最近，无线通信设备使用同信道传输模式，在所述同信道传输模 式下，在具有相同频率不同相位的两个极化信号上发送不同的信息片。 这两个极化信号指的是垂直极化信号和水平极化信号，有时称作V极化 信号和H极化信号。在V极化信号与H极化信号之间可能发生干扰，该干 扰称作正交交叉极化干扰或交叉极化干扰。相应地，使用同信道传输 模式的无线通信设备具有正交交叉极化干扰补偿器，所述正交交叉极 化干扰补偿器对正交交叉极化干扰进行补偿。
为了使用正交交叉极化干扰补偿器来补偿正交交叉极化干扰，需 要使对自极化造成干扰的其它极化分量(即，干扰分量)与其它输入 至正交交叉极化干扰补偿器作为干扰信号的其它极化分量的载波分量 (即，载波频率)同步。在同步这些分量的情况下，接收本地同步， 其中，将接收的本地信号同步到各个极化信号在子同步检测模式下是 合适的。
接收本地同步包括：本地划分和参考同步。在本地划分中，将来 自RF振荡器的输出信号分成两个信号，每个信号是相应极化信号的本 地信号。此外，在参考同步中，为相应的极化信号提供本地振荡器， 在与一个参考信号同步之后，从本地振荡器输出的信号分别用作极化 信号的本地信号。
在本地划分中，由于极化信号的本地信号是相同的信号，所以对 自极化信号造成干扰的其它极化信号分量与其它输入至正交极化干扰 补偿器的其它极化信号的载波分量(即，参考信号)完全同步。因此， 本地振荡器的相位噪声并不对正交交叉极化干扰补偿器的补偿特性造 成影响。然而，本地划分在通信路径的可靠性方面是不利的，因为如 果本地振荡器损坏，则两个极化信号都被断开。
在参考同步中，即使一个振荡器损坏，在另一振荡器正在工作的 情况下也确保一条通信路径。在该模式下，与本地划分相比，在通信 路径的可靠性方面有了改进。此外，在参考同步中，由于本地振荡器 的输出信号与一个参考信号同步，所以其它极化信号的频率与自极化 信号的频率一致。
然而，由于来自一个振荡器的相位噪声与来自另一振荡器的噪声 无关，所以在对其自极化造成干扰的其它极化分量与其它输入至正交 交叉极化干扰补偿器的其它极化分量的载波分量之间出现因相位噪声 而引起的相位差。当相位差或相位差的变化速率增大时，正交交叉极 化干扰补偿器的输入/输出特性变差。
能够对因相位噪声而引起的相位差加以抑制的相位校正器是如 图1所示的相位校正器113。相位校正器113基于误差信号来检测自极化 输入的本地信号与其它极化输入的本地信号之间的相位差，所述误差 信号是通过对正交交叉极化干扰补偿器112的输出信号和主信号(即， 自极化输入)进行解调而得到的。此外，相位校正器133通过基于相位 差对正交交叉极化干扰补偿器12的输出信号的相位进行调整，来抑制 因相位噪声而引起的相位差。
在专利文献1中公开了这种技术。
专利文献1：日本专利公开No.2000-165339

本发明要解决的技术问题
图1所示的相位校正器113通过形成第一控制回路，来补偿相位噪 声对正交交叉极化干扰补偿器112的输出信号造成的干扰。可以使用第 二控制回路来增大补偿能力和用于设置参数的自由度。然而，在不存 在正交交叉极化干扰的正常状态下，第二控制回路处于断开的状态。 在第二控制回路中，由于积分电路位于回路内，所以当控制回路断开 时，积分电路的积分结果变得不确定。尽管在控制能力和选择参数的 自由度方面优选第二或更高的控制回路，然而到目前为止由于上述问 题使用第一回路。
本发明的目的是提供一种正交交叉极化干扰补偿设备、解调器、 接收站、以及补偿正交交叉极化干扰的方法，它们可以解决现有技术 中的上述问题：当控制回路断开时积分电路的积分结果变得不确定。 解决问题的手段
在本发明的一方面，补偿其它极化信号对自极化信号造成的正交 交叉极化干扰的正交交叉极化干扰补偿设备可以包括：补偿器，产生 对自极化信号中包含的相位噪声进行补偿的补偿信号；解调器，通过 基于所述补偿信号抑制自极化信号中包含的相位噪声，来补偿其它极 化信号对自极化信号造成的正交极化干扰；误差检测器，产生误差信 号，所述误差信号指示由解调器补偿的自极化信号与固有的自极化信 号之间的相位差；相位检测器，基于所述补偿信号和所述误差信号来 产生差分信号，所述差分信号指示自极化信号与其它极化信号之间的 相位差；积分器，通过对相位检测器所产生的差分信号进行积分来产 生积分信号；移相器，基于积分器所产生的积分信号来对补偿信号进 行调整；以及控制器，基于移相器所调整的补偿信号来确定是否存在 正交极化干扰，如果不存在正交极化干扰，则将积分信号所指示的积 分值调整到预定的值。
在本发明的另一方面，解调器可以包括：上述正交交叉极化干扰 补偿设备；第一振荡器，产生第一本地信号；第一乘法器，通过将第 一振荡器所产生的第一本地信号与自极化信号中频信号相混频来产生 自极化基带信号，并将所述自极化基带信号作为自极化信号输入至正 交交叉极化干扰补偿设备；以及第二乘法器，通过将第一振荡器所产 生的第一本地信号与其它极化中频信号相混频来产生其它极化基带信 号，并将所述其它极化基带信号作为其它极化信号输入至正交极化干 扰补偿设备。
在本发明的另一方面，接收站可以包括：上述解调器；参考振荡 器，产生参考信号；第二振荡器，产生与参考振荡器所产生的参考信 号同步的第二本地信号；第三振荡器，产生与参考振荡器所产生的参 考信号同步的第三本地信号；第三乘法器，通过将第二振荡器所产生 的第二本地信号与自极化射频信号相混频，来产生自极化中频信号； 以及第四乘法器，通过将第三振荡器所产生的第三本地信号与其它极 化射频信号相混合来产生其它极化中频信号。
在本发明的另一方面，一种补偿正交交叉极化干扰的方法，补偿 其它极化信号对自极化信号造成的正交交叉极化干扰，该方法可以包 括：产生对自极化信号中包含的相位噪声进行补偿的补偿信号；通过 基于所述补偿信号抑制自极化信号中包含的相位噪声，来补偿其它极 化信号对自极化信号造成的正交极化干扰；产生误差信号，所述误差 信号指示在所补偿的自极化信号与正确的自极化信号之间的相位差； 基于所述补偿信号和所述误差信号来产生差分信号，所述差分信号指 示自极化信号与其它极化信号之间的相位差；通过对所产生的差分信 号进行积分来产生积分信号；基于所产生的积分信号对补偿信号进行 调整；以及基于所调整的补偿信号来确定是否存在正交极化干扰，如 果不存在正交极化干扰，则将积分信号所指示的积分值调整到预定的 值。
本发明的效果
根据本发明，可以解决现有技术中在控制回路断开时积分电路的 积分结果变得不确定的这一问题。
附图说明
图1是示出了现有技术正交交叉极化干扰补偿设备(即，第一控 制回路)的配置的框图；
图2是根据本发明第一示例实施例的同信道传输的图；
图3是示出了根据本发明第一示例实施例的正交交叉极化干扰补 偿设备(即，第二控制回路)的配置的框图；
图4是示出了滞后-超前滤波器的电路图；
图5是示出了根据本发明第一示例实施例的控制电路的配置的框 图；
图6是示出了根据本发明第一示例实施例的积分电路的配置的框 图；
图7是示出了通过在出现少量干扰时停止积分电路而对主信号造 成的干扰的配置视图；
图8是示出了根据本发明第二示例实施例的正交交叉极化干扰补 偿设备的配置的框图；
图9是示出了根据本发明第二示例实施例的控制电路的配置的框 图；以及
图10是示出了根据本发明第三示例实施例的积分电路的配置的 框图。

现在将参考图2至10来描述本发明的示例实施例。
第一示例实施例
图2是根据本发明第一示例实施例的同信道传输的图，图3是示出 了根据本发明第一示例实施例的正交交叉极化干扰补偿设备的配置的 框图。参考图3，正交交叉极化干扰补偿设备包括：解调器11、正交交 叉极化干扰补偿器12、相位校正器13、以及无限移相器14。
以下将更全面地描述该示例实施例的正交交叉极化干扰补偿设 备。
正交交叉极化干扰补偿器12产生补偿信号，以对包含于自极化信 号(即，自极化输入)中的相位噪声进行补偿。解调器11通过基于正 交交叉极化干扰补偿器12所产生的补偿信号对其自极化信号的相位噪 声进行抑制，来补偿其它极化信号对其自极化信号造成的正交交叉极 化干扰。
相位补偿器13的误差检测器21产生误差信号，所述误差信号指示 由解调器11产生的自极化信号与固有的自极化信号之间的相位差。相 位噪声-相位检测器22基于补偿信号和误差信号来产生差分信号，所述 差分信号指示自极化信号与其它极化信号之间的相位差。同时，相位 差是因自极化信号的相位噪声和其它极化信号的相位噪声而引起的。 积分电路26通过对相位噪声-相位检测器22所产生的差分信号进行积 分来产生差分信号。无限移相器14基于积分电路26所产生的积分信号 来调整补偿信号。
根据本示例实施例的正交交叉极化干扰补偿设备的特性，控制电 路23基于无限移相器14所调节的补偿信号来确定是否存在正交交叉极 化干扰，如果不存在正交交叉极化干扰，则将积分电路26所产生的积 分信号调整为预定的值。所述预定的值是0或接近0。更具体地，所述 预定的值的范围是：0±5％满刻度积分值。
在第一示例实施例中，控制信号23通过将与积分信号极性相同或 相反的微弱信号添加到积分信号，来将积分信号设置为预定的值。同 时，在以下第二示例实施例中，控制电路36减小积分信号，直到该积 分信号达到预定的值为止。在以下的第三示例实施例中，控制电路23 将积分信号重置为预定的值。
下文中，将给出同信道传输的详细描述。
参考图2，在发送站中包括：乘法器1和1’，本地振荡器2和2’，以 及天线3和3’。此外，在接收站中包括：乘法器5、5’、8、8’、10和10’， 本地振荡器6和6’，参考振荡器7，振荡器9和9’，解调器11和11’，正 交交叉极化干扰补偿器12和12’，相位校正器13和13’，以及无限移相 器14和14’。
在发送站中，将两个中频(IF)信号分别输入至乘法器1和1’。乘 法器1通过将输入IF信号与本地振荡器2所产生的本地信号相混频，来 产生射频(RF)信号。乘法器1经由天线3发送该RF信号作为V极化信号。 乘法器1’通过将输入IF信号与本地振荡器2’产生的本地信号相混频来 产生RF信号。混频器1’经由天线3’来发送该RF信号作为H极化信号。
同时，即使为了易于说明在图2中示出了两个天线，然而实际上 使用了一个天线。即，V极化信号H极化信号都是经由一个天线来发送 的。
接收站的天线4和4’从发送站接收RF信号。同时，即使为了易于说 明示出了两个天线，然而与在发送站中的情况相同，实际上在接收站 中也使用了一个天线。即，V极化信号和H极化信号都是经由一个天线 接收的。
将天线4中接收到的V极化信号输入至乘法器5，将天线4’中接收到 的H极化信号输入至乘法器5’。
乘法器5通过将V极化信号与本地振荡器6产生的本地信号相混频 来产生V极化IF信号。乘法器5’通过将H极化信号与本地振荡器6’产生 的本地信号相混频来产生H极化IF信号。在这种情况下，参考振荡器7 与本地振荡器6和6’相连接。利用参考振荡器所产生的低频参考信号， 本地振荡器6和6’所产生的本地信号的各个频率彼此同步。
乘法器5和5’将IP信号均输入V极化解调设备和H极化解调设备。
V极化解调设备包括：乘法器8和10、振荡器9、解调器11、正交 交叉极化干扰补偿器12、相位校正器13、以及无限移相器14。同时，H 极化解调设备包括：乘法器8’和10’、振荡器9、解调器11’、正交极化 干扰补偿器12’、相位校正器13’、以及无限移相器14’。
由于实质上配置了两个相同的解调设备，所以下文中将作为示例 来描述V极化解调设备的配置。
将乘法器5所产生的IF信号作为自极化IF信号输入至乘法器8，将 乘法器5’所产生的IF信号作为其它极化IF信号输入至乘法器10。
乘法器8和10与振荡器9相连接。乘法器8通过将自极化IF信号与 振荡器9所产生的本地信号相混频来产生自极化基带信号。此外，乘法 器10通过将其它极化IF信号与振荡器9所产生的本地信号相混频来产 生其它极化基带信号。
在该示例实施例中，将假定使用子同步检测作为检测方法。为此， 在这一时间点上没有建立基带信号的载波同步，然而在后面的点处将 由解调器11来建立基带信号的载波同步。
乘法器8将自极化基带信号作为自极化信号输入至解调器11。解 调器11建立该自极化信号的载波同步和时钟同步。此外，解调器在必 要时对该自极化信号执行码间干扰均衡。
解调器11输出被执行码间干扰均衡后的自极化信号，作为指示V 极化信号解调结果的解调信号。
同时，乘法器10将其它极化基带信号作为极化信号输入至正交交 叉极化干扰补偿器12。基于该极化信号，正交极化交叉干扰补偿器12 产生补偿信号以去除其对自极化信号造成干扰的极化信号分量。从正 交交叉极化干扰补偿器12产生的补偿信号被输入至无限移相器14。无 限移相器14还接收从相位校正器13产生的补偿信号。无限移相器14通 过基于相位校正信号来对补偿信号的相位进行旋转来调整补偿信号。
相位校正器13从解调器11接收用于建立载波同步的相位旋转信 号以及来自解调器11的解调信号，并接收来自无限移相器14的补偿信 号。相位校正器13根据这些信号来产生相位校正信号，并将该相位校 正信号输出至无限移相器14。
以下将参考图3给出正交极化干扰补偿设备的更详细描述。
解调器11包括复数乘法器14、加法器16、载波相位检测器17、环 路滤波器18、累加器19、只读存储器(ROM)20。相位校正器13包括误 差检测器21、相位噪声-相位检测器22、控制电路23、乘法器24和25、 积分电路26、加法器27和29、以及累加器28。此外，无限移相器14包 括复数乘法器15’和ROM 20’。
复数乘法器15通过将从乘法器8输入的自极化信号与ROM 20所产 生的本地信号相乘，来对自极化信号的载波相位进行旋转。加法器16 通过将从无限移相器14输出的补偿信号与被复数乘法器15旋转了载波 相位的自极化基带信号相加，来补偿其它极化信号对自极化基带信号 造成的正交交叉极化干扰。加法器16输出补偿后的自极化信号作为解 调信号。
从加法器16输出的补偿信号被输入至载波相位检测器17。载波相 位检测器17对解调信号的载波相位的任何滞后或超前进行检测。环路 滤波器18从载波相位检测器17的检测结果中去除高频分量。
环路滤波器18的输出信号被输入至累加器19。累加器19通过对环 路滤波器18的输出信号进行积分(即，累积相加)将环路滤波器18的 输出信号转换成角信号。累加器19将该角信号输出至ROM 20。
ROM 20根据角信号预先存储正弦和余弦值。此外，ROM 20根据从 累加器19输入的角信号来计算正弦和余弦值，并将计算出的正弦和余 弦值作为本地信号输出至复数乘法器15。
在这种情况下，包括复数乘法器15、载波相位检测器17、环路滤 波器18、累加器19、以及ROM 20在内的控制回路组成了载波恢复锁相 环(PLL)电路。
正交交叉极化干扰补偿器12基于从加法器10输出的其它极化信 号(即，其它极化输入)来产生补偿信号。
从正交极化干扰补偿器12输出的补偿信号以及从ROM 20’输出的 本地信号被输入至复数乘法器15’。复数乘法器15’对补偿信号和本地 信号的复数执行加法。来自复数乘法器15’的输出信号被输入至加法器 16、相位噪声-相位检测器22、以及控制电路23。
误差检测器21对于从加法器16输出的解调信号与固有的信号点 (即，正交幅度调制格点)之间的差异进行检测。完成检测器21产生 检测结果作为误差信号，所述误差信号指示了解调信号与固有解调信 号之间的相位差。误差检测器21将该误差信号输出至相位噪声-相位检 测器22。
相位噪声-相位检测器22将从误差检测器21输出的误差信号与从 无限移相器14输出的补偿信号相比较，并计算出二者之间的相位差。 相位噪声-相位检测器22将指示该相位差的相位角信号输出至包括乘 法器24、乘法器25、积分电路26、以及加法器27在内的第二环路滤波 器。
第二环路滤波器的作用就像包括加法器16、相位校正器13、以及 无限移相器14在内的控制回路的环路滤波器。该环路滤波器是通过使 用数字电路来构造如图4所示的、称作滞后超前滤波器的模拟电路来实 现的。
乘法器24将调整信号α添加到从相位噪声-相位检测器22输出的 相位角信号。此外，乘法器将调整信号β添加到从相位噪声-相位检测 器22输出的相位角信号。当使用如图4所示的滞后-超前滤波器的电阻 和电容时，由以下等式1来表示调整信号α，由以下等式2来表示调整 信号β。
$\alpha =\frac{1}{R_{1}C}·\frac{1}{f_s}$ [等式1]
$\beta =\frac{R_2}{R_1}·\frac{1}{f_s}$ [等式2]
这里，fs指示QAM调制波的符号频率。基于调整信号α和β来确定 环路滤波器的输入和输出特性。
积分电路26对来自乘法器24的输出信号执行积分(即，累积相 加)，并将指示积分结果的积分信号输出至加法器33。
加法器30通过将存储于触发电路31中的积分信号与从乘法器24 输出的信号相加，来产生新的积分信号。此外，触发电路31存储由加 法器30产生的积分信号。
当从控制电路23输入的收敛信号指示收敛操作时，收敛器32基于 收敛信号的极性将从触发电路31输出的积分信号调整为预定的值。
更具体地，收敛器32对从加法器30输出的积分信号进行监控，并 向加法器33输出与该积分信号极性相同或相反的微弱信号。加法器33 通过将该微弱的信号与积分信号相加，将触发电路31输出的积分信号 调整到预定的值。
将微弱信号的幅度设置为较小，使得该微弱信号不影响正交极化 信号干扰的补偿。例如，微弱信号的幅度大约为调整信号α或β的1/100。
返回图3，加法器27将积分电路26的输出信号与乘法器25的输出 信号相加，并输出指示相加结果的信号。累加器28通过对加法器27的 输出信号执行积分(即，累积相加)来产生角信号，并将该角信号输 出至加法器29。
加法器29将从累加器19和28输出的角信号相加，并将相加结果输 出至无限移相器14。
图6是示出了控制电路23的示例配置的框图。参考图6，控制电路 23包括功率计算器34和比较器35。
功率计算器34接收从无限移相器14输出的补偿信号(即，XPIC 输出信号)。功率计算器34计算补偿信号的功率，并向比较器35输出对 计算出的功率加以指示的功率信号。在这种情况下，补偿信号的功率 反映了正交交叉极化干扰的量。
比较器35将功率信号所指示的功率与预先设置的阈值相比较。如 果功率至少为阈值，则比较器35确定正交交叉极化干扰存在，如果功 率在阈值以下，则比较器35确定正交交叉极化干扰不存在。
如果不存在正交交叉极化干扰，则比较器35向积分电路26输出指 示收敛操作的收敛信号，以便将积分电路产生的积分信号调整为预定 的值。
同时，如果存在正交交叉极化干扰，则比较器35向积分电路输出 指示正常操作的收敛信号，使得积分电路26以正常模式操作。
接下来，将对本实施例的正交交叉极化干扰补偿设备的操作进行 描述。
载波相位检测器17向环路滤波器18输入相位误差信号，所述相位 误差信号指示在加法器16所产生的解调信号的载波相位与固有解调信 号的相位之间的误差。环路滤波器18从该相位误差信号中去除高频分 量，并将该相位误差信号转换成频率信号。
如果载波相位检测器17确定相位是超前的，则在延迟载波相位 (即，延迟频率)的方向上调整复数乘法器15中频率信号的相位旋转 速度。从而建立载波同步。
正交交叉极化干扰补偿器12基于其它极化信号产生补偿信号，所 述补偿信号对干扰自极化信号的其它极化信号进行补偿。例如，在专 利文献1中公开了正交交叉极化干扰补偿器12的操作，以下将省略对其 的详细描述。
误差检测器21检测在加法器16所产生的解调信号的信号点与固 有解调信号之间的误差矢量。相位噪声-相位检测器22对误差检测器21 所产生的误差矢量与从复数乘法器15’输入的正交交叉极化干扰信号 之间的角度差进行计算，并输出指示该角度差的差分信号。该差分信 号反映了自极化信号与其它极化信号之间的相位噪声差。
包括乘法器24和25、积分电路26以及加法器27在内的环路滤波器 在从相位噪声-相位检测器22输出的差分信号中去除高频分量。累加器 28将去除了高频分量后的信号转换成相位校正角。此外，ROM 20’和 复数乘法器15’根据该相位校正角对从正交交叉极化干扰补偿器12输 出的补偿信号的相位进行旋转。从而，这减小了因自极化信号和正交 极化干扰补偿信号的载波分量所具有的相位噪声而引起的相位差。
控制电路23对从正交交叉极化干扰补偿器输出的补偿信号的功 率进行计算，如果该功率小于阈值，则确定不存在正交交叉极化干扰。 如果确定不存在正交极化干扰，则控制电路23输出用于将积分电路26 所产生的积分信号维持在预定值处的收敛信号，并将从积分电路26输 出的积分信号的值(下文中还称作积分值)收敛到预定的值。因此， 这使得可以防止在不存在正交交叉极化干扰时积分电路26的值的不确 定。相应地，可以在确保稳定性的同时因第二控制回路而改进补偿特 性。
接下来将描述效果。
根据现有技术的配置，由于控制回路由第一控制回路构成，所以 如果在自极化信号与其它极化信号之间存在载波频率差，则会因相位 噪声而导致出现依赖于回路增益的常规相位误差。因此，如果存在大 量的正交交叉极化干扰，则自极化信号的干扰分量的矢量方向与补偿 信号的矢量方向不一致。相应地，当在载波频率方面存在差异时，存 在并未得到完全补偿的干扰分量。
当控制回路由第二回路构成时，即使存在载波频率差，也会抑制 常规相位误差。为此，即使因自极化信号与其它极化信号之间的相位 噪声而出现载波频率差，干扰分量的矢量方向也可以被设置为与补偿 信号的矢量方向一致，从而防止补偿特性变差。
在这种情况下仍然存在问题。如果不存在正交交叉极化干扰，则 正交交叉极化干扰补偿器12不输出任何信号。此外，从误差检测器21 输出的误差信号并不依赖于其它极化信号。那么，控制回路损坏，并 且积分电路26所维持的值并不被设置为唯一。
即使积分电路26正在输出与积分信号一样大的值，积分信号也不 会在不存在正交交叉极化干扰的情况下对解调信号的质量造成影响。 然而，如果存在正交交叉极化干扰并且需要补偿该正交交叉极化干扰， 则需要在无限移相器14中根据积分电路26所维持的大值对从正交极化 干扰补偿器12输出的补偿信号进行相位旋转。否则，得不到适当的补 偿效果。
在该示例实施例中，当不存在正交交叉极化干扰时，将积分电路 26的值转换成0左右。因此，即使不存在正交极化干扰，积分电路26 的值也不增大。此外，当存在正交交叉极化干扰时，根据正交交叉极 化干扰补偿器12的输出信号的功率来禁用积分电路26的收敛操作。相 应地，即使存在大量的正交交叉极化干扰，也可以正确地补偿该正交 交叉极化干扰。
参考图7，将描述由于在存在少量干扰时停止积分电路26而对自 极化信号造成的影响。利用D矢量来指示自极化信号，利用I矢量来指 示正交交叉极化干扰的干扰波，利用I’矢量来指示由正交交叉极化干 扰补偿器12产生的补偿信号。当完全补偿了正交交叉极化干扰时，图7 中的θ是0，I和I’矢量彼此抵消，使得仅留下指示自极化信号的D矢量。
如果在本地振荡器6和6’中均存在相位噪声，并且如果相位旋转超 过了干扰补偿器12的相位跟踪能力，则θ是非零值。如果假定I矢量和I’ 矢量大小相同，则将此时出现的相位误差表示为2I·sin(θ/2)。换言之， 如果θ小于π/3，则补偿误差小于I矢量的值。
实际上，即使停止积分电路26，第一控制回路也执行控制以减小 θ，并且正交交叉极化干扰补偿器12进行操作以或多或少地减小θ。相 应地，θ可以变成大值的可能性很低，正交交叉极化干扰补偿器12的补 偿特性将不会变差。
如果将控制电路23的补偿器35的阈值(即，在相位校正的情况下 使用的阈值)设置为相对于调制模式所确定的信号点间隔而言足够小 的值，则可以在干扰波增大到相对于信号点间隔而言不可忽略之前开 始进行相位校正。相应地，可以稳定地使用第二控制回路，而不使正 交交叉极化干扰补偿器12的补偿特性变差。
同时，假定该示例实施例使用参考同步。相应地，自极化信号和 其它极化信号经历频率同步，即使控制电路23正在工作，积分电路26 将积分值维持在0左右。即使积分电路26在少量干扰的情况下将积分值 维持在0左右，然而当极化信号出现干扰时，积分电路26可以维持在自 极化信号与其它极化信号之差左右的值。相应地，即使在极化信号之 间出现干扰，也可以开始平滑校正。
第二示例实施例
根据该示例实施例，积分电路26在存在少量正交交叉极化干扰的 情况下减小其输出的增益。图8是示出了根据该示例实施例的正交交叉 极化干扰补偿设备的配置的框图。
参考图8，除了图3所示的配置之外，正交交叉极化干扰补偿设备 还包括乘法器37。此外，正交交叉极化干扰补偿设备包括替代了控制 电路23的控制电路36。
控制电路36基于无限移相器14所调整的补偿信号来确定是否存 在正交交叉极化干扰，如果不存在正交交叉极化干扰，则将从积分电 路26输出的积分信号减少到预定的值。
图9是示出了控制电路36的配置的框图。参考图9，控制电路36包 括功率计算器34和放大计算器38。
功率计算器34计算从正交交叉极化干扰补偿器12输出的补偿信 号的功率，并将指示计算的功率的功率信号输入至放大计算器38。放 大计算器38基于该功率信号来确定乘法器37的放大率，并相对于累加 器28确定反射比，累加器28对于从积分电路26输出的积分信号进行累 加。
具体地，在功率信号的值为0时，即，不存在来自正交交叉极化 干扰补偿器12的输出时，放大计算器38通过将放大率设置为0来将反射 比设置为0。如果功率信号的值不为0，即，如果存在从正交极化干扰 补偿器12的输出，则放大计算器38根据该功率信号的值，通过改变放 大率来确定反射比。更具体地，放大计算器38增大放大率作为功率信 号的值，即，随着正交交叉极化干扰的量的增大而增大放大率。同时， 例如，功率信号的值与乘法器37的放大率之间的关系是成比例的。然 而，这种关系是可以根据相位矫正器13的特性而适当地改变的。
同时，控制电路36向乘法器37输出放大信号，所述放大信号指示 所确定的放大率。乘法器37通过将积分电路26的输出信号与从控制信 号36输出的放大率信号相乘来改变积分电路26的输出信号的增益，从 而相对于累加器28改变输出信号的反射比。
如果不存在正交极化干扰，则乘法器37的放大率很小，因为正交 交叉极化干扰补偿器12的输出信号很小。为此，存在非常少量的相位 校正，而与积分电路26所维持的值无关。如果存在正交交叉极化干扰 并且正交交叉极化干扰补偿器12的输出信号的值增大，则乘法器37的 放大率增大，并且建立使用积分电路的控制回路。
然而，在该时间点，因为减小了大量的从积分电路26输出的积分 信号，则输出信号对正交交叉极化干扰补偿设备有很小的影响。由于 根据当前积分信号值的放大信号被输入至了积分电路26，正在被减小 的积分信号的量逐渐减少并且收敛至0左右。相应地，第二控制回路可 以显示出随着时间过去的充分的补偿特性。
因此，如果不存在正交交叉极化干扰，则积分电路26所维持的积 分值减小至预定的值。因此，这使得可以防止积分电路26所产生的积 分信号的值的不确定。
第三示例实施例
根据该示例实施例，如果存在少量的正交交叉极化干扰，则重置 从积分电路26输出的积分信号的值。正交交叉极化干扰补偿设备的配 置实质上与图2所示的相同，差别在于积分电路26的内部配置。
图10是示出了根据本发明第二示例实施例的积分电路26的配置 的框图。参考图10，积分电路26包括加法器30和触发电路31。
在不存在正交交叉极化干扰的情况下，控制电路23通过将触发电 路31所维持的值清除到预定的值，来清除积分信号的值。同时，控制 电路23可以使用收敛信号作为用于清除积分信号值的清除信号，所述 收敛信号指示先前在第一示例实施例中描述的收敛操作。
此外，如果存在正交交叉极化干扰，控制电路23断开积分信号的 清除。同时，控制电路23可以使用收敛信号作为用于断开积分信号清 除的清除断开信号，所述收敛信号指示先前在第一示例实施例中描述 的收敛操作。
相应地，如果不存在正交交叉极化干扰，则将积分电路26所维持 的积分值清除。因此，这使得可以防止积分电路26所产生的积分信号 的值的不确定。
本发明要求于2007年4月11日提交的编号为2007-103900的日本专 利申请的优先权，其全部公开一并在此作为参考。
工业应用性
如上所述，本发明可以提供一种具有卓越性能的正交交叉极化干 扰补偿设备，该补偿设备可以用于使用同信道传输模式改进无线通信 设备(例如，固定微波通信设备)中的通信质量。