在无线通信系统中，终端(例如，蜂窝电话)用户经由在通过一个或者多个基站的下行链路(前向链路)和上行链路(反向链路)上的发射，实现和另一个用户的通信。下行链路表示从基站到终端的发射，而上行链路表示从终端到基站的发射。
蜂窝电信系统、诸如码分多址(CDMA)通信系统的特征通常在于，多个移动台或终端(例如蜂窝电话，移动单元，无线电话或移动电话)与一个或多个基站收发子系统(BTS)通信。移动台发射的信号由BTS进行接收，并且通常被中继到具有基站控制器(BSC)的移动交换中心(MSC)。或者，移动台发射可由BTS进行接收，并且通过BSC中继到公众数据服务节点(PDSN)。MSC和PDSN随后将信号路由选择到公共交换电话网(PSTN)、数据网或另一个终端。类似地，信号可以从PSTN或数据网经由基站或BTS和MSC、或经由BTS、BSC和PDSN发射到终端。
和前述无线通信系统一起采用的无线通讯设备或终端的输出级通常包括对在前述系统中的射频(RF)发射进行加强的放大器。例如，无线通信设备可以是采用一个或多个RF放大器以提供足够射频信号发射的CDMA无线通信设备或终端。
在直接转换发射机体系结构中，由于多种原因，通常期望对RF驱动放大器增益进行控制。举例来说，CDMA标准要求一个具有大约90dB增益控制范围的发射机。典型的高容量、可制造的单级可变增益放大器(VGA)电路只能达到大约60dB的增益控制范围。由于VGA在已示出的设计中通常位于直接上变频器的输出端，所以如果不是不可能，则很难在存在前一VGA电路时增加增益控制范围。
分贝增益控制特性中的线性特性在CDMA应用中提供了一定的优势。例如，在CDMA中的功率控制要求，要求对终端的输出功率进行紧密控制。电话输出功率最好相对于接收的功率控制电压进行校正，并且是可重复的。总的平均功率损耗最好保持在一个最小值，而且当在射频驱动放大器处存在可变增益时，能够减少功率损耗。
当在驱动放大器中实现增益控制功能时，在发出相当高的输出功率、诸如在大约10dBm的范围中时，必须可以得到适当的线性和噪声性能。由于驱动放大器的集成电路设计中的封装寄生和连接线自感应，所以线性分贝增益控制是特别困难的。
寻求90dB范围上的增强增益控制的在先RF系统，已经采用了具有混合结果的不同设计。举例来说，由于单个VGA通常只提供40到60dB的增益控制，所以某些设计使用了多个VGA。双VGA设置能够增加增益控制范围，但是该设计难以在期望的操作频率范围内的单一频率下进行操作，并且难以适当地调谐、偏置和校正。双VGA系统能够用于双重转换(超外差)体系结构，因为在这种设计中每个VGA能够在不同的频率下进行操作。这种设计由于电流消耗、额外需要电路和更复杂电路而不符合需求，而且需要更大的面积，并且在IC电路设计中更加昂贵。一般而言，任何一个采用多VGA电路的设计或具有多VGA电路效应的设计，尤其在直接转换系统中，是不符合需求的。
在前的设计也已经在终端内采用了发射集成电路，以在驱动放大器中使用可变偏置电流。已经观察到输出电流变化比上整个增益控制范围大约为四比一。尽管这能够在低输出功率级下减少电流消耗，但是在这个实现中不会以明显方式改变增益。
因此，为直接转换发射机应用提供RF驱动放大器线性分贝可变增益设计，特别是克服了在先设计缺陷的0到90dB范围上的线性可变增益设计，是有利的。

这里所述的方面针对于一种提供线性分贝增益控制的射频(RF)驱动放大器系统。根据本设计的一个方面，响应于接收的增益控制电压提供线性分贝增益控制。RF驱动放大器系统具有包括双极结晶体管和匹配电路的驱动放大器电路。RF驱动放大器系统包括：线性跨导体，用于接收输入电压，并且基于所接收的输入电压提供受控电流；温度补偿电路，用于根据绝对温度改变来自线性跨导体的电流；指数电流控制器，用于从温度补偿电路接收根据温度而变化的电流，并且作为响应提供指数电流；以及感应退化补偿器，用于从指数电流控制器接收指数电流，并且向驱动放大器电路提供控制电流，用以对由于驱动放大器电路中的至少一个电感而产生的感应退化进行补偿。根据本设计的这个方面，控制电流从感应退化补偿器流向驱动放大器电路和双极结晶体管以及匹配电路。驱动放大器电路的输出增益相对于输入电压线性分贝变化。
根据本设计的第二个方面，提供了一种用于基于接收的电压而提供线性分贝增益控制的装置。该装置包括：电压到电流转换器，用于将所接收的电压转换成电流；温度补偿电路，用于因温度变化而将电流补偿为温度补偿电流；以及指数电流控制和感应退化补偿电路，用于接收温度补偿电流，并且消除感应退化效应，以提供用于提供线性分贝增益控制的参考电流。
根据本发明的第三个方面，提供了一种用于为RF驱动放大器提供线性分贝增益控制的系统，包括：用于提供电流的装置，用于将电流温度补偿为温度补偿电流的装置，用于将温度补偿电流以指数规律控制成为指数受控电流的装置，以及用于补偿指数受控电流的感应退化从而产生用于提供线性分贝增益控制的参考电流的装置。
根据本发明的第四个方面，提供了一种用于在RF驱动放大器中提供线性分贝增益控制的方法，包括：产生电流，将电流温度补偿为温度补偿电流，以及将温度补偿电流以指数规律控制成为指数受控电流。
根据本发明的第五个方面，提供了一种用于向包括至少一个电感的驱动放大器电路提供可变增益RF驱动放大的方法。可变增益相对于接收的输入电压来说，基本上是线性分贝增益控制。根据这个方面的方法包括产生电流控制信号，它包括：接收输入电压并且将输入电压转换成电流，通过根据绝对温度改变电流，是因温度效应而对电流进行补偿，以产生温度补偿电流，基于温度补偿电流提供受控指数电流，以及补偿受控指数电流中的感应退化，补偿包括：改变电流，以解决由于驱动放大器电路中的至少一个电感而产生的高电流效应。补偿的结果是产生传送到驱动放大器电路的控制电流。
附图说明
通过以下结合附图所做出的详细说明，本发明的特征、特性以及有益效果将会变得更加明显，附图中同样的参考标记在全文中保持一致，其中：
图1举例说明了无线通信设备或者终端的输出级的一般方框图；
图2显示了RF驱动放大器和其相关偏置电路；
图3是非理想RF驱动放大器增益控制特性与理想线性特性对比的图表；
图4举例说明了根据本发明接收控制电压并且向RF驱动放大器提供参考电流的增益控制方框图；
图5是可以用作本设计的线性Gm/电压到电流转换器的电路的一个方面；
图6举例说明了可以用作本设计的PTAT(与绝对温度成正比)温度补偿块的电路的一个方面；
图7显示了可以用作本设计的指数电流控制块的电路的一个方面；以及
图8是可以用作本设计的感应退化补偿块的电路的一个方面。

图1举例说明了无线通信设备的典型输出级10，它包括RF驱动放大器12、发射滤波器14和RF功率放大器16。RF驱动放大器12的输出端口耦合到发射滤波器14的输入端口。相似地，发射滤波器14的输出端口耦合到RF功率放大器16的输入端口。RF驱动放大器12的输入18来自于图1中未示出的其它电路。本领域普通技术人员将会认识到，其它电路例如可以包括诸如调制器之类的处理电路。在CDMA环境中，除了其它元件之外，图1中未示出的另外电路可以包括CDMA处理电路和CDMA调制器电路。
RF功率放大器16的输出端可以耦合到双工器20，双工器20的输出端耦合到包括天线(未示出)的天线电路(未示出)。双工器20允许将天线用于射频信号的发射和接收。在设备的一个典型方面中，发射滤波器14可以是选择用以匹配无线通信设备的操作频率范围的带通滤波器。发射滤波器14还可以被实现为SAW滤波器或者陶瓷滤波器。
图2举例说明了诸如可以用作RF驱动放大器12的典型RF驱动放大器的详细情况。示出的电路提供了为允许RF驱动放大器200在CDMA标准所要求的整个控制范围上进行操作所需的偏置和控制电路。在控制电流源203，将输入电压202转换为控制电流，其中控制电流源203连接到参考双极结晶体管(BJT)201的集电极。提供导线204用来将参考BJT 201的基极连接到控制电流源203。参考BJT201的基极和导线204连接到包括放大器205、NMOS晶体管219、电阻206和207、以及电容208的整体增益运算放大器电路220。NMOS晶体管219的栅极连接到放大器205的输出端，源极连接到电阻206，并且漏极连接到VDD 202。将RF输入信号传送到电容器209，而且RF输入信号与来自整体增益运算放大器电路220的信号进行组合，并且传送到单感应退化共发射极BJT 210。参考电压211连接到旁路电容212和P电感213，其中电感213与单感应退化共发射极BJT 210的集电极相连接。单感应退化共发射极BJT 210的发射极连接到发射极退化电感214，并且随后接地。单感应退化共发射极BJT 210的集电极经由一个匹配电路连接到RF输出端，其中匹配电路包括丝焊(Bond)电感215、S电容器216，和经由Pad电容217和Bd电容器218的间接接地连接。图2中的电容量、感应系数、以及电阻的具体值取决于应用，但是可以很容易由本领域技术人员确定。
图2中的电路操作如下。系统产生控制电流，并且使控制电流流入到参考双极结晶体管201。参考双极结晶体管201的集电极的电流使得电路根据下面的自然对数等式产生基极-发射极电压Vbe：
Vbe＝Vt*ln(Ic/Is)    (1)
其中Vt是参考双极结晶体管201的热电压。Vt等于k*T/q，其中k是玻耳兹曼常数，T是以卡尔文度数表示的参考双极结晶体管201的温度，q是电子电荷。在等式(1)中，Is是饱和电流，Ic是参考双极结晶体管201的集电极电流，它是参考双极结晶体管201的前向有效饱和电流。对于一种给定的集成电路制造工艺来说，Is是参考双极结晶体管201的面积的函数，并且对于给定的晶体管来说，近似为常数。参考双极结晶体管201的基极-发射极电压Vbe可以由整体增益运算放大器电路220进行缓冲，其中整体增益运算放大器电路220由放大器205、电阻206和207、电容208以及NMOS晶体管219构成。系统将整体增益缓冲电压施加到单感应退化共发射极BJT 210的基极。
系统通过改变单感应退化共发射极BJT 210的基极电压，来控制输出设备集电极电流。该基极电压可以通过施加来自电流源(诸如如图所示连接到参考双极结晶体管201的控制电流源203)的特定控制电流而发生变化。系统诸如以如图2所示的方式通过整体增益缓冲器向输出设备施加基极电压。
终端的增益对操作来说是关键的。通常，终端的整体电压增益与跨导成正比，并且是电路的DC偏置的函数：
G＝gm*Rout    (2)
其中，G是在终端处的增益，gm是忽略电感反馈的共发射极BJT的跨导，Rout是输出阻抗。这对于低频是正确的。gm如等式(3)所示发生变化：
gm＝Ic/Vt    (3)
其中Ic仍然是集电极电流，Vt是单感应退化共发射极BJT 210的热电压。由于集电极电流满足下列关系：
Ic＝Is*e(Vbe/Vt)(4)
所以参考双极结晶体管201和RF晶体管、单感应退化共发射极BJT210的Vbe通常是相同的。因此，参考双极结晶体管201的集电极电流和单感应退化共发射极BJT 210的集电极电流通常将彼此成正比。单感应退化共发射极BJT 210的饱和电流Is可以比参考双极结晶体管201的饱和电流大X倍，其中X是参考双极结晶体管201和单感应退化共发射极BJT 210的发射极面积之比。
通常，在高频时，放大器205的增益是Gain＝GmZL，其中Gm是包含发射极退化感应系数的单感应退化共发射极BJT 210的跨导，ZL是在单感应退化共发射极BJT 210的集电极端处观测的输出阻抗。该输出阻抗是从通过图2的匹配电路反馈的RF输出端反映出的负载阻抗以及输出设备本身的并联组合。在这个方案中：
Gm＝gm/(1+gm*Ze)(5)
其中gm表示双极跨导，并且等于Ic/Vt。Ze是发射极退化电感214的阻抗值，它等于2*π*频率*L，其中L是发射极退化电感214的值。
在小集电极电流值时，gm*Ze远小于1。这种关系使得RF放大器的Gm等于或者近似等于双极跨导gm。Gm表示包含发射极退化感应系数的单感应退化共发射极BJT 210的跨导。这表示放大器增益与在小的gm*Ze值时的集电极电流近似成正比。由于gm*Ze远大于1，所以Gm的值接近于1/Ze。因此，对于非常大的集电极电流来说，单感应退化共发射极BJT 210的增益近似为常数，并且等于ZL/Ze。
如果在图2的设计中没有正确地产生控制电流的值，则可能导致图301中的非理想特性，它表示偏离图302中的理想线性dB特性。除图3中的图301外，还可以导致其它不理想曲线。取决于终端和应用，对图301进行多点测量，典型地在功率控制范围上的10个以上的点处进行测量，以确定性能，并且提供可以准确校准终端的能力。
在本设计中，改变控制电流，以为RF驱动放大器200提供线性分贝特性。系统通过从诸如MSM(移动台调制解调器)之类的电压源获得输入电压，并且使用不同的补偿技术将电压转换成控制电流，来获得这种变化的控制电流。
图4中的方框图显示了自动增益控制电压到控制电流的转换。根据图4，将自动增益控制电压传送到线性Gm块402。在这个方面中，线性Gm块402将来自节点401的电压Vagc转换成差分电流。线性Gm块402的差分特征是可选择的，并且线性Gm块402的所需特征是将电压转换成电流的性能。可以采用各种设备以便将电压转换成电流，包括但不局限于跨导放大器或者其它跨导体，以及本领域普通技术人员所公知的能够将电压线性地转换为电流以及潜在差分电流的其它设备。在这个方面，差分电流从线性Gm块402流到温度补偿块403，其中温度补偿块403基于设备的绝对温度对接收的电流进行温度补偿，在这种情况下是对从线性Gm块402接收的差分电流进行温度补偿。将温度补偿的差分电流提供给指数电流控制块404，它使用增益控制电路中的双极晶体管的指数集电极电流特性的特征，以对RF驱动放大器电路200中集电极电流的指数特征进行补偿。将指数电流控制块404的结果传送到感应退化补偿块405，它修改来自指数电流控制块404的电流，以对感应退化进行补偿，并且允许线性分贝增益控制。感应退化补偿块405的结果是参考电流或者控制电流Icontrol，它被提供作为在如图2所示的控制电流源203处的电流。
在图5中示出了可以被用来如在线性Gm块402中那样将电压转换为电流的电路，该电路利用来自MSM的电压进行工作。根据图5，使用下列等式将Vcontrol信号转换为电流：
Vcontro1/R1＝Icontrol    (6)
Vcontrol是施加到放大器502的正极性端子的控制电压，R1是电阻503的电阻，Icontrol是由NMOS晶体管501产生的控制电流。放大器502的输出端连接到NMOS晶体管501的栅极。根据图5，放大器502的负极性端子从NMOS晶体管501的源极接收反馈，该源极还反馈到接地的电阻R1。Icontrol随Vcontrol的值线性改变。如下所述，在本设计的其它方面中可以使用该控制电流Icontrol和控制电压Vcontrol。
BJT的集电极电流根据温度发生变化，并且该系统使用温度补偿块403因温度不同而对电流进行补偿。温度补偿块403提供了PTAT(与绝对温度成正比)转换功能。温度补偿块403的功能是当温度升高时提供电流的增长。在操作上，通过将从线性Gm块402接收的电流与根据当时温度得出的温度补偿因数相乘，来对电流进行补偿。图6示出了可以在该方案中用于温度补偿的电路。图6中的电路可以提供以下功能：
Ipcontrol＝Icontrol*(IPTAT/Iref1)(7)
其中Icontrol是从图5中产生的控制电流，Iref1是不随温度或者任何其它参数改变的恒定电流。
如图6所示，在所示结构的电路的顶部施加电压VDD，并且将该电压传送到控制电流源601、PTAT电流BJT 602、以及参考1电流BJT 603。将PTAT电流BJT 602的发射极的输出传送到接地的PTAT电流源605，并且还传送到控制电流BJT 604的基极。将控制电流源601的输出传送到PTAT电流BJT 602的基极、参考1电流BJT 603的基极、以及控制电流BJT 604的集电极。将PTAT电流BJT 602的发射极连接到控制电流BJT 604的基极结。将参考电流BJT 603的发射极连接到接地的参考1电流源606。参考1电流BJT603的发射极还连接到Ipcontrol电流BJT 607的基极，Ipcontrol电流BJT607在其集电极处接收Ipcontrol电流，并且它的发射极接地。
根据如图6所示的设置，并且基于等式(7)，PTAT电流源604处的PTAT电流以及参考1电流源606处的参考1电流为所接收的差分电流提供温度补偿值。将Icontrol和PTAT电流源604处的电流与参考1电流源606处的电流的商相乘。根据该电路，可以知道PTAT补偿大概相当于使用(Vt/Vcontrol)*Icontrol，它提供了具有PTAT温度特性的Icontrol。
最大补偿电流Imaxcomp可根据下列等式进行计算：
Imaxcomp＝Vcontrolmax/R1*(IPTAT/Iref1)(8)
其中，Vcontrolmax是Vcontrol的最大值，R1是在图5中使用的电阻，IPTAT和Iref1如图6所示。
根据图7，将线性PTAT控制电流Ipcontrol和Imaxcomp转换为具有双极差分对的温度补偿指数控制电流，如下式所示：
$I_{\mathrm{lindB}}=I_{\mathrm{ref}2}{e}^{\left[\frac{\mathrm{Ipcontrol}*R2}{\mathrm{Vt}}\right]}---\left(9\right)$
其中IlindB是随Ipcontrol指数变化的线性dB电流，Iref2是图6所示的参考电流，Ipcontrol是来自图6的线性PTAT控制电流，Vt是热电压，R2是图7中的电阻710或者电阻711的电阻。等式(9)为具有小反馈的DA集电极电流的线性dB控制提供了参考，该式强调允许分母上的Vt被约去。由于之前的温度补偿，Ipcontrol与Vt成正比。
为了简化下列的描述，基于等式(9)，采用一个标准化因子A，其中：
A＝IlindB/Iref2＝e((Ipcontrol*R2)/Vt)(10)
标准化因子A对应于导致低电流的线性dB增益的指数变化的电流，这里可以忽略感应退化。
图7示出了提供有效匹配如图2所示的电路的指数特性的指数电流控制的电路。根据图7，将线性差分PTAT电流转换为具有双极差分对的温度补偿指数控制电流。参考电流Iref2，如所示出的，与PMOS晶体管703有关。系统在PMOS晶体管701处将参考电流Iref2与标准化因子A相乘。PMOS晶体管702包括旁路704，同时PMOS晶体管703包含旁路705。每一个PMOS晶体管702和703的发射极分别连接到第一BJT 706和第二BJT 707的集电极。从温度补偿块403接收的电流是Ipcontrol和IMAXcomp，并且它们分别在Ipcontrol电流源708和IMAXcomp电流源709处示出。将这些电流源的输出传送到BJT的基极，具体地，将Ipcontrol电流源708的输出传送到第一BJT 706的基极，并且将IMAXcomp电流源709的输出传送到第二BJT707的基极。将Ipcontrol电流源708的输出传送到电阻710并且接地，同时将IMAXcomp电流源709的输出传送到电阻711然后接地。将第一BJT 706和第二BJT 707的发射极连接到加法源712，其然后接地。加法源712的值是(A+1)*Iref2。如图7所示的示例性电路为具有小电感反馈的DA集电极电流的线性分贝控制提供了参考。对于较大的集电极电流、诸如那些在超过Vcontrol的70％的范围内的电流(其中Gm*Ze等于或者大于1的集电极电流)来说，来自于发射极感应退化的反馈使得特性偏离了线性关系，并且可以对该控制电流进行进一步处理，从而使用感应退化补偿对这个反馈进行补偿。
为了补偿输出设备中的感应退化，对于输出设备中的大集电极电流，由另外的感应退化补偿块405对从指数电路控制块404接收的指数控制电流进行进一步处理。退化补偿块对感应退化进行补偿，并且在驱动放大器的整个增益控制范围上，主要针对高端集电极电流范围，提供线性dB特性。没有该感应退化补偿，增益控制特性在低输出功率时会是分贝线性的，并且在高输出功率时是平稳的。
感应退化补偿结合指数控制校正高集电极电流的线性特性偏差。对于高集电极电流的情况，输出设备、即包括其相关偏置电路的RF驱动放大器200的电压增益近似为：
AV＝(Gm*ZL)/(1+Gm*ZE)(11)
其中Gm是包括发射极退化感应的单感应退化共发射极BJT 210的跨导，ZL是在集电极处观察到的负载阻抗，ZE是发射极电感阻抗，AV是电压增益。可以再次采用标准化因子A，其中AV为电压增益，Amax是感应退化跨导的最大增益：
A＝AV/Amax    (12)
其中，
Amax＝ZL/ZE    (13)
注意到，根据等式(12)，当AV等于Amax时，标准化因子A等于1。根据等式(11)到(13)，集电极电流表示为：
Ic＝(Vt/ZL)*Amax(A/(1-A))(14)
可以用于恒定标准化增益的集电极电流是PTAT，并且因此Iref3是PTAT电流。等式(14)是用于产生线性dB特性的偏置电流。
再次使用标准化因子A，其中：
A＝IlindB/Iref3＝e((Ipcontrol*R2)/Vt)＝AV/Amax    (15)
根据标准化因子A，集电极电流是：
IDAcontrol＝(Iref3*A*Iref2)/(Iref2*(1-A))＝Iref3(A/(1-A))(16)
假定Iref3用作PTAT以便补偿BJT的gm的PTAT变化。因此，Iref3表示提供对于温度、处理以及电压恒定的增益的参考电流。上述组等式忽略了一定的非理想效应，包括但不局限于典型BJT的rB和有限β。
图8所示的线性跨导电路能够被用来实现等式(16)中所描述的感应退化补偿功能。该电路采用图7的输出A*Iref2，它对于低的电流产生指数改变的控制电流，并且修改输出以便在高的电流时补偿感应退化。这两种电路的结合允许在整个增益控制范围上的线性dB控制。根据图8，在电路顶部施加VDD，并且将VDD输入第一BJT 801、第二BJT 802、第五BJT 805以及第六BJT 806的集电极，以及第一BJT 801和第六BJT 806的基极。第一BJT 801的发射极连接到Iref3电流源811以及第二BJT 802的基极。第二BJT 802的发射极连接到A*Iref2电流源812以及第三BJT 803的基极。第六BJT806的发射极连接到第五BJT 805的基极和第三BJT 803的集电极。第四BJT 804在其集电极处接收IDAcontrol，并且将它的发射极信号传送到Io电流源813，其中它的发射极信号与来自于第三BJT 803的发射极的信号进行组合。第五BJT 805的发射极提供电流(1-A)*Iref2，它与A*Iref2电流源815的输出进行组合，以在Iref2电流源814处形成电流Iref2。还将电流(1-A)*Iref2提供到第四BJT 804的基极。A*Iref2电流源815接收VDD电压。该电路可以用作图4中的块405，并且它提供电流极限值Io，所述极限值能够避免由于等式(16)的分母中存在(1-A)而产生的奇点。
以所示方式将增益控制(30-40dB)添加到驱动放大器，允许上变频器VGA即图2中的RF驱动放大器200仅在大约60dB增益控制范围内采用健壮和高可制造性的拓扑结构。通过用指数变化的集电极电流对RF驱动放大器进行偏置，可以在RF驱动放大器200中以一阶方式实现线性dB增益控制特性。因此，为了满足CDMA标准的失真需求，RF驱动放大器200在额定输出功率实现重要的DC偏置。对于小于最大值的输出功率，驱动放大器的偏置指数下降，节省了相当的电流消耗，并且减少了总的终端功率损耗。
对于最小输出功率的情况来说，本设计在很低的集电极电流时对输出设备进行偏置。该偏置能够在低输出功率时将RF驱动放大器200设置为衰减模式，从而提供了抑制噪声和寄生信号、并且在低输出功率时提供更好信噪比的能力。这在3G标准中愈加重要。在直接上变频发射机体系结构中抑制LO馈通方面，这也是非常有用的。这里所描述的增益控制偏置电路在增益控制范围上以连续的方式进行工作。因此，增益控制特性具有极少的不连续，使得在CDMA系统中使用的闭环功率控制适当地工作。增益控制也允许功率损耗被优化以达到CDMA配置文件的标准。正如线性化所要求的，在高的功率下偏压很大。对于较低的功率来说，偏压近似指数地降低。增益控制允许RF驱动放大器200在低输出功率时进入衰减模式，从而抑制在发射机输出端处的噪声和寄生物。
前面讨论了线性dB控制，并且给出了一个用于高集电极电流的示范电路。对于低集电极电流来说，图2中的单感应退化共发射极BJT 210的增益近似为：
gm*ZL＝(Ic*ZL)/Vt    (17)
其中，gm是跨导，Ic是集电极电流，ZL是在单感应退化共发射极BJT 210的集电极处观察到的输出阻抗，Vt是单感应退化共发射极BJT 210的热电压。以分贝表示，增益由下式给出：
Gain(dB)＝10*log((Ic*ZL)/Vt)(18)
因此，在低集电极电流级时增益随集电极电流以对数规律变化。
集电极电流将相对于线性变化的Vbe以指数规律变化，如下式所示：
Ic＝Is*e(Vbe/Vt)(19)
将等式(19)中的Ic值代入等式(18)，从而得出：
Gain(dB)＝10*log((Is*e(Vbe/Vt))*ZL/Vt)(20)
等式(20)服从分贝增益和Vbe之间的下列关系：
Gain(dB)＝10*(Vbe/Vt)+log(Is*ZL/Vt)(21)
等式(20)的中log项近似为常数，并且dB增益随Vbe线性变化。
可以采用该关系以便对低集电极电流提供线性dB控制，并且可以修改该关系以便在高集电极电流时允许线性dB控制。
提供了发明实施例的前述描述，使得本领域普通技术人员能够实现和应用本发明。对于本领域普通技术人员来说，对这些实施例的各种修改都是明显的，并且这里所定义的一般原理不需要付出创造性劳动就可以应用到其它的实施例之中。因此，不打算将本发明限定在文中所示的实施例之中，而是使其符合与在此公开的原理和新颖性特征相一致的最广泛的范围。
相关申请的交叉引用
本申请要求享受2002年11月13日提交的美国临时申请60/426,154和2003年6月6日提交的美国临时申请60/476,311的优先权。