一种用于低频信号检测及传输系统的差分模拟前端装置 |
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| 申请号 | CN201010166191.0 | 申请日 | 2010-05-10 | 公开(公告)号 | CN103023445B | 公开(公告)日 | 2015-09-09 |
| 申请人 | 国民技术股份有限公司; | 发明人 | 赵辉; 潘文杰; 蒋宇; | ||||
| 摘要 | 本 发明 涉及一种用于低频 信号 检测及传输系统的差分模拟前端装置，应用于近距离通信系统，包括至少一个磁感应模 块 、至少一个低通滤波模块、至少一个 放大器 、至少一个数字/模拟转换器和至少一个比较器，所述磁感应模块、低通滤波模块、放大器顺次相连，所述放大器的输出端与所述比较器的正向输入端相连，所述数字/模拟转换器的输出端与所述比较器的反向输入端相连，所述放大器为 差分放大器 。本发明能够减小 电路 噪声和环境噪声对低频信号检测及传输系统中所接收到的低频信号的干扰，从而提高低频交变 磁场 距离检测和控制的 精度 。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种用于低频信号检测及传输系统的差分模拟前端装置,应用于近距离通信系统，其特征在于,包括至少一个磁感应模块、至少一个低通滤波模块、至少一个放大器、至少一个数字/模拟转换器和至少一个比较器,所述磁感应模块、低通滤波模块、放大器顺次相连，所述放大器的输出端与所述比较器的正向输入端相连，所述数字/模拟转换器的输出端与所述比较器的反向输入端相连，所述放大器为差分放大器。 |
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| 说明书全文 | 一种用于低频信号检测及传输系统的差分模拟前端装置技术领域[0001] 本发明涉及通信领域，尤其涉及一种用于低频信号检测及传输系统的差分模拟前端装置，以及利用这种装置对低频信号进行检测的方法。 背景技术[0002] 如今，已经出现了在手机中的SIM(Subscriber Identity Module，用户识别模块)卡上增加射频功能(称为射频SIM卡)或者在手机主板上增加近距离通信模块来实现手机近距离通信的方法，这种方法的出现使得手机成为一个可以充值、消费、交易及身份认证的超级智能终端，极大地满足市场的迫切需求。 [0003] 其中，基于射频SIM的手机近距离解决方案以其简单、无需更改手机等优势得到广泛的关注，在该方案中，射频SIM采用UHF(Ultra High Frequency，超高频)等技术使得射频SIM卡嵌入在手机内部时射频信号仍然可以从手机中透射出来，从而实现不必对现有的手机进行任何结构改变就可使得手机具备近距离通信功能。但是，不同手机由于内部结构不同造成射频信号透射效果存在很大的差异，透射强的手机其射频SIM卡射频通信距离可能达到几米远的距离，透射弱的手机其射频SIM卡通信距离也可以达到几十厘米。在移动支付应用中，如公交地铁刷卡，通常都会对于交易距离有严格的要求以确保交易的安全，例如交易距离要求限制在10cm以下，以防止用户在不知情的情况下误刷，造成损失；另一方面，还要求在规定距离以下保证通信的可靠性，以提高交易的效率。因此，基于射频SIM的手机在增加近距离通信功能的同时，还必须能够有效控制其交易的距离范围。 [0004] 因此又提出了一种低频交变磁场近距离通讯结合RF高频通讯的系统和方法，解决了上述问题。该系统利用低频交变磁场实现距离检测和控制，并实现读卡器和卡的单向通讯，利用RF通道结合低频通讯实现终端的可靠绑定，同时利用RF通道实现读卡器和卡之间高速的数据通讯。但是，该方案中，低频信号检测及传输系统(处于卡的一方)中所接收到的低频信号夹杂着电路噪声和环境噪声，影响了距离检测和控制的精度，因此，如何有效地减小电路噪声和环境噪声对低频信号的干扰成为目前亟待解决的问题之一。 发明内容[0005] 本发明所要解决的技术问题是提供一种用于低频信号检测及传输系统的差分模拟前端装置，减小电路噪声和环境噪声对低频信号检测及传输系统中所接收到的低频信号的干扰，提高低频交变磁场距离检测和控制的精度。 [0006] 为解决上述技术问题，本发明提出了一种用于低频信号检测及传输系统的差分模拟前端装置,应用于近距离通信系统，包括至少一个磁感应模块、至少一个低通滤波模块、至少一个放大器、至少一个数字/模拟转换器和至少一个比较器,所述磁感应模块、低通滤波模块、放大器顺次相连，所述放大器的输出端与所述比较器的正向输入端相连，所述数字/模拟转换器的输出端与所述比较器的反向输入端相连，所述放大器为差分放大器。 [0007] 进一步地，上述装置还可具有以下特点，包括一个磁感应模块、一个低通滤波模块、一个放大器、两个数字/模拟转换器和两个比较器，所述磁感应模块、低通滤波模块、放大器顺次相连，所述放大器的输出端分别与所述两个比较器的正向输入端相连，所述两个数字/模拟转换器与所述两个比较器组成两路，每一路中数字/模拟转换器的输出端与比较器的反向输入端相连，每上下两路组成一对，共一对。 [0008] 进一步地，上述装置还可具有以下特点，包括一个磁感应模块、一个低通滤波模块、一个放大器、六个数字/模拟转换器和六个比较器,所述放大器的输出端分别与所述六个比较器的正向输入端相连，所述六个数字/模拟转换器与所述六个比较器组成六路，每一路中数字/模拟转换器的输出端与比较器的反向输入端相连，每上下两路组成一对，共三对。 [0009] 进一步地，上述装置还可具有以下特点，所述磁感应模块为差分磁感应线圈、差分霍尔器件或差分巨磁阻器件。 [0010] 进一步地，上述装置还可具有以下特点，所述磁感应模块为差分磁感应线圈，所述差分磁感应线圈的两输出端直接与所述低通滤波模块的两输入端相连。 [0011] 进一步地，上述装置还可具有以下特点，所述磁感应模块为差分霍尔器件，所述差分霍尔器件的两个输出端通过隔直电容与所述低通滤波模块两个输入端相连；或者所述差分霍尔器件一个输出端通过隔直电容与所述低通滤波模块一个输入端相连，而所述差分霍尔器件的另一个输出端直接与低通滤波模块另一个输入端相连；或者所述差分霍尔器件的两个输出端直接与所述低通滤波模块的两个输入端相连。 [0012] 进一步地，上述装置还可具有以下特点，所述磁感应模块为差分巨磁阻器件，所述差分巨磁阻器件的两个输出端通过隔直电容与所述低通滤波模块的两个输入端相连；或者所述差分巨磁阻器件的一个输出端通过隔直电容与所述低通滤波模块的一个输入端相连，而所述差分巨磁阻器件的另一个输出端直接与所述低通滤波模块的另一个输入端相连；或者所述差分巨磁阻器件的两个输出端直接与所述低通滤波模块的两个输入端相连。 [0014] 进一步地，上述装置还可具有以下特点，所述放大器为四级级联差分放大器,该四级级联差分放大器的组成为: [0015] 第一级包括第一差分放大器、电阻Ra1、电阻Rb1、电阻Ra11、电阻Rb11、电容C1和电容C11；电阻Ra1的一端接正相信号输入端口AINP，另一端接电阻Rb1，电阻Rb1的另一端接所述第一差分放大器的反向输出端，电阻Ra1和电阻Rb1的接点接所述第一差分放大器的同向输入端，电容C1与电阻Rb1并联，电阻Ra11的一端接反相信号输入端口AINN，另一端接电阻Rb11，电阻Rb11的另一端接所述第一差分放大器的同向输出端，电阻Ra11和电阻Rb11的接点接所述第一差分放大器的反向输入端，电容C11与电阻Rb11并联； [0016] 第二级包括第二差分放大器、电阻Ra2、电阻Rb2、电阻Ra21、电阻Rb21、电容C2和电容C21；电容C2的一端接所述第一差分放大器的反向输出端，另一端接电阻Ra2，电阻Ra2的另一端接所述第二差分放大器的同向输入端，电阻Rb2接在所述第二差分放大器的同向输入端和反向输出端之间，电容C21的一端接所述第一差分放大器的同向输出端，另一端接电阻Ra21，电阻Ra21的另一端接所述第二差分放大器的反向输入端，电阻Rb21接在所述第二差分放大器的反向输入端和同向输出端之间； [0017] 第三级包括第三差分放大器、电阻Ra3、电阻Rb3、电阻Ra31、电阻Rb31、电容C3和电容C31；电阻Ra3接在所述第二差分放大器的反向输出端和所述第三差分放大器的同向输入端之间，电阻Rb3和电容C3并联在所述第三差分放大器的同向输入端和反向输出端之间，电阻Ra31接在所述第二差分放大器的同向输出端和所述第三差分放大器的反向输入端之间，电阻Rb31和电容C31并联在所述第三差分放大器的反向输入端和同向输出端之间； [0018] 第四级包括第四放大器、电阻Ra4、电阻Rb4、电阻Ra41、电阻Rb41、电容C4和电容C41；电容C4的一端接所述第三差分放大器的反向输出端，另一端接电阻Ra4，电阻Ra4的另一端接所述第四放大器的反向输入端，电阻Rb4接在所述第四放大器的反向输入端和输出端之间，电容C41的一端接所述第三差分放大器的同向输出端，另一端接电阻Ra41，电阻Ra41的另一端接所述第四放大器的同向输入端，电阻Rb41接在所述第四放大器的同向输入端和地之间。 [0019] 进一步地，上述装置还可具有以下特点，所述放大器为四级级联差分放大器,该四级级联差分放大器的组成为: [0020] 第一级包括第一差分放大器、电阻Ra1、电阻Rb1、电阻Ra11和电阻Rb11；电阻Ra1的一端接正相信号输入端口AINP，另一端接电阻Rb1，电阻Rb1的另一端接所述第一差分放大器的反向输出端，电阻Ra1和电阻Rb1的接点接所述第一差分放大器的同向输入端，电阻Ra11的一端接反相信号输入端口AINN，另一端接电阻Rb11，电阻Rb11的另一端接所述第一差分放大器的同向输出端，电阻Ra11和电阻Rb11的接点接所述第一差分放大器的反向输入端； [0021] 第二级包括第二差分放大器、电阻Ra2、电阻Rb2、电阻Ra21、电阻Rb21、电阻Rc1、电阻Rc11、电容C1、电容C2、电容C11和电容C21；电阻Rc1、电容C2和电阻Ra2顺次串联在所述第一差分放大器的反向输出端和所述第二差分放大器的同向输入端之间，电容C1接在电阻Rc1和电容C2的接点与地之间，电阻Rb2接在所述第二差分放大器的同向输入端和反向输出端之间，电阻Rc11、电容C21和电阻Ra21顺次串联在所述第一差分放大器的同向输出端和所述第二差分放大器的反向输入端之间，电容C11接在电阻Rc11和电容C21的接点与地之间，电阻Rb21接在所述第二差分放大器的反向输入端和同向输出端之间； [0022] 第三级包括第三差分放大器、电阻Ra3、电阻Rb3、电阻Ra31和电阻Rb31；电阻Ra3的一端接所述第二差分放大器的反向输出端，另一端接电阻Rb3，电阻Rb3的另一端接所述第三差分放大器的反向输出端，电阻Ra3和电阻Rb3的接点接所述第三差分放大器的同向输入端，电阻Ra31的一端接所述第二差分放大器的同向输出端，另一端接电阻Rb31，电阻Rb31的另一端接所述第三差分放大器的同向输出端，电阻R31和电阻Rb31的接点接所述第三差分放大器的反向输入端； [0023] 第四级包括第四放大器、电阻Ra4、电阻Rb4、电阻Ra41、电阻Rb41、电阻Rc2、电阻Rc21、电容C3、电容C4、电容C31和电容C41；电阻Rc2、电容C4和电阻Ra4顺次串联在所述第三差分放大器的反向输出端和所述第四放大器的反向输入端之间，电容C3接在电阻Rc2和电容C4的接点与地之间，电阻Rb4接在所述第四放大器的反向输入端和输出端之间，电阻Rc21、电容C41和电阻Ra41顺次串联在所述第三差分放大器的同向输出端和所述第四放大器的同向输入端之间，电容C31接在电阻Rc21和电容C41的接点与地之间，电阻Rb41接在所述第四放大器的同向输入端和地之间。 [0024] 进一步地，上述装置还可具有以下特点，所述放大器为三级级联差分放大器,该三级级联差分放大器的组成为: [0025] 第一级包括第一差分放大器、电阻Ra1、电阻Rb1、电阻Ra11、电阻Rb11、电容C1和电容C11；电阻Ra1的一端接正相信号输入端口AINP，另一端接电阻Rb1，电阻Rb1的另一端接所述第一差分放大器的反向输出端，电阻Ra1和电阻Rb1的接点接所述第一差分放大器的同向输入端，电容C1与电阻Rb1并联，电阻Ra11的一端接反向信号输入端口AINN，另一端接电阻Rb11，电阻Rb11的另一端接所述第一差分放大器的同向输出端，电阻Ra11和电阻Rb11的接点接所述第一差分放大器的反向输入端，电容C11与电阻Rb11并联； [0026] 第二级包括第二差分放大器、电阻Ra2、电阻Rb2、电阻Ra21、电阻Rb21、电容C2、电容C3、电容C21和电容C31；电容C2和电阻Ra2顺次串联在所述第一差分放大器的反向输出端和所述第二差分放大器的同向输入端之间，电容C3和电阻Rb2并联在所述第二差分放大器的同向输入端和反向输出端之间，电容C21和电阻Ra21顺次串联在所述第一差分放大器的同向输出端和所述第二差分放大器的反向输入端之间，电容C31和电阻Rb21并联在所述第二差分放大器的反向输入端和同向输出端之间； [0027] 第三级包括第三放大器、电阻Ra3、电阻Rb3、电阻Ra31、电阻Rb31、电容C4和电容C41；电容C4和电阻Ra3顺次串联在所述第二差分放大器的反向输出端和所述第三放大器的同向输入端之间，电容C41和电阻Ra31顺次串联在所述第二差分放大器的同向输出端和所述第三放大器的反向输入端之间，电阻Rb3接在所述第三放大器的同向输入端和输出端之间，电阻Rb31接在所述第三放大器的反向输入端和地之间。 [0029] 进一步地，上述装置还可具有以下特点，所述数字/模拟转换器为电流模式R2R结构，所述数字/模拟转换器的输出范围大至电源地电压，并且共模电平可调节。 [0030] 进一步地，上述装置还可具有以下特点，所述数字/模拟转换器为电压模式R2R结构，所述数字/模拟转换器的输出范围大至电源地电压。 [0031] 进一步地，上述装置还可具有以下特点，所述数字/模拟转换器为R2R网络结构，所述数字/模拟转换器的输出范围大至电源地电压。 [0032] 进一步地，上述装置还可具有以下特点，用于比较高电平的比较器包括三个NMOS管Mn0、Mn1、Mn2和两个PMOS管Mp1、Mp2，以及一个反向器，PMOS管Mp1和PMOS管Mp2的栅极相连，源极均接电源Vcc，PMOS管Mp1的漏极接NMOS管Mn1的漏极，NMOS管Mn 1和NMOS管Mn2的源极均接NMOS管Mn0的漏极，NMOS管Mn2的漏极接PMOS管Mp2的漏极，NMOS管Mn0的源极接地GND，栅极接偏置电压Vbn，反向器的输入端接PMOS管Mp2的漏极，NMOS管Mn2的栅极为比较器的正向输入端Vin+，NMOS管Mn1的栅极为比较器的反向输入端Vin-，反向器的输出端为比较器的输出端Vo。 [0033] 进一步地，上述装置还可具有以下特点，用于比较低电平的比较器包括三个PMOS管Mp0、Mp3、Mp4和两个NMOS管Mn3、Mn4以及一个反向器，PMOS管Mp0的源极接电源Vcc，栅极接偏置电压Vbp，漏极接PMOS管Mp3和PMOS管Mp4的源极，PMOS管Mp3的漏极接NMOS管Mn3的漏极和栅极，NMOS管Mn3和NMOS管Mn4的源极接地GND，NMOS管Mn4的漏极接PMOS管Mp4的漏极，反向器的输入端接NMOS管Mn4的漏极，PMOS管Mp4的栅极为比较器的正向输入端Vin+，PMOS管Mp3的栅极为比较器的反向输入端Vin-，反向器的输出端为比较器的输出端Vo。 [0034] 为解决上述技术问题，本发明还提出了一种低频信号检测方法，基于上述的用于低频信号检测及传输系统的差分模拟前端装置,包括： [0035] 步骤a，通过实验，测量磁感应模块与发送低频磁场的读卡器在不同距离点的感应电压经放大器放大后的电压幅值，确定该电压幅值与距离的对应关系，并建立电压幅值与距离的对应表； [0036] 步骤b，根据解码低频信号传输数据及控制刷卡距离的需要，结合信噪比要求，通过一对或多对数模转换器输出的双电平门限形成迟滞判决电压门限对模拟信号进行判决，得到低频磁场所传输的码流信息,或者通过一个或多个数模转换器输出的单电平门限形成迟滞判决电压门限对模拟信号进行判决，得到低频磁场所传输的码流信息；通过一对或多对数模转换器输出的双电平门限形成非迟滞判决电压门限对模拟信号进行判决，得到低频磁场所传递的距离特征信息,或者通过一个或多个数模转换器输出的单电平门限形成非迟滞判决电压门限对模拟信号进行判决，得到低频磁场所传递的距离特征信息； [0037] 步骤c，对非迟滞判决条件判决后信号进行采样，得到0、1码流序列，设置1信号比例门限，在设定的时间窗长度内对该码流序列进行统计，当1信号所占码流序列比例达到预设比例门限时，则认为进入预设距离范围，否则认为未进入该距离范围；对迟滞判决条件判决后的信号序列进行解码，提取低频磁场的码流信息，完成低频磁场信号单向通信。 [0038] 进一步地，上述方法还可具有以下特点，所述步骤b中，根据步骤a中所述电压幅值与距离的对应表，结合解码距离、距离控制的要求、设置1信号的比例门限设置数模转换器输出给比较器的电平。 [0039] 进一步地，上述方法还可具有以下特点，所述成对数模转换器输出给比较器的电平为非迟滞判决条件，其设置方法为：设期望控制的距离为D1，查找电压幅值与距离的对应表，得到距离D1对应的信号变化幅度为+A1到-A1，设置1信号的比例门限为R1，根据A1及R1，设置输出给比较器的电平L1、L2，满足在一个周期内，模拟前端装置输出信号幅度大于L1或小于L2的时间百分比等于R1，即大于R1则进入要求控制的距离D1范围内，否则没有进入要求控制距离D1的范围内。 [0040] 进一步地，上述方法还可具有以下特点，所述成对数模转换器输出给比较器的电平为迟滞判决条件，其设置方法为：设期望进行解码的距离为D2，查找电压幅值与距离的对应表，得到距离D2对应信号的变化幅度为+A2到-A2，测得大多数噪声产生的幅度为A3，设置输出给比较器的电平L3、L4，使得L3大于+A3且小于+A2；L4小于-A3且大于-A2，即当距离小于D2时则允许解码，否则不允许解码。 [0041] 进一步地，上述方法还可具有以下特点，所述步骤b中，对输入为非迟滞判决条件比较电平的两个比较器输出信号进行逻辑或处理，得到用于提取距离信息的数字信号。 [0042] 进一步地，上述方法还可具有以下特点，所述步骤b中，对输入为迟滞判决条件比较电平的两个比较器输出进行迟滞处理，得到用于提取磁场码流信息的数字信号。 [0043] 进一步地，上述方法还可具有以下特点，所述步骤c中，设置数字毛刺滤波器对输入的数字信号进行毛刺滤除，从滤除毛刺的信号中解码出低频磁场数据流。 [0044] 进一步地，上述方法还可具有以下特点，所述步骤b中，使用单个数模转换器输出的单比较电平提取磁场距离信息和码流信息。 [0045] 进一步地，上述方法还可具有以下特点，使用单个比较器输出比较电平提取磁场码流信息，数模转换器输出给比较器的电平设置为放大器输入参考电平。 [0046] 进一步地，上述方法还可具有以下特点，使用单个比较器或成对比较器输出的数字信号进行解码。 [0047] 进一步地，上述方法还可具有以下特点，使用单比较器或成对比较器输出的数字信号进行单个距离的判断；使用多个单比较器输出的数字信号进行多个距离的判断，或者使用多个成对比较器进行多个距离、多个距离区间的判断；使用多个单比较器输出的数字信号进行多个距离的判断，或者使用多个成对比较器进行多个距离、多个距离区间的判断。 [0048] 进一步地，上述方法还可具有以下特点，混合使用多个单比较器和成对比较器输出的数字信号进行多个距离、多个距离区间的判断。 [0050] 图1为本发明实施例中用于低频信号检测及传输系统的差分模拟前端装置的一种结构图； [0051] 图2为本发明实施例中用于低频信号检测及传输系统的差分模拟前端装置的另一种结构图； [0052] 图3为本发明实施例中用于低频信号检测及传输系统的差分模拟前端装置的再一种结构图； [0053] 图4为本发明实施例中一种全差分可编程增益放大器的结构图； [0054] 图5为本发明实施例中另一种全差分可编程增益放大器的结构图； [0055] 图6为本发明实施例中再一种全差分可编程增益放大器的结构图； [0056] 图7.1为本发明实施例中一种数字/模拟转换器的结构图； [0057] 图7.2为本发明实施例中另一种数字/模拟转换器的结构图； [0058] 图7.3为本发明实施例中再一种数字/模拟转换器的结构图； [0059] 图7.4为本发明实施例中又一种数字/模拟转换器的结构图； [0060] 图8为本发明实施例中一种比较器的结构图； [0061] 图9为本发明实施例中另一种比较器的结构图； [0062] 图10.1为本发明实施例中第一种磁感应模块的结构图； [0063] 图10.2为本发明实施例中第二种磁感应模块的结构图； [0064] 图10.3为本发明实施例中第三种磁感应模块的结构图； [0065] 图10.4为本发明实施例中第四种磁感应模块的结构图； [0066] 图10.5为本发明实施例中第五种磁感应模块的结构图； [0067] 图10.6为本发明实施例中第六种磁感应模块的结构图； [0068] 图10.7为本发明实施例中第七种磁感应模块的结构图； [0069] 图11为本发明实施例中低频信号检测方法的流程图； [0070] 图12为本发明实施例中通过实验测得的将磁感应模块置入不同移动通信终端，距离与低频感应信号幅度值的对应关系示意图； [0071] 图13为本发明实施例中使用成对的比较器采用磁场数据低频信号检测方法进行解码处理的示意图； [0072] 图14为本发明实施例中使用成对的比较器采用低频信号检测方法进行距离控制处理的示意图； [0073] 图15为本发明实施例中使用单个比较器采用磁场数据低频信号检测方法进行解码处理的示意图； [0074] 图16为本发明实施例中使用单个比较器采用低频信号检测方法进行距离控制处理的示意图。 具体实施方式[0075] 本发明的主要构思是，在低频信号检测及传输系统中增加一个模拟前端装置，来减少电路噪声和环境噪声对低频信号的干扰，从而提高低频交变磁场距离检测和控制的精度。 [0076] 以下结合附图和实施例对本发明的原理和特征进行描述，所举实例只用于解释本发明，并非用于限定本发明的范围。 [0077] 图1为本发明实施例中用于低频信号检测及传输系统的差分模拟前端装置的一种结构图。如图1所示，本实施例中，低频信号检测及传输系统的差分模拟前端装置,包括磁感应模块100、低通滤波模块104、放大器101、数字/模拟转换器102和比较器103,其中，磁感应模块100、低通滤波模块104、放大器101顺次相连，放大器101的输出端与比较器103的正向输入端相连，数字/模拟转换器102的输出端与比较器103的反向输入端相连，放大器101为差分放大器。放大器101对输入的微弱信号进行预防大，数字/模拟转换器102将由数字控制器输出的数字信号转换为模拟信号，然后利用比较器103对两个信号进行比较，得到需要的数字信号，传输到数字控制器中进行处理。这里所提到的数字控制器属于低频检测及传输系统，但不属于模拟前端，其作用是根据比较器输出进行比较器和数字/模拟转换器打开/关断模式的控制。 [0078] 图2为本发明实施例中用于低频信号检测及传输系统的差分模拟前端装置的另一种结构图。如图2所示，本实施例中，低频信号检测及传输系统的差分模拟前端装置,包括一个磁感应模块100、一个低通滤波模块104、一个放大器101、数字/模拟转换器102、数字/模拟转换器105和比较器103、比较器106，磁感应模块100、低通滤波模块104、放大器101顺次相连，放大器101的输出端分别与比较器103、比较器106的正向输入端相连，数字/模拟转换器102、数字/模拟转换器105与比较器103、比较器106组成两路，每一路中数字/模拟转换器的输出端与比较器的反向输入端相连，每上下两路组成一对，共一对。 [0079] 图3为本发明实施例中用于低频信号检测及传输系统的差分模拟前端装置的再一种结构图。如图3所示，本实施例中，低频信号检测及传输系统的差分模拟前端装置,包括一个磁感应模块100、一个低通滤波模块104、一个放大器201、六个数字/模拟转换器202、203、204和六个比较器205、206、207,放大器201的输出端分别与六个比较器205、206、207的正向输入端相连，六个数字/模拟转换器202、203、204与六个比较205、206、207器组成六路，每一路中数字/模拟转换器的输出端与比较器的反向输入端相连，每上下两路组成一对，共三对。 [0080] 图4为本发明实施例中一种全差分可编程增益放大器的结构图。如图4所示，本发明实施例中，放大器为四级级联差分放大器,该四级级联差分放大器的组成为:第一级包括第一差分放大器301、电阻Ra1、电阻Rb1、电阻Ra11、电阻Rb11、电容C1和电容C11；电阻Ra1的一端接正相信号输入端口AINP，另一端接电阻Rb1，电阻Rb1的另一端接第一差分放大301器的反向输出端，电阻Ra1和电阻Rb1的接点接第一差分放大器301的同向输入端，电容C1与电阻Rb1并联，电阻Ra11的一端接反相信号输入端口AINN，另一端接电阻Rb11，电阻Rb11的另一端接第一差分放大器301的同向输出端，电阻Ra11和电阻Rb11的接点接第一差分放大器301的反向输入端，电容C11与电阻Rb11并联；第二级包括第二差分放大器302、电阻Ra2、电阻Rb2、电阻Ra21、电阻Rb21、电容C2和电容C21；电容C2的一端接第一差分放大器301的反向输出端，另一端接电阻Ra2，电阻Ra2的另一端接第二差分放大器302的同向输入端，电阻Rb2接在第二差分放大器302的反向输入端和同向输出端之间，电容C21的一端接第一差分放大器301的同向输出端，另一端接电阻Ra21，电阻Ra21的另一端接第二差分放大器302的反向输入端，电阻Rb21接在第二差分放大器302的反向输入端和同向输出端之间；第三级包括第三差分放大器303、电阻Ra3、电阻Rb3、电阻Ra31、电阻Rb31、电容C3和电容C31；电阻Ra3接在第二差分放大器302的反向输出端和第三差分放大器303的同向输入端之间，电阻Rb3和电容C3并联在第三差分放大器303的同向输入端和反向输出端之间，电阻Ra31接在第二差分放大器302的同向输出端和第三差分放大器303的反向输入端之间，电阻Rb31和电容C31并联在第三差分放大器303的反向输入端和同向输出端之间；第四级包括第四放大器304、电阻Ra4、电阻Rb4、电阻Ra41、电阻Rb41、电容C4和电容C41；电容C4的一端接第三差分放大器303的反向输出端，另一端接电阻Ra4，电阻Ra4的另一端接第四放大器304的反向输入端，电阻Rb4接在第四放大器304的反向输入端和输出端之间，电容C41的一端接第三差分放大器 303的同向输出端，另一端接电阻Ra41，电阻Ra41的另一端接第四放大器304的同向输入端，电阻Rb41接在第四放大器304的同向输入端和地之间。 [0081] 图4所示的放大器是一种全差分可编程增益放大器，其具有低通和高通滤波的功能，共分为4级，每个方框内的电路为一级，AINP为正相信号输入端口、AINP为负相信号输入端口输入端口、Vout为信号输出端口。差分输入输出运算放大器301(也即第一差分放大器)接成电阻负反馈结构，电阻Ra1的值和电阻Ra11的值相等，电阻Rb1的值和电阻Rb11的值相等,其闭环增益由Rb1和Ra1的比值确定，Rb1和Ra1的比值可调；第一级同时具有低通功能，电容C1和电阻Rb1决定低通截止频率，电容C1的值和电容C11的值相等。电容C2具有隔直的作用，隔断第一级电路的失调电压传到第二级；运算放大器302(也即第二差分放大器)接成电阻负反馈结构，电阻Ra2的值和电阻Ra21的值相等，电阻Rb2的值和电阻Rb21的值相等,其闭环增益由Rb2和Ra2的比值确定，第二级的增益一般为单位增益或增益较低，Rb2和Ra2的比值可调；第二级同时具有高通功能，电容C2和电阻Ra2决定高通截止频率，电容C2的值和电容C21的值相等。运算放大器303(也即第三差分放大器)接成电阻负反馈结构，其闭环增益由Rb3和Ra3的比值确定，Rb3和Ra3的比值可调，电阻Ra3的值和电阻Ra31的值相等，电阻Rb3的值和电阻Rb31的值相等。电容C4具有隔直的作用，隔断前面电路的失调电压传到最后一级；运算放大器304(也即第四放大器)接成双端信号转单端信号结构,增益较低或为单位增益。整个PGA(Programmable Gain Amplifier，可编程增益放大器)的失调电压只有最后一级的失调电压。 [0082] 图5为本发明实施例中另一种全差分可编程增益放大器的结构图。如图5所示，本发明实施例中，放大器为四级级联差分放大器,该四级级联差分放大器的组成为:第一级包括第一差分放大器301、电阻Ra1、电阻Rb1、电阻Ra11和电阻Rb11；电阻Ra1的一端接正相信号输入端口AINP，另一端接电阻Rb1，电阻Rb1的另一端接第一差分放大器301的反向输出端，电阻Ra1和电阻Rb1的接点接第一差分放大器301的同向输入端，电阻Ra11的一端接反相信号输入端口AINN，另一端接电阻Rb11，电阻Rb11的另一端接第一差分放大器301的同向输出端，电阻Ra11和电阻Rb11的接点接第一差分放大器301的反向输入端；第二级包括第二差分放大器302、电阻Ra2、电阻Rb2、电阻Ra21、电阻Rb21、电阻Rc1、电阻Rc11、电容C1、电容C2、电容C11和电容C21；电阻Rc1、电容C2和电阻Ra2顺次串联在接第一差分放大器301的反向输出端和第二差分放大器302的同向输入端之间，电容C1接在电阻Rc1和电容C2的接点与地之间，电阻Rb2接在第二差分放大器302的同向输入端和反向输出端之间，电阻Rc11、电容C21和电阻Ra21顺次串联在接第一差分放大器301的同向输出端和第二差分放大器302的反向输入端之间，电容C11接在电阻Rc11和电容C21的接点与地之间，电阻Rb21接在第二差分放大器302的反向输入端和同向输出端之间；第三级包括第三差分放大器303、电阻Ra3、电阻Rb3、电阻Ra31和电阻Rb31；电阻Ra3的一端接第二差分放大器302的反向输出端，另一端接电阻Rb3，电阻Rb3的另一端接第三差分放大器303的反向输出端，电阻Ra3和电阻Rb3的接点接第三差分放大器303的同向输入端，电阻Ra31的一端接第二差分放大器302的同向输出端，另一端接电阻Rb31，电阻Rb31的另一端接第三差分放大器303的同向输出端，电阻R31和电阻Rb31的接点接第三差分放大器303的反向输入端；第四级包括第四放大器304、电阻Ra4、电阻Rb4、电阻Ra41、电阻Rb41、电阻Rc2、电阻Rc21、电容C3、电容C4、电容C31和电容C41；电阻Rc2、电容C4和电阻Ra4顺次串联在第三差分放大器303的反向输出端和第四放大器304的反向输入端之间，电容C3接在电阻Rc2和电容C4的接点与地之间，电阻Rb4接在第四放大器304的反向输入端和输出端之间，电阻Rc21、电容C41和电阻Ra41顺次串联在第三差分放大器303的同向输出端和第四放大器304的同向输入端之间，电容C31接在电阻Rc21和电容C41的接点与地之间，电阻Rb41接在第四放大器304的同向输入端和地之间。 [0083] 图5所示的放大器也是一种可编程增益放大器，其与图4中结构的唯一区别为把图4中低通放在第一级的后面和第三级的后面。 [0084] 图6为本发明实施例中再一种全差分可编程增益放大器的结构图。如图6所示，本发明实施例中，放大器为三级级联差分放大器,该三级级联差分放大器的组成为:第一级包括差分放大器401、电阻Ra1、电阻Rb1、电阻Ra11、电阻Rb11、电容C1和电容C11；电阻Ra1的一端接正相信号输入端口AINP，另一端接电阻Rb1，电阻Rb1的另一端接差分放大器401的反向输出端，电阻Ra1和电阻Rb1的接点接差分放大器401的同向输入端，电容C1与电阻Rb1并联，电阻Ra11的一端接反向信号输入端口AINN，另一端接电阻Rb11，电阻Rb11的另一端接差分放大器401的同向输出端，电阻Ra11和电阻Rb11的接点接差分放大器401的反向输入端，电容C11与电阻Rb11并联；第二级包括差分放大器402、电阻Ra2、电阻Rb2、电阻Ra21、电阻Rb21、电容C2、电容C3、电容C21和电容C31；电容C2和电阻Ra2顺次串联在差分放大器401的反向输出端和差分放大器402的同向输入端之间，电容C3和电阻Rb2并联在差分放大器402的同向输入端和反向输出端之间，电容C21和电阻Ra21顺次串联在差分放大器401的同向输出端和差分放大器402的反向输入端之间，电容C31和电阻Rb21并联在差分放大器402的反向输入端和同向输出端之间；第三级包括放大器403、电阻Ra3、电阻Rb3、电阻Ra31、电阻Rb31、电容C4和电容C41；电容C4和电阻Ra3顺次串联在差分放大器402的反向输出端和放大器403的同向输入端之间，电容C41和电阻Ra31顺次串联在差分放大器402的同向输出端和放大器403的反向输入端之间，电阻Rb3接在放大器403的同向输入端和输出端之间，电阻Rb31接在放大器403的反向输入端和地之间。 [0085] 图6所示的放大器也是一种可编程增益放大器，其与图4中结构的唯一区别为把图4中第二级和第三级合并成图6的第二级。 [0086] 这里，我们再给出数字/模拟转换器的几种实例。 [0087] 图7.1为本发明实施例中一种数字/模拟转换器的结构图。如图7.1所示，本实施例中，数字/模拟转换器采用电流模式R2R DAC实现数字到模拟的转换，并且输出范围最大为二分之一电源地电压。依照本发明参考电平需求，可使用相应连接方式产生对应的高低电位的参考电平。 [0088] 图7.2为本发明实施例中另一种数字/模拟转换器的结构图。如图7.2所示，本实施例中，数字/模拟转换器采用电流模式R2R DAC实现数字到模拟的转换，与图7.1所示DAC的区别在于其输出范围大至电源地电压，并且共模电平可调节，由Vcom电压值确定。依照本发明采用该种DAC可以减少参考电平产生电路的设计复杂度。 [0089] 图7.3为本发明实施例中再一种数字/模拟转换器的结构图。图7.3所示，本实施例中，数字/模拟转换器采用电压模式R2R DAC实现数字到模拟的转换，其输出范围大至电源地电压。依照本发明采用该种DAC可以减少参考电平产生电路的设计复杂度。 [0090] 图7.4为本发明实施例中又一种数字/模拟转换器的结构图。图7.4所示，本实施例中，数字/模拟转换器采用R2R网络实现数字到模拟的转换，其输出范围为2倍Vref，最大可为电源地电压。依照本发明采用该种电路,由于减少一个放大器，可以减少参考电平产生电路的设计复杂度以及功耗。 [0091] 这里，我们还给出几种比较器的实例。 [0092] 图8为本发明实施例中一种比较器的结构图。如图8所示，本实施例中，比较器包括三个NMOS管Mn0、Mn1、Mn2和两个PMOS管Mp1、Mp2，以及一个反向器，PMOS管Mp1和PMOS管Mp2的栅极相连，源极均接电源Vcc，PMOS管Mp1的漏极接NMOS管Mn1的漏极，NMOS管Mn 1和NMOS管Mn2的源极均接NMOS管Mn0的漏极，NMOS管Mn2的漏极接PMOS管Mp2的漏极，NMOS管Mn0的源极接地GND，栅极接偏置电压Vbn，反向器的输入端接PMOS管Mp2的漏极，NMOS管Mn2的栅极为比较器的正向输入端Vin+，NMOS管Mn1的栅极为比较器的反向输入端Vin-，反向器的输出端为比较器的输出端Vo。图8所示的比较器用于图2中三对比较器中高电平的比较，即VG1+，VG2+和VM+的比较。由于NMOS作为输入管，可以很好的实现高电平比较功能。 [0093] 图9为本发明实施例中另一种比较器的结构图。如图9所示，本实施例中，比较器包括三个PMOS管Mp0、Mp3、Mp4和两个NMOS管Mn3、Mn4以及一个反向器，PMOS管Mp0的源极接电源Vcc，栅极接偏置电压Vbp，漏极接PMOS管Mp3和PMOS管Mp4的源极，PMOS管Mp3的漏极接NMOS管Mn3的漏极和栅极，NMOS管Mn3和NMOS管Mn4的源极接地GND，NMOS管Mn4的漏极接PMOS管Mp4的漏极，反向器的输入端接NMOS管Mn4的漏极，PMOS管Mp4的栅极为比较器的正向输入端Vin+，PMOS管Mp3的栅极为比较器的反向输入端Vin-，反向器的输出端为比较器的输出端Vo。图9所示的比较器用于图2中三对比较器中低电平的比较，即VG1-，VG2-和VM-的比较。由于PMOS作为输入管，可以很好的实现低电平比较功能。 [0094] 图10.1为本发明实施例中第一种磁感应模块的结构图。图10.1中，磁感应模块为差分磁感应线圈。差分磁感应线圈的两输出端可以直接与低通滤波模块的两输入端相连。 [0095] 图10.2为本发明实施例中第二种磁感应模块的结构图。图10.2中，磁感应模块为差分霍尔器件，且该差分霍尔器件的两个输出端都通过隔直电容与低通滤波模块两个输入端相连。 [0096] 图10.3为本发明实施例中第三种磁感应模块的结构图。图10.3中，磁感应模块为差分霍尔器件，该差分霍尔器件一个输出端通过隔直电容与低通滤波模块一个输入端相连，该差分霍尔器件的另一个输出端直接与低通滤波模块另一个输入端相连。 [0097] 图10.4为本发明实施例中第四种磁感应模块的结构图。图10.4中，磁感应模块为差分霍尔器件，该差分霍尔器件的两个输出端直接与低通滤波模块的两个输入端相连。 [0098] 图10.5为本发明实施例中第五种磁感应模块的结构图。图10.5中，磁感应模块为差分巨磁阻器件，该差分巨磁阻器件的两个输出端都通过隔直电容与低通滤波模块的两个输入端相连。 [0099] 图10.6为本发明实施例中第六种磁感应模块的结构图。图10.6中，磁感应模块为差分巨磁阻器件，该差分巨磁阻器件的一个输出端通过隔直电容与低通滤波模块的一个输入端相连，该差分巨磁阻器件的另一个输出端直接与低通滤波模块的另一个输入端相连。 [0100] 图10.7为本发明实施例中第七种磁感应模块的结构图。图10.7中，磁感应模块为差分巨磁阻器件，该差分巨磁阻器件的两个输出端直接与低通滤波模块的两个输入端相连。 [0101] 本发明提供的用于低频信号检测及传输系统的差分模拟前端装置，能够减小电路噪声和环境噪声对低频信号检测及传输系统中所接收到的低频信号的干扰，从而提高低频交变磁场距离检测和控制的精度。 [0102] 基于前述的用于低频信号检测及传输系统的差分模拟前端装置，本发明还提出了一种低频信号检测方法。图11为本发明实施例中低频信号检测方法的流程图，如图11所示，本实施例中，低频信号检测方法包括如下步骤： [0103] 步骤1101，在不同距离测量放大后感应电压的幅度值； [0104] 通过实验手段，在不同手机终端上测量磁感应模块与发送磁场的读卡器在不同距离点的感应电压经放大器放大后的幅度值，并做相应的记录。图12为本发明实施例中通过实验测得的将磁感应模块置入不同移动通信终端，距离与低频感应信号幅度值的对应关系示意图。 [0105] 步骤1102，建立电压幅值与距离的对应表； [0106] 将多个终端的测量数据进行处理，得到电压幅值与距离的对应表,如表1所示。 [0107] 表1 低频感应信号幅度值与距离的对应关系表 [0108]移动通信终端与读卡器的距离(cm) 感应信号幅度(dBmV) 1cm 52 2cm 47 3cm 40 4cm 36 5cm 30 [0109]6cm 26 7cm 21 8cm 17 9cm 11 10cm 8 14cm 5 [0110] 步骤1103，进入低频磁场数据解码流程； [0111] 步骤1105，设置数模转换器输出电平； [0112] 若期望进行解码的距离为D2，查找幅度值与距离的对应表，得到D2对应信号的变化幅度为+A2到-A2，测得大多数噪声产生的幅度为A3，设置输出给比较器的电平L3、L4，使得L3应大于+A3，并小于+A2；L4小于-A3，并大于-A2，即当距离小于D2则允许解码，否则不允许解码。 [0113] 步骤1107，比较器输出信号迟滞处理； [0114] 步骤1109，对处理后信号进行解码； [0115] 解码器按照编码格式将逻辑处理后的信号进行解码，得到低频磁场数据流信息。解码器设置数字毛刺滤波器可对输入的数字信号进行毛刺滤除。 [0116] 步骤1111，完成低频磁场信号的单向通信； [0117] 将解码后数据进行相关的应用，完成低频磁场信号的单向通信功能。 [0118] 步骤1104，进入距离控制流程； [0119] 步骤1106，设置数模转换器输出电平； [0120] 若期望控制的距离为D1，查找幅度值与距离的对应表，得到D1对应的信号变化幅度为+A1到-A1，设置1信号的比例门限为R1，根据A1及R1，设置输出给比较器的电平L1、L2，满足在一个周期内，前端装置输出信号幅度大于L1或加上小于L2的时间百分比等于R1，即大于R1则进入所述要求控制的距离D1范围内，否则没有进入所述要求控制距离D1的范围内。 [0121] 步骤1108，比较器输出信号逻辑或处理； [0122] 当使用成对比较器得到用于进行读卡器和卡之间距离判断的数字信号时，则将该成对的数字信号进行如下操作：将输入高比较电平比较器的输出信号与低比较电平比较器的输出信号取反后信号进行或操作，得到用于距离判断的数字信号。 [0123] 步骤1110，对逻辑处理后信号进行采样得到0、1数据流； [0124] 步骤1112，使用预设时间窗对0、1数据进行统计； [0125] 预设时间窗长度，并对该时间窗内的0、1数据进行统计，计算出1所占比例。 [0126] 步骤1114、步骤1116，将统计结果与所设1信号比例门限进行比较，完成距离判断，实现距离控制。 [0127] 图13为本发明实施例中使用成对的比较器采用磁场数据低频信号检测方法进行解码处理的示意图。如图13所示，AO为放大器的输出信号。输入比较器的高比较电平VG+、低比较电平VG-根据解码距离并通过查找幅度值与距离的对应表进行设置。DO2为输入高比较电平的比较器的输出信号，DO3为输入低比较电平的比较器的输出取反后信号。迟滞处理后数字信号为对比较器的输出信号DO2、DO3进行迟滞逻辑处理后的信号。可设置数字毛刺滤波器可对该输入信号进行毛刺滤除。按照编码格式将迟滞处理后的信号进行解码，就可以得到低频磁场数据流信息。 [0128] 图14为本发明实施例中使用成对的比较器采用低频信号检测方法进行距离控制处理的示意图。如图14所示，AO为放大器的输出信号。其幅度变化范围从-A1到+A1，其对应的距离为L。假设需要对距离L进行控制，则首先查找幅度值与距离的对应表，得到在该距离上的信号幅度值。再设置1信号的比例门限为R1。根据R1，则高比较电平VG+、低比较电平VG-的设置满足在一个周期内，前端装置输出信号幅度大于VG+或小于VG-的时间百分比等于R1。对成对比较器的输出信号DO2、DO3进行或处理后得到信号DO4，对该信号进行采样，得到采样后的0、1数据流。图中0、1数据流上虚线框代表预设的时间窗，设置时间窗长度等于一个信号周期，对时间窗内的0、1信号进行统计，得到1信号所占比例，将该比例与1信号的比例门限进行比较，若大于比例门限，则认为感应模块进入距离L以内；否则认为未进入该距离。 [0129] 图15为本发明实施例中使用单个比较器采用磁场数据低频信号检测方法进行解码处理的示意图。如图15所示，AO为放大器的输出信号。输入比较器的比较电平VG设置为放大器输入参考电平。比较器的输出信号直接用做被解码信号。可设置数字毛刺滤波器可对该输入信号进行毛刺滤除。按照编码格式将信号进行解码，得到低频磁场数据流信息。 [0130] 图16为本发明实施例中使用单个比较器采用低频信号检测方法进行距离控制处理的示意图。如图16所示，AO为放大器的输出信号。其幅度变化范围从-A1到+A1，其对应的距离为L。假设需要对距离L进行控制，则首先查找幅度值与距离的对应表，得到在该距离上的信号幅度值。再设置1信号的比例门限为R1。根据R1，比较电平VG的设置满足在一个周期内，前端装置输出信号幅度大于VG的时间百分比等于R1。对比较器的输出信号进行采样，得到采样后的0、1数据流。图中0、1数据流上虚线框代表预设的时间窗，设置时间窗长度等于一个信号周期，对时间窗内的0、1信号进行统计，得到1信号所占比例，将该比例与1信号的比例门限进行比较，若大于比例门限，则认为感应模块进入距离L以内；否则认为未进入该距离。 [0131] 图3中的6个比较器可以配置成3对进行使用，同时进行解码、多个距离、距离区间的判断、控制。也可独立作为6个单独的比较器使用，同时进行进行解码、多个距离、距离区间的判断、控制。也可将其中部分比较器成对地使用，进行解码或距离、距离区间的判断、控制；将其中部分比较器独立地使用，进行解码或距离、距离区间的判断、控制。 [0132] 实际上，前端装置可以根据需要配置一个至多个比较器，用于多个距离、多个距离区间的距离判断和控制、低频磁场信号解码。 [0133] 本发明提供的低频信号检测方法，能够减小电路噪声和环境噪声对低频信号检测及传输系统中所接收到的低频信号的干扰，从而提高低频交变磁场距离检测和控制的精度。 |
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