交叉极化干扰补偿装置、交叉极化干扰补偿方法及程序 |
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| 申请号 | CN201180018520.X | 申请日 | 2011-04-13 | 公开(公告)号 | CN102835049A | 公开(公告)日 | 2012-12-19 |
| 申请人 | 日本电气株式会社; | 发明人 | 铃木雄三; | ||||
| 摘要 | 即使在对向台装置中的两个极化的发射机输出不同 信号 时，也补偿交叉极化干扰。一种交叉极化干扰补偿装置包括：主信号接收单元，接收具有第一极化方向的信号； 干扰信号 接收单元，接收具有与所述第一极化方向交叉的第二极化方向的信号； 相位 控制单元，控制所述干扰信号接收单元接收到的信号的相位；干扰补偿信号产生单元，通过如下方式产生干扰补偿信号：对所述相位控制单元输出的信号的时间序列执行加权组合，并设置用于所述加权组合的加权系数，使得所述干扰补偿信号变为所述主信号接收单元接收到的信号的交叉极化干扰分量；相位估计单元，使用与所述加权系数有关的信息，来估计在所述主信号接收单元接收到的信号和所述干扰信号接收单元接收到的信号之间的 相位差 ；以及补偿单元，使用所述干扰补偿信号和所述主信号接收单元接收到的信号，对具有所述第一极化方向的信号补偿具有所述第二极化方向的信号所引起的交叉极化干扰，其中，所述相位控制单元使用所述相位估计单元估计出的相位差，控制所述干扰信号接收单元接收到的信号的相位，使得所述主信号接收单元接收到的信号的相位和所述干扰信号接收单元接收到的信号的相位变为相同。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种交叉极化干扰补偿装置，包括： |
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| 说明书全文 | 交叉极化干扰补偿装置、交叉极化干扰补偿方法及程序技术领域背景技术[0002] 在数字微波无线通信中使用交叉极化方案。在交叉极化方案中，使用不同的信号来调制彼此正交的两个极化(交叉极化)，例如垂直极化(V极化)和水平极化(H极化)，以发送不同的信息，从而实现对频率的有效使用。然而，当采用交叉极化方案时，如果存在传播干扰(例如雨)，则介质中的各向异性发生，且从而干扰可以出现在每个极化信号中。为此，当使用交叉极化方案来执行通信时，需要对接收机接收到的信号执行交叉极化干扰补偿(例如，参见专利文献1)。此处，交叉极化干扰补偿是从接收到的信号中移除由极化信号(干扰信号)引起的干扰分量的过程，该干扰信号与要提取的极化信号(主信号)的极化方向交叉。 [0003] 当对由接收机接收到的两个极化信号中的来自一个发射机(下文中称为自极化侧)的极化信号执行交叉干扰补偿时，需要让干扰波从另一发射机(下文中称为异极化侧)到自极化侧上的解调器的路径的路径长度与干扰补偿信号从异极化侧上的发射机到自极化侧上的交叉极化补偿器的路径的路径长度相等。从而，无线通信设备需要执行以下操作，以基于极化信号之间的路径差来调整延迟时间差。 [0004] 首先，为了了解基于路径差的延迟时间差，对向(opposing)台装置的发射机之一输出极化信号，在接收侧上的两个极化的接收机接收该极化信号，且接收机测量在两个接收机的输出信号之间的相位差。接下来，基于测量出的相位差，处理从异极化侧上的接收机到交叉极化干扰补偿器的电缆，从而调整其长度，以减少延迟时间差。 [0005] 通过执行这种操作，基于极化信号之间的路径差来调整延迟时间差。 [0006] 然而，该操作的问题在于：台中的电缆处理操作是复杂的。为了解决电缆处理操作中的复杂性，专利文献2公开了用于在不执行台中的电缆处理操作的情况下，基于极化之间的路径差来调整延迟时间差的技术。 [0007] 在专利文献2中公开的交叉极化干扰补偿方案中，首先，对向台装置中的两个极化的发射机输出相同信号。接下来，使用与自极化侧的信号(主信号)的载波和时钟信号同步的载波和时钟信号，来解调由本地台的接收机接收到的信号中异极化侧的信号(干扰信号)，且使用横向滤波器将解调信号转换为干扰补偿信号。由移位寄存器将该干扰补偿信号逐比特加以延迟。此时，相位比较器接收由移位寄存器逐比特加以延迟的干扰补偿信号以及自极化侧的信号，将它们的相位彼此比较，基于比较结果来控制移位寄存器，并改变相位寄存器中的级数，使得相位变为相同。然后，加法器将由移位寄存器逐比特延迟的干扰补偿信号与自极化侧的信号相加，从而执行交叉极化干扰补偿。 [0008] 在使用专利文献2公开的交叉极化干扰补偿方法的情况下，可以将两个极化的路径长度调整为相同，且有可能简化台中的无线装置设备的调整操作。 [0009] 现有技术文献 [0010] 专利文献 [0011] 专利文献1：日本未审专利申请，第一公布H05-260014 [0012] 专利文献2：日本未审专利申请，第一公布H09-270764 发明内容[0013] 本发明要解决的问题 [0014] 然而，专利文献2公开的交叉极化干扰补偿方法具有以下问题：对向台装置侧在调整操作期间需要执行发送输出控制，且从而控制变得复杂。 [0015] 解决问题的手段 [0016] 为了解决前述问题，做出了本发明，且根据本发明的交叉极化干扰补偿装置是如下交叉极化干扰补偿装置，包括：主信号接收单元，所述主信号接收单元接收具有第一极化方向的信号；干扰信号接收单元，所述干扰信号接收单元接收具有与所述第一极化方向交叉的第二极化方向的信号；相位控制单元，所述相位控制单元控制所述干扰信号接收单元接收到的信号的相位；干扰补偿信号产生单元，所述干扰补偿信号产生单元通过如下方式产生干扰补偿信号：对所述相位控制单元输出的信号的时间序列执行加权组合，并设置用于所述加权组合的加权系数，使得所述干扰补偿信号变为所述主信号接收单元接收到的信号的交叉极化干扰分量；相位估计单元，所述相位估计单元使用与所述加权系数有关的信息，来估计所述主信号接收单元接收到的信号和所述干扰信号接收单元接收到的信号之间的相位差；以及补偿单元，所述补偿单元使用所述干扰补偿信号和所述主信号接收单元接收到的信号，来补偿具有所述第一极化方向的信号的由具有所述第二极化方向的信号引起的交叉极化干扰，其中，所述相位控制单元使用所述相位估计单元估计出的相位差，来控制所述干扰信号接收单元接收到的信号的相位，使得所述主信号接收单元接收到的信号的相位和所述干扰信号接收单元接收到的信号的相位变为相同。 [0017] 此外，根据本发明的交叉极化干扰补偿方法是如下交叉极化干扰补偿方法，包括：接收具有第一极化方向的第一信号；接收具有与所述第一极化方向交叉的第二极化方向的第二信号；通过如下方式产生干扰补偿信号：对已被控制了相位的信号的时间序列执行加权组合，并设置用于所述加权组合的加权系数，使得所述干扰补偿信号变为所述第一信号的交叉极化干扰分量；使用与所述加权系数有关的信息，来估计所述第一信号和所述第二信号之间的相位差；使用估计出的所述相位差产生所述相位控制信号，使得所述第一信号的相位和所述第二信号的相位变为相同；以及使用所述干扰补偿信号和所述第一信号，对所述第一信号补偿由所述第二信号引起的交叉极化干扰。 [0018] 此外，根据本发明的程序是一种使交叉极化干扰补偿装置的计算机用作如下装置的程序：主信号接收单元，所述主信号接收单元接收具有第一极化方向的信号；干扰信号接收单元，所述干扰信号接收单元接收具有与所述第一极化方向交叉的第二极化方向的信号；相位控制单元，所述相位控制单元控制所述干扰信号接收单元接收到的信号的相位；干扰补偿信号产生单元，通过如下方式产生干扰补偿信号：对所述相位控制单元输出的信号的时间序列执行加权组合，并设置用于所述加权组合的加权系数，使得所述干扰补偿信号变为所述主信号接收单元接收到的信号的交叉极化干扰分量；相位估计单元，所述相位估计单元使用与所述加权系数有关的信息，来估计所述主信号接收单元接收到的信号和所述干扰信号接收单元接收到的信号之间的相位差；以及补偿单元，所述补偿单元使用所述干扰补偿信号和所述主信号接收单元接收到的信号，来补偿具有所述第一极化方向的信号的由具有所述第二极化方向的信号引起的交叉极化干扰，以及使所述计算机进行操作，使得所述相位控制单元使用所述相位估计单元估计出的所述相位差，控制所述干扰信号接收单元输出的信号的相位，以及使得所述主信号接收单元接收到的信号的相位和所述干扰信号接收单元接收到的信号的相位变为相同。 [0019] 本发明的有益效果 [0020] 根据本发明，相位估计单元使用与干扰信号的时间序列的加权组合的加权系数有关的信息，来估计主信号和干扰信号之间的相位差，该干扰信号的相位已被控制。然后，使用由相位估计单元估计出的相位差，相位控制单元控制干扰信号的相位，使得主信号的相位和干扰信号的相位变为相同。从而，即使在对向台装置中的两个极化的发射机输出不同信号时，交叉极化干扰补偿装置也可以补偿交叉极化干扰。附图说明 [0022] 图2是示出了移位寄存器的配置的示意框图。 [0024] 图4是示出了横向滤波器的配置的示意框图。 [0025] 图5A是示出了在干扰信号和干扰补偿信号具有几乎相同相位时的在滤波器系数和主信号的延迟时间与干扰补偿信号的延迟时间的量值关系之间的关系的图。 [0026] 图5B是示出了在将干扰信号相对于干扰补偿信号加以延迟时的在滤波器系数和主信号的延迟时间与干扰补偿信号的延迟时间的量值关系之间的关系的图。 [0027] 图5C是示出了在将干扰补偿信号相对于干扰信号加以延迟时的在滤波器系数和主信号的延迟时间与干扰补偿信号的延迟时间的量值关系之间的关系的图。 [0028] 图6是示出了在提供了采样频率改变单元时的价差极化干扰补偿装置的配置的示意框图。 [0029] 图7是示出了在抽头系数存储ROM中存储的表格的另一示例的图。 具体实施方式[0030] 下文中，将参照附图来详细描述本发明的示例实施例。 [0031] 图1是示出了根据本发明的示例实施例的交叉极化干扰补偿装置的配置的示意框图。 [0032] 交叉极化干扰补偿装置具有天线10、V极化接收单元21(主信号接收单元和干扰信号接收单元)、H极化接收单元22(主信号接收单元和干扰信号接收单元)、以及交叉极化干扰补偿单元30-1和30-2(下文中将交叉极化干扰补偿单元30-1和30-2统称为交叉极化干扰补偿单元30)。 [0033] 天线10接收彼此正交的且从对向台装置(未示出)发射的V极化和H极化的射频(RF)信号。 [0034] V极化接收单元21将天线10接收到的RF信号的V极化分量转换为中频信号，并输出V极化信号，同时将其输出保持在恒定电平。 [0035] H极化接收单元22将天线10接收到的RF信号的H极化分量转换为中频信号，并输出H极化信号，同时将其输出保持在恒定电平。 [0036] 交叉极化干扰补偿单元30-1使用H极化信号对由V极化接收单元21输出的信号执行交叉极化干扰补偿。 [0037] 交叉极化干扰补偿单元30-3使用V极化信号对由H极化接收单元22输出的信号执行交叉极化干扰补偿。 [0038] 交叉极化干扰补偿单元30具有：主信号解调单元31(主信号接收单元)、干扰信号解调单元32(干扰信号接收单元)、移位寄存器33(相位控制单元)、横向滤波器34(干扰补偿信号产生单元)、相位估计单元35、移位寄存器控制单元36(相位控制单元)、以及加法单元37(补偿单元)。 [0039] 主信号解调单元31对主信号进行解调，主信号是从两个极化信号中提取的信号。此外，主信号解调单元31向干扰信号解调单元32输出与主信号同步的载波和时钟信号。 要注意：在交叉极化干扰补偿单元30-1中，主信号是由V极化接收单元21输出的V极化信号，且在极化干扰补偿单元30-2中，主信号是由H极化接收单元22输出的H极化信号。 [0040] 干扰信号解调单元32从主信号解调单元31接收载波和时钟信号，并使用载波和时钟信号对干扰信号进行解调，干扰信号是要从两个极化信号中移除的信号。要注意：在交叉极化干扰补偿单元30-1中，干扰信号是由H极化接收单元22输出的H极化信号，且在极化干扰补偿单元30-2中，干扰信号是由V极化接收单元21输出的V极化信号。 [0041] 移位寄存器33将由干扰信号解调单元32输出的信号延迟预定时隙。 [0042] 横向滤波器34对由移位寄存器33输出的信号的时间序列进行加权和组合，从而产生干扰补偿信号。 [0043] 相位估计单元35接收横向滤波器34的滤波器系数(加权系数)，估计在两个极化信号(V极化信号和H极化信号)之间的相位滞后或相位超前，并输出估计结果作为相位估计信号。 [0044] 移位寄存器控制单元36使用由相位估计单元35输出的相位估计信息，输出移位寄存器控制信号(相位控制信号)，并从而控制移位寄存器33的输出信号的延迟时间，使得主信号的相位和干扰信号的相位变得相同。 [0045] 加法单元37将主信号解调单元31输出的主信号与由横向滤波器34输出的干扰补偿信号相加，从而从主信号中移除干扰分量。 [0046] 图2是示出了移位寄存器33的配置的示意框图。 [0047] 移位寄存器33是N级线性均衡器，并具有：双稳态多谐振荡器331-1至331-N(用于相位控制的延迟单元：下文中将双稳态多谐振荡器331-1至331-N统称为双稳态多谐振荡器331)、抽头332-0至332-N(用于相位控制的乘法单元：下文中将抽头332-0至332-N统称为抽头332)、加法器333(用于相位控制的加法单元)、抽头系数存储ROM334(相位控制系数导出单元)、以及抽头系数设置单元335(相位控制系数导出单元)。 [0048] 将双稳态多谐振荡器331进行级联(concatenate)，且每个双稳态多谐振荡器331将输入信号延迟一个时钟时间，并向对应的抽头332和下一级的双稳态多谐振荡器331输出延迟后的信号。要注意：双稳态多谐振荡器331根据相同时钟信号(未示出)工作。 [0049] 提供抽头332用于双稳态多谐振荡器331，抽头332从对应的双稳态多谐振荡器331接收信号，并使用预定抽头系数(相位控制系数)对信号执行加权。要注意：抽头332-0从干扰信号解调单元32接收信号，并对信号执行加权。 [0050] 加法器333将抽头332输出的信号相加。 [0051] 抽头系数存储ROM 334将针对每个抽头332设置的抽头系数的组合与干扰信号的延迟时间相关联地存储为表格。 [0052] 抽头系数设置单元335从移位寄存器控制单元36接收指示移位寄存器33的输出信号的延迟时间的移位寄存器控制信号，基于移位寄存器控制信号，从抽头系数存储ROM中存储的表格中选择抽头系数的组合，并将所选的抽头系数设置在抽头332中。从而，抽头系数设置单元335导出由每个抽头使用的抽头系数，使得加法器333输出的信号的相位与主信号解调单元31输出的信号的交叉极化干扰分量的相位变为相同。 [0053] 图3是示出了抽头系数存储ROM 334中存储的表格的示例的图。 [0054] 图3示出了在移位寄存器33具有6个双稳态多谐振荡器331和七个抽头332时(即，当N＝6时)的抽头系数存储ROM 334的表格的示例。 [0055] 抽头系数存储ROM 334存储移位寄存器中的级数、延迟时间以及与每个地址相关联的抽头系数。 [0056] 移位寄存器中的级数表示移位寄存器33中延迟的级数。 [0057] 延迟时间表示由相关联的延迟级数实现的干扰信号的延迟时间。要注意：在图3中，T表示移位寄存器33的操作时钟周期。 [0058] 抽头系数表示在抽头332中设置的用于实现相关联的延迟级数的抽头系数的组合。 [0059] 图4是示出了横向滤波器34的配置的示意框图。 [0060] 横向滤波器34是M级线性均衡器，并具有：双稳态多谐振荡器341-1至341-M(延迟单元：下文中将双稳态多谐振荡器341-1至341-M统称为双稳态多谐振荡器341)、抽头342-0至342-M(乘法单元：下文中将抽头342-0至342-M统称为抽头342)、加法器343(加法单元)、滤波器系数设置单元344(滤波器系数导出单元)。 [0061] 将双稳态多谐振荡器341进行级联，且每个双稳态多谐振荡器341将输入信号延迟一个时钟时间，并向对应的抽头342和下一级的双稳态多谐振荡器341输出延迟后的信号。要注意：双稳态多谐振荡器341根据相同时钟信号(未示出)工作。 [0062] 提供抽头342用于双稳态多谐振荡器341，抽头342从对应的双稳态多谐振荡器341接收信号，并使用预定抽头系数对信号执行加权。要注意：抽头342-0从移位寄存器33接收信号，并对信号执行加权。 [0063] 加法器343将抽头342输出的信号相加。 [0064] 滤波器系数设置单元344设置由抽头342使用的滤波器系数，使得加法器343输出的信号变为由主信号解调单元31输出的信号的交叉极化干扰分量。此外，滤波器系数设置单元344向相位估计单元35输出由抽头342使用的滤波器系数。要注意：可以使用例如最小均方(LMS)算法来确定滤波器系数。 [0065] 此外，在使用交叉极化干扰补偿装置的上述配置的情况下，V极化接收单元21接收V极化信号，且H极化接收单元22接收H极化信号。此外，移位寄存器33控制从H极化接收单元22输出且由干扰信号解调单元32解调的信号的相位。 [0066] 横向滤波器34的双稳态多谐振荡器341将移位寄存器33输出的信号加以延迟，抽头342将双稳态多谐振荡器341输出的信号与滤波器系数相乘，且加法器343将抽头342输出的信号相加。此外，滤波系数设置单元344导出由抽头342使用的滤波器系数，使得由加法器343输出的信号变为由V极化接收单元21输出的信号的交叉极化干扰分量。 [0067] 接下来，相位估计单元35对使用了在由滤波器系数设置单元344导出的滤波器系数中绝对值最大的滤波器系数的抽头342进行识别，并使用与抽头342有关的信息来估计V极化接收单元21输出的信号与H极化接收单元22输出的信号之间的相位差。然后移位寄存器控制单元36使用由相位估计单元35估计出的相位差，控制由H极化接收单元22输出的信号的相位，使得由V极化接收单元21输出的信号的相位和由H极化接收单元22输出的信号的相位变得相等。 [0068] 从而，即使在对向台装置中的两个极化的发射机输出不同信号时，交叉极化干扰补偿装置也补偿交叉极化干扰。 [0069] 接下来，将描述根据本示例实施例的交叉极化干扰补偿装置的操作。 [0070] 当使用图1所示的交叉极化干扰补偿装置来执行交叉极化干扰补偿时，如果主信号(或与主信号相干扰的干扰波)所取的从天线10到达交叉极化干扰补偿单元30的路径的延迟时间与干扰信号所取的从天线10到达加法单元37的路径的延迟时间不相同，则不可能执行最优干扰补偿。 [0071] 下文中，将描述在V极化信号是主信号且H极化信号是干扰信号时，根据本示例实施例的用于调整两条路径的延迟时间的方法。要注意：即使在主信号是H极化信号且干扰信号是V极化信号时，也可以通过执行相同过程来调整延迟时间。 [0072] 首先，当天线10检测到从对向台装置发射的信号时，V极化接收单元21和H极化接收单元22从天线10检测到的信号中对极化进行分离，并分别接收V极化信号和H极化信号。V极化接收单元21和H极化接收单元22将接收到的信号转换为中频信号。 [0073] 接下来，交叉极化干扰补偿单元30-1的主信号解调单元31对从V极化接收单元21输入的V极化信号进行解调，并输出到加法单元37。此外，主信号解调单元31产生与输出到加法单元37的V极化信号同步的时钟信号和载波，并向干扰信号解调单元32输出所产生的时钟信号和载波。 [0074] 接下来，干扰信号解调单元32使用从主信号解调单元31输入的时钟信号和载波，对从H极化接收单元22输入的H极化信号进行解调，并向移位寄存器33输出解调信号。 [0075] 接下来，移位寄存器33将从干扰信号解调单元32输出的H极化信号延迟预定时隙，并向横向滤波器34输出。要注意：移位寄存器33的抽头系数设置单元335将延迟时间的初始值设置为移位寄存器33的最大延迟时间的一半。在图3的示例中，由于抽头332的数目是7且移位寄存器33的最大延迟时间是“6T”，抽头系数设置单元335将移位寄存器33的延迟时间的初始值设置为“3T”。换言之，在该情况下，抽头系数设置单元335将抽头 332-3的抽头系数的初始值设置为“1”，且将其他抽头332的抽头系数的初始值设置为“0”。 [0076] 当移位寄存器33输出延迟后的H极化信号时，横向滤波器34通过将从移位寄存器33输入的H极化信号与预定滤波器系数相乘，产生干扰补偿信号，并向加法单元37输出干扰补偿信号。要注意：由横向滤波器34的滤波器系数设置单元344使用诸如LMS之类的算法来导出滤波器系数。 [0077] 接下来，加法单元37将从主信号解调单元31输入的信号和从横向滤波器34输入的信号相加，从而再现已经过了交叉极化干扰补偿的V极化信号。 [0078] 另一方面，当横向滤波器34的滤波器系数设置单元344导出由抽头342使用的滤波器系数时，将导出的滤波器系数与对使用该滤波器系数的抽头342的位置进行指示的抽头位置(0至M)相关联，并将导出的滤波器系数输出至相位估计单元35。相位估计单元35从横向滤波器34输入的滤波器系数中，提取与绝对值最大的滤波器系数相关联的抽头位置。 [0079] 然后相位估计单元35基于提取的抽头位置，估计输入到加法器343的V极化信号与干扰补偿信号之间的相位滞后和相位超前。 [0080] 图5A至5C是示出滤波器系数与如下量值关系之间的关系的图：主信号的延迟时间与干扰补偿信号的延迟时间的量值关系。要注意：水平轴表示横向滤波器34的抽头位置，且垂直轴表示滤波器系数的绝对值。 [0081] 如图5A所示，当由横向滤波器34的中间抽头342(抽头位置是M/2)来使用具有最大绝对值的滤波器系数时，干扰主信号的干扰信号的延迟时间和干扰补偿信号的延迟时间几乎相同。 [0082] 此外，如图5B所示，可以看到：当由处于横向滤波器34的中间之前的级的抽头342来使用具有最大绝对值的滤波器系数时，干扰信号的路径长于干扰补偿信号的路径，且将干扰信号相对于干扰补偿信号加以延迟。相对地，如图5C所示，可以看到：当由处于横向滤波器34的中间之后的级的抽头342来使用具有最大绝对值的滤波器系数时，干扰补偿信号的路径长于干扰信号的路径，且将干扰补偿信号相对于干扰信号加以延迟。 [0083] 使用横向滤波器34的这种特性，相位估计单元35持续监视使用具有最大绝对值的滤波器系数的抽头342的抽头位置。然后相位估计单元35确定抽头342相对于中间抽头342位于前面的级还是后面的级。从而，相位估计单元35检测干扰信号相对于干扰补偿信号的相位滞后(或超前)，并向移位寄存器控制单元36输出表示检测结果的相位估计信息。要注意：当由横向滤波器34的中间抽头342来使用具有最大绝对值的滤波器系数时，相位估计单元35输出表示干扰信号和干扰补偿信号具有相同相位的相位估计信息。 [0084] 当相位估计单元35根据上述过程输出相位估计信息时，移位寄存器控制单元36使用从相位估计单元35输入的相位估计信息，产生控制移位寄存器33的延迟时间的移位寄存器控制信号。要注意：移位寄存器控制信号是指示移位寄存器33的抽头系数存储ROM334(参见图2)的地址值的信号。 [0085] 下文中，将描述用于在移位寄存器控制单元36中产生移位寄存器控制信号的方法。 [0086] 当从相位估计单元35输入的相位估计信息表示干扰信号具有相对于干扰补偿信号的延迟相位时，移位寄存器控制单元36产生将抽头系数存储ROM 334的地址值从初始值“3”以增量“1”进行增加的移位寄存器控制信号。从而，移位寄存器33的延迟时间以“T”为单位增加。作为结果，由移位寄存器33输出的H极化信号的延迟时间增加，且减少了干扰信号和干扰补偿信号之间的相位差。从而，将在横向滤波器34中使用具有最大绝对值的滤波器系数的抽头342的抽头位置向中间抽头移动。 [0087] 相对地，当从相位估计单元35输入的相位估计信息表示干扰信号具有相对于干扰补偿信号的超前相位时，移位寄存器控制单元36产生将抽头系数存储ROM 334的地址值从初始值“3”以增量“1”进行减少的移位寄存器控制信号。从而，将移位寄存器33的延迟时间以“T”为单位减少。作为结果，由移位寄存器33输出的H极化信号的延迟时间减少，且减少了干扰信号和干扰补偿信号之间的相位差。从而，将在横向滤波器34中使用具有最大绝对值的滤波器系数的抽头342的抽头位置向中间抽头移动。 [0088] 此外，当从相位估计单元35输入的相位估计信息表示干扰补偿信号和干扰信号具有相同相位时，移位寄存器控制单元36产生维持抽头系数存储ROM 334的当前地址值的移位寄存器控制信号。 [0089] 当从移位寄存器控制单元36输入移位寄存器控制信号时，则移位寄存器33的抽头系数设置单元335从抽头系数存储ROM 334中读出与对应地址值相关联的抽头系数，并将抽头系数设置在抽头332中。 [0090] 参见图3，当移位寄存器控制信号指示例如地址值“4”时，抽头系数设置单元335读取抽头系数存储ROM 334的与地址“4”相关联的抽头系数的组合，即抽头332-4指示“1”且所有其他指示“0”的抽头系数的组合，并将抽头系数设置在抽头332中。从而，移位寄存器33的延迟时间变为“4T”。 [0091] 要注意：如上所述，抽头系数设置单元335将移位寄存器33的延迟时间的初始值设置为“3T”，其为移位寄存器33的最大延迟时间“6T”的一半。因此，移位寄存器控制单元36根据从相位估计单元35输出的相位估计信息，顺序更新抽头系数存储ROM 334的地址值，从而控制移位寄存器的延迟时间。 [0092] 这样，在本示例实施例中，相位估计单元35基于横向滤波器34的多个抽头342中哪个抽头342使用具有最大绝对值的滤波器系数，来估计主信号和干扰信号之间的相位差。此外，移位寄存器控制单元36使用由相位估计单元35估计的相位差，控制干扰信号的相位，使得主信号的相位和干扰信号的相位变得相同。从而，即使在对向台装置的两个极化的发射机输出不同信号时，交叉极化干扰补偿装置也可以补偿交叉极化干扰。 [0094] 例如，本示例实施例已描述了交叉极化干扰补偿装置对V极化信号和H极化信号执行交叉极化干扰补偿的情况。然而，交叉极化干扰补偿的目标不限于此，且交叉极化干扰补偿装置可以对左旋圆极化和右旋圆极化执行交叉极化干扰补偿。 [0095] 此外，本示例实施例已描述了在设置延迟时间时的最小时间跨度是移位寄存器33的工作时钟周期“T”且如图3所示是固定值的情况。然而，设置的时间跨度不限于此。 [0096] 例如，如图6所示，可以提供增加主信号解调单元31(且从而干扰信号解调单元32)的采样频率的采样频率改变单元38来作为减少所设置的时间跨度的手段。使用采样频率改变单元38，减少了输入到移位寄存器33的干扰信号的采样值的时间间隔。从而，有可能平滑地执行移位寄存器33中的延迟控制。 [0097] 图7是示出了在抽头系数存储ROM 334中存储的表格的另一示例的图。 [0098] 如图7所示，移位寄存器33的抽头系数存储ROM 334可以存储抽头系数，该抽头系数用于通过线性插值来估计使用干扰信号解调单元32的采样频率不能提取的采样值。 [0099] 例如，在图7所示的示例中，将在时间t处从干扰信号解调单元32输出的信号的采样值表示为X(t)，且确定抽头系数，使得将在干扰信号解调单元32不能执行采样的时间(k+0.5)T处的采样值X((k+0.5)T)(其中，k是大于等于0的整数)估计为(X(kT)/2)+(X((k+1)T)/2)。从而，抽头系数设置单元335可以将干扰信号的采样值的时间间隔和移位寄存器33进行延迟控制时的时间跨度缩短一半。 [0100] 此外，取代使用线性插值，可以使用高阶拉格朗日插值等来导出移位寄存器33的抽头系数。通过这样做，增强了插值的准确性，且从而可以增加能够使用插值来估计的信号值的采样的数目。从而，有可能进一步缩短干扰信号的采样值的时间间隔和移位寄存器33进行延迟控制时的时间跨度，同时保持主信号的采样频率恒定。 [0101] 要注意：当时间跨度“T”大时(即，当时钟频率低时)，如果在交叉极化干扰极强的条件下执行移位寄存器的延迟控制，则载波异步将有可能发生。为此，通过提供用于降低交叉极化干扰补偿装置中所设置的时间跨度的手段，可以避免载波异步的发生。 [0102] 上述的交叉极化干扰补偿装置其中可以具有计算机系统。在该情况下，以程序的形式在计算机可读记录介质中存储处理单元的上述操作，且计算机读出并执行该程序，使得处理被执行。此处，计算机可读记录介质指示磁盘、磁光盘、高密度(CD)-ROM、数字多功能盘(DVD)-ROM、半导体存储器等等。此外，可以通过通信线路向计算机分发计算机程序，且计算机可以响应于该分发来执行程序。 [0103] 此外，可以预期程序实现上述功能的一部分。此外，程序可以是所谓的差分文件(差分程序)，其能够与已经存储在计算机系统中的程序相结合以实现上述功能。 [0104] 尽管已参照了本发明的示例实施例来具体示出和描述了本发明，本发明不限于示例实施例。本领域普通技术人员将理解：可以在不脱离由所附权利要求限定的本发明的精神和范围的情况下，对形式和细节做出各种改变。 [0105] 本申请基于并要求于2010年4月15日提交的日本专利申请No.2010-093993的优先权，其公开内容以全文引用的方式并入本文中。 [0106] 工业实用性 [0107] 本发明可以用于例如补偿由具有与第一极化方向交叉的第二极化方向的信号所引起的交叉极化干扰。在本发明中，即使在对向台装置的两个极化的发射机输出不同信号时，也可以补偿交叉极化干扰。 [0108] 附图标记的描述 [0109] 10：天线 [0110] 21：V极化接收单元 [0111] 22：H极化接收单元 [0112] 30：30-1、30-2：交叉极化干扰补偿单元 [0113] 31：主信号解调单元 [0114] 32：干扰信号解调单元 [0115] 33：移位寄存器 [0116] 34：横向滤波器 [0117] 35：相位估计单元 [0118] 36：移位寄存器控制单元 [0119] 37：加法单元 [0120] 38：采样频率改变单元 [0121] 331、331-1至331-N：双稳态多谐振荡器 [0122] 332、332-0至332-N：抽头 [0123] 333：加法器 [0124] 334：抽头系数存储ROM [0125] 335：抽头系数设置单元 [0126] 341、341-1至341-M：双稳态多谐振荡器 [0127] 342、342-0至342-M：抽头 [0128] 343：加法器 [0129] 344：滤波器系数设置单元 |
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