压的电长度的范围的一个例子。 [0192] 原因在于，如D级高频电源那样，高频电源的内部阻抗Zg与特性阻抗ZO相比能够视为充分小的高频电源通过使供电部(同轴电缆)的传输线路的电长度LE为(2n－1)·(λ/4)－k·λ≤LE≤(2n－1)·(λ/4)+k·λ，与C级高频电源相比能够供给大电流，如式子(13)所示，负载端电压的电压VL升高。还有，n为整数，k·λ表示负载端电压(VZ(z＝LE))为设定电压以上的电长度LE的范围，负载端电压(Vz(z＝LE))为RF电源－1 电压Vg的K倍的常数k用“{π－2·cos (1/K)}/(4π)”表示。 [0193] 关于供电部的传输线路的电长度LE的选定，除了按照供电电缆的电缆长度进行选定使得根据分布常数的电长度LE为(2n－1)·(λ/4)－k·λ≤LE≤(2n－1)·(λ/4)+k·λ以外，也可以按照构成滤波电路的电容器及电抗器的元件的值进行选定使得根据集中常数的电长度LE为(2n－1)·(λ/4)－k·λ≤LE≤(2n－ 1)·(λ/4)+k·λ，另外，也可以按照电缆长度和滤波电路的元件的值的组合来同样地选定。n为整数，k·λ表示负载端电压(VZ(z＝LE))为设定电压以上的电长度LE的范围，－1 负载端电压(Vz(z＝LE))为RF电源电压Vg的K倍的常数k用“{π－2·cos (1/K)}/(4π)”表示。 [0194] 图5(b)是作为供电部4使用供电电缆4a按照电缆长度将电长度LE选定为(2n－1)·(λ/4)－k·λ≤LE≤(2n－1)·(λ/4)+k·λ的结构例，图5(c)是作为供电部4使用滤波电路4b按照电容器及电抗器的元件的值将电长度LE选定为(2n－1)·(λ/4)－k·λ≤LE≤(2n－1)·(λ/4)+k·λ的结构例，图5(d)是作为供电部4使用供电电缆 4a和滤波电路4b，按照电缆长度和电容器以及电抗器的元件的值将电长度LE选定为(2n－ 1)·(λ/4)－k·λ≤LE≤(2n－1)·(λ/4)+k·λ的结构例。n为整数，k·λ表示负载端电压(VZ(z＝LE))为设定电压以上的电长度LE的范围，负载端电压(Vz(z＝LE))为RF－1 电源电压Vg的K倍的常数k用“{π－2·cos (1/K)}/(4π)”表示。 [0195] 图8表示将本发明的实施例与以往的C级高频电源比较，产生反射波电力时的负载端电压VL。图8的横轴为电长度(电缆长度)。这时负载端电压VL(VZ(z＝LE))是在上述的式子(4)中代入z＝LE求出的。 [0196] 图8的条件式如以下的表2所示。 [0197] [表2] [0198] [0199] 这里，为了比较等离子体无放电状态下的负载端电压，在等离子体无放电状态下将电压驻波比(VSWR)设定为100。 [0200] 应用于本发明的D级高频电源和作为比较对象的以往使用的C级高频电源中共通的条件是：选定内部阻抗的常数Zg使得负载阻抗ZL＝50[欧姆]时输出额定输出3kw，使用该常数Zg作为负载电阻ZL(Vz(z＝LE)＝5000[欧姆]设定为电压驻波比VSWR＝100：1，求出此时的负载端电压VL。电压驻波比VSWR＝100：1相当于负载侧为开路状态(开路状态)时，相当于等离子体打火前的状态。另外，设特性阻抗ZO为50[欧姆]。 [0201] 作为本发明的D级高频电源的条件，使RF电源电压Vg为570[Vp](峰值与接地间的电压)，将内部阻抗Zg设定为2[欧姆]，使负载端电压为VL1。 [0202] 作为以往的C级高频电源的条件设定2个例子。一个例子使RF电源电压Vg为1100[Vp](峰值与接地间的电压)，将内部阻抗Zg设定为50[欧姆]，使负载端电压为VL2。 另一个例子使RF电源电压Vg为1100[Vp](峰值与接地间的电压)，将内部阻抗Zg设定为 210[欧姆]，使负载端电压为VL3。 [0203] 负载端电压VL2是假想了如果是通常的状态则产生自身振荡的反射波为100％的状态下，能够实现该100％的反射波电力耐量的情况的例子。另外，负载端电压VL3是假想进行下垂保护，反射波电力耐量为15％(相当于450W)的情况的例子。另外，负载端电压VL0是负载阻抗为ZL＝50[欧姆]，高频电源与负载阻抗匹配的例子。 [0204] 在图8中，负载端电压VL0因为高频电源与负载阻抗匹配，所以与供电电缆的电长度无关是固定的。负载端电压VL2在C级高频电源中为反射波电力耐量100％。通常，在反射波电力耐量100％的情况下发生自身振荡，而在这里，表示了假想能够实现不进行自身振荡的电源的情况。这该情况下，可以设为负载端电压VL0的2倍的电压(2VL0)。 [0205] 在实际的高频电源中，反射波电力耐量以电源额定的15％～20％左右的容许度进行设计，因此一般，C级高频电源能够输出的负载端电压由于下垂保护动作成为VL3。 [0206] 在C级高频电源中，在额定以下进行运行时内部阻抗Zg增加，因此负载端电压变为VL3那样。此时，由于内部阻抗Zg限制电流，因此负载端电压最大只能输出到以50[欧姆]进行了匹配时的VL0的2倍。 [0207] 另一方面，应用本发明的D级高频电源能够100％容许反射波电力，因此负载端电压为VL1，电长度为λ/4的负载端电压为VL1＝11334[Vp]。将该负载端电压VL1与C级高频电源中的负载端电压VL2＝1055[Vp]比较，为11334/1055≈10.7倍，能够使负载端电压为高电压。 [0208] 另外，负载电压VL1在VSWR＝∞的情况下由式子(13)求出，在表2的VL1的条件下，得出VL1＝(ZO/Zg)·Vg＝(50/2)·570＝14,250[Vp]的计算值。 [0209] 将本发明应用于等离子体负载，通过选定供电电缆的长度使得负载端为开路状态时的电长度LE相对于高频交流的基本波长λ为(2n－1)·(λ/4)－k·λ≤LE≤(2n－1)·(λ/4)+k·λ(n为整数)，能够在等离子体打火前的负载端电压上施加高电压，能够容易地使等离子体负载打火。该电长度LE的范围在图8中，选定为VL1成为比VL3高的电压的(2n－1)·(λ/4)－k·λ≤LE≤(2n－1)·(λ/4)+k·λ(n为整数)的范围内。n为整数，k·λ表示负载端电压(VZ(z＝LE))为设定电压以上的电长度LE的范围，负载端电压－1 (Vz(z＝LE))为RF电源电压Vg的K倍的常数k用“{π－2·cos (1/K)}/(4π)”表示。 [0210] 另外，在本例中将内部阻抗Zg仅以电阻量R进行了标记，也可以如Zg＝R±jX那样为虚数量。 [0211] 以下，使用图9对等离子体负载中的打火动作，与使用以往的C级高频电源的情况进行比较来说明。图9(a)～图9(d)、以及图9(e)～图9(h)分别表示本发明与以往的C级高频电源的打火动作中的行波电力、反射波电力、电源输出电压、负载端电压。在图9中表示控制信号在T1时间点上升，在T2时间点下降的例子。 [0212] 根据以往的C级高频电源，反射波电力与控制信号的上升一起上升，超过REF下垂等级(例如设定为额定的15％)(图9(f))。通过反射波电力超过下垂等级，下垂动作开始，限制电源输出电压以及行波电力(图9(g)、(e))。当限制行波电力时，负载端电压没有达到等离子体打火所需要的电压，因此打火失败(图9(h))。 [0213] 另一方面，根据本发明，可以将反射波电力下降等级设定为额定的100％，因此与控制信号的上升一起上升的反射波电力(图9(b))不超过REF下垂等级，不转移到下垂动作，因此行波电力(图9(a))不受限制，维持电源输出电压(图9(c))。因此，负载端电压(图9(d))达到打火等级，等离子体打火。 [0214] 另外，根据本发明，对于等离子体维持也能取得效果。使用图10对等离子体负载的重新打火动作进行说明。图10(a)～图10(c)分别表示本发明的重新打火动作中的行波电力、反射波电力、负载端电压。在图10中，Ta表示控制信号上升、开始打火动作的时间点，Tb表示打火后等离子体为稳定状态的时间点、Tc表示放电变得不稳定的时间点，Td表示重新开始了打火动作的时间点，Te表示等离子体由于重新打火而变为稳定状态的时间点。 [0215] 在时间点Tc，等离子体从稳定放电转移到不稳定放电时反射波电力增加(图10(b))。负载端电压伴随该反射波电力的增加而上升，在时间点Td进行重新打火动作，在时间点Te维持成为稳定放电的等离子体(图10(c))。 [0216] 该重新打火动作在供电电缆的电长度的选定中，可以基于本发明选定使负载端电压上升的电长度来进行。 [0217] 作为使RF电力放大元件进行开关动作的放大电路，除了D级放大电路以外，已知E级放大电路。该E级放大中使用共振电路，有时以供电电缆的特性阻抗进行共振。通过共振时发生的反射波电力，对RF电力放大元件施加的电压可能施加超过电源电压的4～10倍的电压，担心RF电力放大元件被损坏。 [0218] 所以，在使用E级放大器作为高频电源部来构成本发明的情况下，需要添加防止反射波电力造成RF电力放大元件损坏的结构。 [0219] 上述实施方式以及变形例中的记述是本发明的高频电力供给装置以及点火电压选定方法的一个例子，本发明不局限于各实施方式，能够基于本发明的主旨进行各种变形，不应将其排除在本发明的范围之外。 [0220] 产业上的使用可能性 [0221] 本发明的高频电力供给装置可以作为向等离子体发生装置供给电力的电力源来使用，点火电压选定方法可以应用于向等离子体发生装置供给电力时的负载端电压的选定。 [0222] 符号的说明 [0223] 1 高频电源部 [0224] 1a 直流电源 [0225] 1b 逆变电路 [0226] 1c 滤波电路 [0227] 2 负载 [0228] 3 匹配器 [0229] 4 供电部 [0230] 4a 供电电缆 [0231] 4b 滤波电路 [0232] 4c 串联电路 [0233] 10 高频电力供给装置 [0234] 100 等离子体处理装置 [0235] 101 高频电源 [0236] 101a 电源电压 [0237] 101b 内部阻抗 [0238] 101c 低通滤波器 [0239] 102 反应室 [0240] 103 匹配器 [0241] 104 供电电缆 [0242] 111 高频电源 [0243] 112 合成器 [0244] 113 低通滤波器 [0245] 120 电力放大电路 [0246] 120a、b、c、d MOSFET [0247] 120e 主变压器 [0248] 120f 滤波器 [0249] A、A* 门信号 [0250] B、B* 门信号。 |
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