采用跟踪环方案可以实现QPSK信号的数字解调。跟踪环产生再取 样定时，并且还用于从输入的数据符号中消除频率和相位偏移，也称为 残余频率和相位。通常，该系统一次对一个新的取样对进行操作。该系 统采用反馈环路跟踪和校正输入数据流中的定时，频率和相位偏移。
这些反馈环路需要仔细设定的跟踪环增益。另外，它们需要反馈环 路有时间将其锁定的捕获周期。这种已知的系统需要在每个新数据发送 的开始使用相对长的报头，以便提供用于锁定的反馈环路时间。该已知 系统通常还使用可能导致增加误差率的定位环路量度(通常在几个数据 取样的范围)来估算定时，频率和相位。此外，由于跟踪环中使用的本 地判定，在数字信号处理器芯片中实现该系统限制了该系统可运行的处 理速度。
因此，需要一种克服这些缺陷的数字解调QPSK信号的方法和装置。

用于数字解调QPSK信号的方法和装置可包括在多个预定定时的假 设下对数字化取样的数据子帧(data burst)再取样的第一部分。确定每 个假设的最大功率。将具有最大功率的假设用于内插再取样定时估算。 然后用再取样定时估算对数据子帧再取样。然后通过对复数I/Q对(Z ＝I+J*Q)两次平方来消除再取样数据子帧的调制。该Z4数据表示是Z 数据的频率和相位四倍的频率和相位。然后对消除了调制的数据进行线 性调频Z(chirp-Z)变换以便将数据转到频域。
然后确定线性调频Z数据变换的数据集的频谱功率。确定并平方第 内插最高频谱功率。该内插值是残余解调频率的四倍。
通过用以负4倍旋转残余频率(四倍于在反向旋转的频率)的数据 矢量对Z4数据去旋(derotate)来估算数据的相位。用于去旋的矢量的 起始相位为0和幅度为1。将得到的去旋复数数据在该数据集的范围相 加。得到的总和的反正切是所期望的起始相位的4倍。然后使用频率估 算和相位估算对再取样数据去旋和移相，得到定时，频率和相位校正的 再取样数据。
线性调频Z变换在用于估算QPSK解调中的残余频率时能够提供很 多优点。QPSK信号的数字解调通常采用频率估算消除来自输入数据符 号信息的残余频率。通常使用快速傅立叶变换(FFT)或一系列小重叠 FFT执行该估算。
本发明的一个实施例将线性调频Z变换方案用于处理频率估算，它 提供了三种优于FFT和直接傅立叶变换(DFT)方案的主要优点。
1)可以指定执行该估算的任意频率范围。而FFT则需要频率范围 等于从-Fs/2到Fs/2的取样率(Fs)。
2)可以指定任意数量的频率估算点(并且因此产生任意频率估算 解)。而FFT则需要频率估算点的数量等于输入点的数量(N)。因此在 FFT中，频率估算分解定为Fs/N个。
3)与DFT处理(具有与线性调频Z变换估算相同的灵活性)相比 较，线性调频Z变换估算器的运算对97点估算比DFT快5.6倍，对193 点估算比DFT快9.7倍，对385点估算比DFT快17.8倍。
附图说明
本发明的这些和其它特征，目的及优点将通过下面结合附图的详细 描述变得显而易见，图中相同的部分始终用相同的参考标号标出。
图1是表示基于卫星的通信系统的方框图；
图2是接收器的方框图；以及
图3是解释用于解调QPSK信号的过程和装置的示意图。

图1是说明实施本发明的实例系统的方框图。图1中的系统通过卫 星链路提供高速，可靠的因特网通信业务。
特别是，在图1中，内容服务器100耦合到因特网102，因特网102 又耦合到中枢站(hub station)104，以使中枢站104能够从内容服务器 100请求和接收数字数据。中枢站104还通过卫星106与多个远程单元 108A-108N通信。例如，中枢站104通过前向上行链路110向卫星106 发射信号。卫星106从前向上行链路110接收信号并且通过前向下行链 路112将这些信号转发。前向上行链路110和前向下行链路112统称为 前向链路。远程单元108A-108N监视包含前向链路的一个或多个信道， 以便从中枢站104接收指定的远程单元并且广播消息。
用同样的方式，远程单元108A-108N通过反向上行链路114向卫 星106发射消息。卫星106从反向上行链路114接收该信号并通过反向 下行链路116将这些信号转发。反向上行链路114和反向下行链路116 统称为反向链路。中枢站104监视包含反向链路的一个或多个信道，以 便从远程单元108A-108N提取消息。
在示范系统的一个实施例中，每一个远程单元108A-108N与多个 系统用户耦合。例如，在图1中，远程单元108A表示为与局域网116 耦合，局域网116又耦合到一组用户终端118A-118N。用户终端118A -118N可以是多种局域网节点中的一种，如个人或网络计算机，打印机， 数字计量读取设备等。当通过供用户终端118A-118N之一使用的前向 链路接收消息时，远程单元108A通过局域网116将该消息前转到合适 的用户终端118。同样，用户终端118A-118N可通过局域网116向远 程单元108A发射消息。
在示范系统的一个实施例中，远程单元108A-108N为多个用户提 供因特网服务。例如，假设用户终端118A是一台为了访问万维网(World Wide Web)而执行浏览器软件的个人计算机。当浏览器接收到来自用户 访问网页或嵌入对象的请求时，用户终端118A根据熟知的技术生成请 求消息。用户终端118A同样利用熟知的技术通过局域网116将请求消 息前传送到远程单元108A。根据该请求消息，远程单元108A通过反向 上行链路114和反向下行链路116中的信道生成并发射一个无线链接请 求。中枢站104通过反向链路接收到该无线链接请求。根据该无线链路 请求，中枢站104通过因特网102将请求消息传递给合适的内容服务器 100。
对此响应，内容服务器110通过因特网102将所请求的网页或对象 传送到中枢站104。中枢站104接收所请求的网页或对象并且生成无线 链接响应。中枢站通过前向上行链路110和前向下行链路112中的信道 发射该无线链接响应。
远程单元108A接收该无线链接响应并通过局域网116将相应的响 应消息传送到用户终端118A。这样，就在用户终端118A和内容服务器 100之间建立起双向链路。
在象上面结合图1所述的系统中，远程单元趋于产生突发数据。突 发数据的特征在于具有高峰值与平均的业务量比。这意味这数据块在很 短的时间周期内传送，在相当长的空闲时间内中断。远程站的发射就是 这里被称为数据子帧。
中枢站104向远程终端118A-N提供通信资源。中枢站104中的通 信资源可以根据一种或多种已知技术量化成一系列通信资源中。中枢站 104可以包含或实现一个或多个能够执行本发明功能的过程。这些过程， 例如可以在诸如数字信号处理器，专用集成电路(ASIC)之类的一个或 多个集成电路中实施，和/或可以在微处理器或诸如数字信号处理器之 类的其它处理器执行的存储在中枢站104中的软件或固件程序中实施。
通信资源可以被分成一系列码分多址(CDMA)信道。在CDMA 系统中，可以由近似正交序列的一系列伪随机定义信道。该系列中的每 个序列定义可由远程单元用来与中枢站通信的分离的通信资源。作为替 换，该系统可以使用时分多址(TDMA)时隙信道来再划分通信资源。 在TDMA的系统中，向远程单元分配用于发射的时隙。通过将发射限制 在分配的时隙内，远程单元可以共享中枢站提供的通信资源。另外，系 统可以利用TDMA和频分多址(FDMA)的组合。在任何这些或其它多 址技术中，在数据子帧中发射的数据可以被编码为四相移相键控符号 集。
图2是用于通过反向下行链路116接收信号的中枢站104(图1)中 接收器部分的方框图。另外，接收器部分可以用于通过前向下行链路112 (图1)接收信号的远程单元108A-N或用于其它无线系统。接收器部 分包括接收信号和将信号发射给模拟处理部分204的天线202。模拟处 理部分204根据处理过程并使用本领域普通技术人员已知的技术对信号 进行模拟处理，如下行变频，功率控制以及滤波。经过模拟处理后，该 信号传递到模拟数字转换器206。模拟数字转换器206对模拟信号取样 并完成带通滤波。数字正交调谐器(DQT)208从模拟数字转换器206 接收数字取样的信号。DQT 208对希望的频率进行微调并且滤出其它滤 波器。DQT 208还将数据速率改变成大约是符号速率的两倍。然后将数 字化的QPSK信号传递到解调器300。作为替换，可以在提供给解调器 300之前对数字化信号进行进一步处理。在一个实施例中，解调器300 是执行所存储程序的数字信号处理器。
图3是说明解调数字化QPSK信号的方法和装置的方框图，可由解 调器300执行。如上面指出的，图3表示的过程可以通过在处理器，例 如数字信号处理器中运行的软件或固件来实现。图3中的每个方框可以 作为软件或固件的一部分或作为硬件来实现。另外，方框所代表的功能可 以组合成较大的软件，固件或硬件部分。
在方框310中，解调器300接收输入的数据子帧或已数字化取样的 QPSK符号分组并将它们保存在存储单元。在一个实施例中，数据子帧 以QPSK发射的符号速率的两倍进行取样。然后，如方框312所示，在 四个分离的定时假设在再取样部分中对整个数据子帧进行再取样。在一 个实施例中，将再取样实施为使用多相匹配滤波器的四个分离相位的四 个滤波功能。四个滤波功能对应符号定时的偏差，例如，-1/2，-1/4， 0，+1/4。另外，也可以使用不同的定时假设。可以通过系统模拟来确 定一个指定系统的定时假设的最佳数量和它们的偏差。
如方框314A-D所示，对每个定时假设累加整个数据子帧的结果I2 +Q2。整个数据子帧的结果I2+Q2表示每个定时假设的能量值。该能量 值表示每个定时假设和数据子帧的相关性。换句话说，与实际输入数据 子帧的定时偏差最相关的定时假设对数据子帧具有最高能量值。
如方框316所示，检查来自方框314A-D的四个能量以确定哪个定 时假设具有最高相关性。一旦确定具有最高相关性的能量，则正交内插 具有最高相关性的能量与它的两个邻近点以产生定时估算。定时估算也 受方框318表示的多相位滤波器的颗粒性或分辨率制约。方框318表示 的多相位滤波器利用来自方框316的定时估算对数据子帧再取样。该再 取样以每个符号一个复数取样的有效取样速率产生了由复合I/Q取样 组成的数据集。方框312，314和316表示的定时估算的确定和每个符 号一个取样的和后续再取样可以减小剩余处理模块的计算负担，因为利 用定时估算，从该点向前只处理在每个符号的一个取样所取样的数据。
接着，由方框320表示的复数QPSK符号的再取样数据子帧将消除 频率偏差和相位偏差。首先，如方框324所示，将具有Z＝I+J*Q的复 数I/Q对平方两次(Z4)来消除数据调制。该操作具有把所有复数数 据置于相同象限，从而分解象限多重性的效果。Z4数据表示频率和相位 是Z数据频率和相位的四倍。
频率偏差估算通常由方框322表示。如方框326所示，利用线性调 频Z变换将得到的Z4数据的集合变换到频域。线性调频Z变换允许整 个频谱的小的，高分辨率部分的变换。FFT不直接提供频谱的高分辨率 估算。
本发明的实施例中使用的线性调频Z变换频率估算算法执行如下：
1)选择要执行的频率范围(freq_range)，并且选择输入点的数量(N) 和估算输出点的数量(K)。通常是选择N和K以便能够以适当的FFT 大小执行滤波器卷积步骤。因此，选择FFT_SIZE＝(N+K-1)作为2 的最接近的乘方。
频率估算分辨率等于
  Phi_0＝freq_range/(K-1).
用于线性调频Z轮廓的单位圆的起点是
Theta_0＝-(K-1)/2*Phi_0.
用于线性调频Z轮廓的单位圆的终点是
Theta_1＝(K-1)/2*Phi_0.
2)为处理过程中使用而设计和存储三个数据矢量。复数值A和W 定义为：
A＝exp(j*2_PI*Theta_0)＝cos(2_PI*Theta_0)+j*sin(2_PIPI*Theta_0)和
W＝exp(j*2_PI*Phi_0)＝cos(2_PI*Phi_0)+j*sin(2_PIPI*Phi_0).
a)第一数据矢量vec_1(n)由N个点(n＝0…N-1)组成，定义 为：
vec_1(n)＝A**(-n)*W**(n**2/2)＝
exp(-2_PI*n*Theta_0)*exp(j*2_PI*Phi_0*(n**2/2))＝
{cos(2_PI*n*Theta_0)-j*sin(2_PI*n*Theta_0)}*
{cos(2_PI*Phi_0*(n**2/2))+j*sin(2_PI*Phi_0*(n**2/2))}.
b)第二矢量是滤波器Filt_2(n)并且由FFT_SIZE个组成点。 前N个点(n＝0…N-1)定义为：
Filt_2(n)＝W**(-(n**2/2))＝
exp(-j*2_PI*Phi_0*(n**2/2))＝
cos(2_PI*Phi_0*(n**2/2))-j*sin(2_PI*Phi_0*(n**2/2)).
最后的(K-1)个点(n＝N…(FFT_SIZE-1))定义为：
Filt_(n)＝W**(-((FFT_SIZE-n)**2/2))＝
exp(-j*2_PI*Phi_0*((FFT_SIZE-n)**2/2))＝
cos(2_PI*Phi_0*((FFT_SIZE-n)**2/2))-j*sin(2_PI*Phi_0*((FFT_SIZE
-n)**2/2)).
该滤波器应对来自前一个矢量相乘的数据卷积，实现它的最快方法 在频域。因此该滤波器通过快速傅立叶变换转换到频域并且作为 FFT_SIZE频域滤波器值存储在存储器中。
c)包括K个点(k＝0…K-1)的第三数据矢量vec_3(k)定义为
vec_3(k)＝W**(k**2/2)＝
exp(j*2_PI*Phi_0*(k**2/2))＝
cos(2_PI*Phi_0*(k**2/2))+j*sin(2_PI*Phi_0*(k**2/2)).
3)现在线性调频Z变换将N个复数输入点与复数矢量vec_1相乘， 将这N个点填塞到K-1个零中使其长度等于FFT_SIZE，并且对该数 据集执行FFT。该频域数据与Filt_2的频域版本逐点相乘。该乘积是下 一个反快速傅立叶变换(IFFT’d)，它完成vec_1与Filt_2预相乘的数据 的快速卷积。现在该滤波后的数据输出与vec_3逐点相乘，产生初始数 据集的线性调频Z变换。
如方框328所示，然后确定线性调频Z变换数据的数据集的频谱功 率。在方框330中，确定最高频谱功率并且用其最近的两个邻近点正交 内插以确定残余频率。该插入值是4倍于残余解调频率的最佳估算。
为估算相位偏差，如方框332所示，用以负4倍于残余频率旋转的 数据矢量对在由方框324表示的过程中已消除了调制的复数数据对的集 合去旋。负4倍于残余频率的值是由方框330所示的过程确定的。用于 去旋的矢量的起始相位为0，幅度为1。然后在方框332所示的过程中 将复数数据相加。在方框334中，确定得到的复数总和的反正切，并且 表示所期望的相位偏差估算的4倍。
如方框336所示，分别用在方框334和330所示的过程中确定的负 1倍的相位估算和负1倍的频率估算使用单位幅度的矢量对来自方框320 的再取样数据子帧去旋，该单位幅度具有负1倍的相位估算的起始相位 和负1倍的频率估算的旋转。如方框338所示，去旋产生为定时，频率 和相位校正的再取样数据。
本领域的普通技术人员应该理解，可以以数字通信中通常使用的和 本领域技术人员已知方式从消息分组的报头部分确定消息的开始和突发 数据解调的象限锁定方面。
在不脱离本发明精神或实质特征的情况下可以用其它具体形式实施 本发明。在各方面考虑的所述实施例仅是说明性的而不是限制性的，因 此，本发明的范围由所附的权利要求表示，而不是由上述说明表示。落 入权利要求等同物的含义和范围内的所有改变都包括在其范围内。