Fm source and the optical system with a spectral shaping element

本発明は、一般的には信号送信に関し、更に特定すれば、光信号および電気信号の送信に関する。

本願は、
(i)Daniel Mahgerefteh et al.が２００２年１１月６日に出願した、係属中の先願米国特許出願第１０／２８９，９４４号、POWER SOURCE FOR A DISPERSION COMPENSATION FIBER OPTIC SYSTEM（分散補償光ファイバ・システムのための電源）（代理人整理番号TAYE-59474-00006）の一部継続出願であり、
(ii)Daniel Mahgerefteh et al.が２００２年１２月３日に出願した、係属中の先願米国特許出願第１０／３０８，５２２号、HIGH-SPEED TRANSMISSION SYSTEM COMPRISING A COUPLED MULTI-CAVITY OPTICAL DISCRIMINATOR（結合マルチキャビティ光判別器を備えた高速送信システム）（代理人整理番号TAYE-59474-00007）の一部継続出願であり、
(iii)Daniel Mahgerefteh et al.が２００３年１０月６日に出願した、係属中の先願米国特許出願第１０／６８０，６０７号、FLAT DISPERSION FREQUENCY DISCRIMINATOR (FDFD)（平坦分散周波数判別装置）（代理人整理番号TAYE-59474-00009）の一部継続出願であり、
(iv)Yasuhiro Matsui et al.が２００４年２月２７日に出願した、係属中の先願米国仮特許出願第６０／５４８，２３０号、OPTICAL SYSTEM COMPRISING AN FM SOURCE AND A SPECTRAL RESHAPING ELEMENT（ＦＭ源およびスペクトル整形エレメントを備えた光システム）（代理人整理番号TAYE-31 PROV)の優先権を主張し、
(v)Daniel Mahgerefteh et al.が２００４年３月１８日に出願した、係属中の先願米国仮特許出願第６０／５５４，２４３号、FLAT CHIRP INDUCED BY FILTER EDGE（フィルタ・エッジによって誘発する平坦チャープ）（代理人整理番号TAYE-34 PROV)の優先権を主張し、
(vi)Daniel Mahgerefteh et al.が２００４年４月２８日に出願した、係属中の先願米国仮特許出願第６０／５６６，０６０号、A METHOD OF TRANSMISSION USING PARTIAL FM AND AM MODULATION（部分的ＦＭおよびＡＭ変調を用いた送信方法）（代理人整理番号TAYE-37PROV)の優先権を主張し、
(vii)Daniel Mahgerefteh et al.が２００４年５月３日に出願した、係属中の先願米国仮特許出願第６０／５６７，７３７号、ADIABATIC FREUENCY MODULATION (AFM)（断熱周波数変調（ＡＦＭ））（代理人整理番号TAYE-39PROV)の優先権を主張し、
(viii)Daniel Mahgerefteh et al.が２００４年５月１０日に出願した、係属中の先願米国仮特許出願第６０／５６９，７６９号、FLAT CHIRP INDUCED BY AN OPTICAL FILTER EDGE（光フィルタ・エッジによって誘発する平坦チャープ）（代理人整理番号TAYE-40 PROV)の優先権を主張し、
(ix)Daniel Mahgerefteh et al.が２００４年５月１０日に出願した、係属中の先願米国仮特許出願第６０／５６９，７６８号、A METHOD OF TRANSMISSION USING PARTIAL FM AND AM MODULATION（部分的ＦＭおよびＡＭ変調を用いる送信方法）（代理人整理番号TAYE-41PROV)の優先権を主張し、
(x)Kevin McCallion et al.が２００４年１０月２５日に出願した、係属中の先願米国仮特許出願第６０／６２１，７５５号、SPECTRAL RESPONSE MODIFICATION VIA SPATIAL FILTERING WITH OPTICAL FIBER（光ファイバを用いた空間フィルタリングによるスペクトル応答の修正）（代理人整理番号TAYE-47PROV)の優先権を主張し、
(xi) Yasuhiro Matsui et al.が２００４年１１月１９日に出願した、係属中の先願米国仮特許出願第６０／６２９，７４１号、OPTICAL SYSTEM COMPRISING AN FM SOURCE AND A SPECTRAL RESHAPING ELEMENT（ＦＭ源およびスペクトル整形エレメントを備えた光システム）（代理人整理番号TAYE-48PROV)の優先権を主張する。

以上１１件の特定した特許出願は、ここで引用したことにより、本願にも含まれるものとする。
（発明の背景）
ディジタル光ファイバ送信機の品質および性能は、送信したディジタル信号が、著しい歪みを生ずることなく伝搬することができる距離によって決定する。 受信機において、分散ファイバを通じた伝搬後における信号のビット・エラー・レート（ＢＥＲ）を測定し、通例１０ ^−１２である一種のＢＥＲを得るために必要な光パワーを決定する。 これは感度と呼ばれている。 送信機の出力における感度の伝搬後における感度との差を、分散不利益(dispersion penalty)と呼ぶ。 これは、通例、分散不利益が〜１ｄＢのレベルに達する距離によって特徴付けられる。 外部変調源(externally modulated source)のような標準的な１０Ｇｂ／ｓ光ディジタル送信機は、分散不利益が〜１ｄＢのレベルに達する前に、１５５０ｎｍにおいて標準的な単一モード・ファイバ内を〜５０ｋｍの距離まで送信することができる。 これを分散限界と呼ぶ。 分散限界は、ディジタル信号は変換が限定される、即ち、信号はそのビットの間時間変動位相を有さず、１００ｐｓ即ち１／（ビット・レート）のビット周期を有するという基本的な想定によって決定する。 送信機の品質の別の尺度に、ファイバ伝搬後の絶対感度がある。

３種類の光送信機が現在従来技術の光ファイバ・システムにおいて用いられており、(i)直接変調レーザ（ＤＭＬ）、(ii)電気吸収変調レーザ（ＥＭＬ）、および(iii)外部変調マッハ・ゼンダー（ＭＺ）である。 １０Ｇｂ／ｓおよび１５５０ｎｍにおける標準的な単一モード・ファイバでの送信では、ＭＺ変調器およびＥＭＬが最も長い到達距離を有することができ、通例８０ｋｍに達することが一般に想定されている。 位相整形デュオバイナリ(phase shaped duobinary)と呼ばれる特殊な符号化方式を用いると、ＭＺ送信機は２００ｋｍまで達することができる。 一方、直接変調レーザ（ＤＭＬ）は＜５ｋｍに達するに過ぎない。 何故なら、これら固有の時間依存チャープが、この距離の後信号の激しい歪みの原因となるからである。

一例として、単一モード・ファイバにおいて１０Ｇｂ／ｓでＤＭＬ _Ｓの到達距離を＞８０ｋｍに延長する、光ファイバを通じた長距離光波データ送信（１０Ｇｂ／ｓにおいて＞８０ｋｍ）が、以下の文献に開示されている。 (i)Daniel Mahgerefteh et al.が２００２年１１月６日に出願した、米国特許出願第１０／２８９，９４４号、POWER SOURCE FOR A DISPERSION COMPENSATION FIBER OPTIC SYSTEM（分散補償光ファイバ・システムのための電力源）（代理人整理番号TAYE-59474-00006）、(ii)Daniel Mahgerefteh et al.が２００３年１０月６日に出願した、米国特許出願第１０／６８０，６０７号、FLAT DISPERSION FREQUENCY DISCRIMINATOR (FDFD)（平坦分散周波数判別装置）（代理人整理番号TAYE-59474-00009）、および(iii)Daniel Mahgerefteh et al.が２００２年１２月３日に出願した、米国特許出願第１０／３０８，５２２号、HIGH-SPEED TRANSMISSION SYSTEM COMPRISING A COUPLED MULTI-CAVITY OPTICAL DISCRIMINATOR（結合マルチキャビティ光判別器を備えた高速送信システム）（代理人整理番号TAYE-59474-00007）。 これらの特許出願は、ここで引用したことにより、本願にも含まれるものとする。 これら新規のシステムに付随する送信機は、マサチューセッツ州WilmingtonのAzna LLC社によるチャープ管理レーザ（ＣＭＬ） ^ＴＭと呼ばれることもある。 これら新たなシステムでは、周波数変調（ＡＦＭ）源の後段に光スペクトル整形器（ＯＳＲ）があり、周波数変調を用いて、振幅変調信号を増大させ、伝送ファイバにおける分散を部分的に補償する。 一実施形態では、周波数変調源は直接変調レーザ（ＤＭＬ）を備えている場合もある。 光スペクトル整形器（ＯＳＲ）は、周波数判別器と呼ばれることもあり、波長依存送信機能を有するしかるべき光エレメントによって形成することができる。 ＯＳＲは、周波数変調を振幅変調に変換するように改造することができる。

本発明の新規のシステムでは、更に１０Ｇｂ／ｓおよび１５５０ｎｍにおける標準的な単一モード・ファイバ上で２５０ｋｍ以上にＣＭＬ ^ＴＭ送信機の到達距離を延長するようにＯＳＲを構成することにより、周波数変調源のチャープ特性を別個に適合化し更に整形する。 本システムは、とりわけ、下記の文献に記載されているシステムから選択した特徴を組み合わせたものである。 (i)Yasuhiro Matsui et al.が２００４年２月２７日に出願した、米国仮特許出願第６０／５４８，２３０号、OPTICAL SYSTEM COMPRISING AN FM SOURCE AND A SPECTRAL RESHAPING ELEMENT（ＦＭ源およびスペクトル整形エレメントを備えた光システム）（代理人整理番号TAYE-31 PROV)、(ii)Daniel Mahgerefteh et al.が２００４年３月１８日に出願した、米国仮特許出願第６０／５５４，２４３号、FLAT CHIRP INDUCED BY FILTER EDGE（フィルタ・エッジによって誘発する平坦チャープ）（代理人整理番号TAYE-34 PROV)、(iii)Daniel Mahgerefteh et al.が２００４年４月２８日に出願した、米国仮特許出願第６０／５６６，０６０号、A METHOD OF TRANSMISSION USING PARTIAL FM AND AM MODULATION（部分的ＦＭおよびＡＭ変調を用いた送信方法）（代理人整理番号TAYE-37PROV)、(iv)Daniel Mahgerefteh et al.が２００４年５月３日に出願した、米国仮特許出願第６０／５６７，７３７号、ADIABATIC FREUENCY MODULATION (AFM)（断熱周波数変調（ＡＦＭ））（代理人整理番号TAYE-39PROV)、(v)Daniel Mahgerefteh et al.が２００４年５月１０日に出願した、米国仮特許出願第６０／５６９，７６９号、FLAT CHIRP INDUCED BY AN OPTICAL FILTER EDGE（光フィルタ・エッジによって誘発する平坦チャープ）（代理人整理番号TAYE-40 PROV)。 これらの特許出願の内容は、ここで引用したことにより、本願にも含まれるものとする。

本発明は、変調光源と一緒に動作する光スペクトル整形装置（ＯＳＲ）を提供し、変調信号のスペクトル特性を修正することにより、光送信距離を、分散限界よりも遥かに延長する。 ＯＳＲは、受動光エレメントとして定めることができ、光周波数依存損失および周波数依存位相を入力光信号に分与する。 また、本発明は、変調レーザ源、およびファイバ分散に対する耐性を高め、部分的周波数変調信号を実質的振幅変調信号に変換する光スペクトル整形システムも提供する。

光スペクトル整形装置（ＯＳＲ）は、結合マルチキャビティ（ＣＭＣ：Coupled Multicavity）フィルタのような種々のフィルタとすることができ、部分的周波数変調信号を実質的振幅変調信号に変換する忠実度を高める。 また、ＯＳＲは、部分的に、ファイバの分散を補償することができる。 本発明の一実施形態では、光フィルタに通信可能に結合した変調レーザ源を提供することができ、フィルタは、レーザ源の波長をロックし、部分的周波数変調レーザ信号を実質的振幅変調信号に変換するように構成されている。

本発明の一形態では、
基準二進信号を受信し、第１信号を生成するように構成されている光信号源であって、前記第１信号が周波数変調されている、光信号源と、
前記第１信号を第２信号に整形するように構成されている光スペクトル整形器であって、前記第２信号が振幅変調されかつ周波数変調されている、光スペクトル整形器と、
を備えており、
伝送ファイバにおける分散に対して前記第２信号の耐性を高めるように、前記第２信号の周波数特性を構成するような前記第１信号の周波数特性および前記光スペクトル整形器の光特性を特徴とする光ファイバ通信システムを提供する。

本発明の別の形態では、
第１周波数変調信号を発生する周波数変調源と、
前記第１周波数変調信号を受信し、第２振幅および周波数変調信号を発生する振幅変調器と、
を備えている光送信機を提供する。

本発明の別の形態では、
基準二進信号を受信するステップと、
第１信号を生成するために、前記基準二進信号を用いて光信号源を動作させるステップであって、前記第１信号を周波数変調する、ステップと、
前記第１信号を第２信号に整形するように、前記周波数変調信号を光スペクトル整形器に通過させるステップであって、前記第２信号を振幅変調および周波数変調する、ステップと、
前記第１信号の周波数特性、および前記光スペクトル整形器の光特性は、伝送ファイバにおける分散に対して前記第２信号の耐性を高めるように、前記第２信号の周波数特性を構成するステップと、
前記第２信号を伝送ファイバに通過させるステップと、
を備えている、伝送ファイバを通じて光信号を送信する方法を提供する。

本発明の別の形態では、
周波数変調信号を生成するために前記基準信号を用いるステップと、
前記周波数変調信号を受信し、振幅および周波数変調信号を発生するために振幅変調器を設けるステップと、
を備えている、基準信号の送信方法を提供する。

本発明の別の形態では、
周波数変調信号を生成するように構成されている光信号源と、
前記周波数変調信号を実質的に振幅変調信号に変換するように構成されている光スペクトル整形器と、
を備えており、
光ファイバにおける分散の少なくとも一部を補償するために、前記光信号源の動作特性と、前記光スペクトル整形部の光特性とを組み合わせることを特徴とする光ファイバ通信システムを提供する。

本発明の別の形態では、
レーザを設け、更に選択した光特性を有するフィルタを設けるステップと、
前記振幅変調信号を前記レーザに入力し、対応する周波数変調信号を発生するように、前記レーザを動作させるステップと、
前記フィルタに前記周波数変調信号を通過させて、その結果得られる信号を発生し、該得られた信号を前記ファイバに導入するステップと、
を備えており、
前記得られた信号が、前記ファイバにおける分散の少なくとも一部を補償するように構成されるように、前記レーザを動作させ、前記フィルタを選択する、ファイバを通じて振幅変調信号を送信する方法を提供する。

本発明の別の形態では、
第１信号を生成するように構成されている光信号源であって、前記第１信号が周波数変調されている、光信号源と、
前記第１信号を第２信号に変換するように構成されている光スペクトル整形器であって、前記第２信号が振幅変調されかつ周波数変調されている、光スペクトル整形器と、
を備えており、
前記第２信号の振幅特性が劣化する前に、前記第２信号の周波数特性が、ファイバを沿って前記第２信号が進行することができる距離を、所与の量を上回って延長するように構成されるような、前記第１信号の周波数特性、および前記光スペクトル整形器の光特性を特徴とする光ファイバ通信システムを提供する。

本発明の別の形態では、
第１信号を受信し、該第１信号を第２信号に変換するように構成されているモジュールであって、前記第２信号が振幅変調されかつ周波数変調されている、モジュールを備えており、
前記第２信号の周波数特性が、当該第２信号の振幅特性が劣化する前に、前記第２信号がファイバに沿って進行することができる距離を、所与の量を上回って延長するように構成されていることを特徴とする光ファイバ通信システムを提供する。

本発明の別の形態では、第１信号を第２信号に変換するように構成されたシステムを提供し、前記第２信号が振幅変調されかつ周波数変調されており、
当該第２信号の振幅特性が劣化する前に、前記第２信号がファイバに沿って進行することができる距離を、所与の量を上回って延長するように前記第２信号の周波数特性を適合させる改善を含む。

本発明の別の形態では、
基準信号を受信し、第１信号を生成するように構成されている光信号源であって、前記第１信号が周波数変調されている、光信号源と、
前記第１信号を第２信号に変換するように構成されていれる光スペクトル整形器であって、前記第２信号が振幅変調されかつ周波数変調されている、光スペクトル整形器と、
を備えており、前記第２信号の周波数特性が、当該第２信号の振幅特性が劣化する前に、前記第２光信号がファイバに沿って進行することができる距離を、所与の量を上回って延長するように構成されるような、前記第１信号の周波数特性および前記光スペクトル整形器の光特性を特徴とする光ファイバ通信システムを提供する。

本発明の別の形態では、
第１信号を生成するように構成されている光信号源であって、前記第１信号が周波数変調されている、光信号源と、
前記第１信号を第２信号に変換するように構成されている光スペクトル整形器であって、前記第２信号が振幅変調されかつ周波数変調されている、光スペクトル整形器と、
を備えており、
前記第２信号の耐分散性を高めるように、前記光スペクトル整形器の周波数依存損失を調節することを特徴とする光ファイバ通信システムを提供する。

本発明の別の形態では、
周波数変調ディジタル信号を生成するように構成された光源を備えており、
前記ディジタル信号が有する時間可変周波数変調が、各１ビットを通じて実質的に一定であり第１周波数に等しく、各０ビットを通じて実質的に一定であり第２周波数に等しく、前記第１周波数と前記第２周波数との間の差が、ビット・レート周波数の０．２倍および１．０倍の間であることを特徴とする光ファイバ・システムを提供する。

本発明の別の形態では、
第１光ＦＭ信号を発生するために、第１ディジタル基準信号によってＤＦＢレーザを変調するステップと、
前記第１ＦＭ信号は、奇数個の０ビットによって分離されている１ビットの間にπの位相以降を有し、
コントラスト比が高い第２光信号を生成するために、前記第１光ＦＭ信号の振幅を第２ディジタル基準信号によって変調するステップと、
を備えている耐分散ディジタル信号の発生方法を提供する。

ここに記載する実施形態に基づけば、分散補償光フィルタの方法およびシステムならびにシステムの多くの変更、変形、および組み合わせが可能となる。 前述の説明、ならびに本発明のその他の多くの特徴および付随する利点は、以下の詳細な説明を、添付図面と関連付けて検討することにより明白となろう。 図面において、同様の参照番号は同様の部分を示すものとする。

本発明の一実施形態では、ＣＭＬ ^ＴＭは、ビットの光位相間に特殊な相関関係ができるように、同時振幅および周波数変調を有するディジタル光信号を発生する。 この位相相関関係は、得られる光信号の光ファイバにおける分散に対する耐性を高め、ＣＭＬ ^ＴＭの到達距離を更に延長する。

本発明の好適な一実施形態では、ＣＭＬ ^ＴＭは、直接変調ＤＦＢレーザおよび光スペクトル整形器（ＯＳＲ）から成る。 分布帰還（ＤＦＢ：distributed feedback)レーザを電気ディジタル信号で変調し、ディジタル信号を１ビットおよび０ビットで表す。 ＤＦＢレーザをそのしきい値、例えば、８０ｍＡよりも高くバイアスし、比較的小さな電流変調によって変調する。 得られる光信号は、振幅変調（ＡＭ）を有し、１ビットは０ビットよりも大きな振幅を有する。 １ビットの０ビットに対する振幅に比率を、通例、消失比（ＥＲ：extinction ratio)と呼ぶ。 重要なのは、変調光信号は、断熱チャープと呼ばれる周波数変調成分を有し、これが振幅変調と同時であり時間的にほぼ同じプロファイルを有することである。 その一例を図１に示す。 光出力の消失比（ＥＲ）は、レーザのＦＭ効率に応じて、ある範囲に渡って変化することができる。 ＦＭ効率は、断熱チャープの変調電流に対する日（ＧＨｚ／ｍＡ）として定める。 変調電流が大きい程ＥＲそして断熱チャープが増大する。

直接変調レーザのチャープ特性は、以前から知られている。 レーザを電気信号で変調すると、その瞬時光周波数は、１および０に対応する２つの極値間で変化し、周波数変化における差を断熱チャープと呼ぶ。 強度プロファイルにほぼ従う断熱チャープに加えて、ビットの１から０および０から１への遷移時には、過渡周波数成分があり、過渡チャープと呼ばれている。 過渡チャープの大きさは、レーザのバイアスを変調電流に対して調節することによって制御することができる。 本発明の一実施形態では、高バイアスおよび小変調を用いることによって過渡チャープ成分を最少に抑える。 次いで、傾斜が鋭い光バンド・パス・フィルタのエッジのような、光スペクトル整形器（ＯＳＲ）に信号を通過させる。 ＯＳＲは、入力光信号の周波数プロファイルを修正し、図１に示すような、平頂および方形周波数プロファイルを生成する。 本発明の好適な実施形態では、得られる平頂チャープの大きさを、以下で説明するように、ビット間のスペクトル位相相関関係が得られるように選択する。 ＦＭ効率値η _ＦＭを与えると、所望の断熱チャープΔｖは、変調電流Δｉ＝Δｖ／η _ＦＭを指定し、一方これは消失率

を決定する。 ここで、Ｉ _ｂはバイアス電流、Ｉ _ｔｈはレーザのしきい値電流である。 ＯＳＲ後における平頂チャープの大きさは、レーザの出力における断熱チャープの大きさ、およびＯＳＲの傾斜によって決定される。 １０Ｇｂ／ｓのＮＲＺ信号では、例えば、ＤＦＢレーザに対して、所望のチャープは〜４．５ＧＨｚであり、ＥＲは〜１ｄＢ、ＦＭ効率は〜０．２ＧＨｚ／ｍＡである。 平均傾斜が約２．３ｄＢ／ＧＨｚであるＯＳＲにこの光信号を通過させると、このチャープの大きさが約５ＧＨｚに増加する。 この値の意味は、以下で説明するようにビット間における所望の位相相関関係である。

本発明の重要な面の１つは、光信号の周波数が時間と共に変化していくと、チャープによって、ビットの位相も、ビット期間、立ち上がり／立ち下がり時間、およびチャープ量に応じて変化することが分かることである。 尚、正弦波である光搬送波を監視すると、ある時点において、位相が搬送波上における特定の位置になることを観察できることは、注記すべきであろう。 波の頂上およびその谷の間の位相差は、例えば、πである。 周波数は、ピーク間の間隔を記述し、周波数が高い程波は集中し、単位時間当たり通過する頂上が増加することを意味する。 数学的には、位相は光周波数の時間積分である。 ビット期間がＴのディジタル信号でレーザを変調すると、２つのビットの間の光位相差は、平頂チャープ、およびビット間の総時間差に依存する。 以下の例に示すように、この位相差は、ファイバにおける信号の伝搬を高めるために用いることができる。

光電場(optical electric field)は、振幅エンベロープ、時間可変位相、および搬送波周波数によって、以下のように特徴付けられる。

ここで、A(t)は、振幅エンベロープ、ω _０は光搬送波周波数、そしてφ(t)は時間可変位相である。 例えば、チャープのない、即ち、いわゆる変換限定パルスでは、時間可変位相は０である。 瞬時周波数は以下の式によって定める。

尚、式２におけるマイナス符号は、搬送波周波数を負周波数に取る複素表記の慣例に基づいている。 したがって、光ファイバ上における２つの地点間での光位相差は、次のように示される。

ある大きさの平頂チャープを有するＣＭＬ ^ＴＭの出力における１０１ビット・シーケンスについて検討する。 １ビットの周波数を基準周波数とすると、平頂チャープ値が５ＧＨｚおよび１０ＧＨｚである場合について、１０Ｇｂ／ｓディジタル信号（１００ｐｓパルス期間）に対する２つの場合において、以下に示すグラフが得られる。 パルスは、理想的な方形形状の振幅、および期間が１００ｐｓの平頂チャープを有すると仮定する。 重要なのは、５ＧＨｚの平頂チャープでは、１つの０によって分離された２つの１ビットの間にπの位相移行があることである。

式（３）および（４）に従って、位相の移行は、２つの０ビットによって分離された２つの１ビットの間では２πとなり、３つの０ビットによって分離された２つの１ビットでは３πとなる等となる。 一般に、奇数個の０ビットによって分離された２つの１ビットは、５ＧＨｚのチャープ、および１０Ｇｂ／ｓ信号に対して、πだけ位相がずれる。 １０ＧＨｚのチャープおよび１０Ｇｂ／ｓ方形パルスでは、奇数のビットによって分離された１ビットは同相となる。 即ち、位相差は２πとなる。

この位相移行の意味は、５ＧＨｚの平頂チャープを有する１０１ビット・シーケンスを、分散ファイバを通じて伝搬させると理解できる。 ここで、各パルスは、その有限帯域幅のために広がる。 図３は、πの位相移行によって、２つのビットが０ビットの中心において減算的に干渉し、したがって受信機の判断回路によって区別可能に１および０ビットを保持することを示す。 判断しきい値によって選択されるしきい値電圧よりも上では、全ての信号が１としてカウントされ、それより下では０ビットとしてカウントされる。 したがって、位相の移行は、１および０ビット間の差別化をし易くし、ビットの拡幅はこのビット・シーケンスに対するＢＥＲを低下させない。 したがって、本発明の好適な実施形態に基づいて考案したπの位相移行は、耐分散性を高める。 中間チャープ値では、部分的な干渉があり、送信距離を延長させるには十分であるが、前述の場合における距離までは延長できない。

光スペクトル整形
本発明の一実施形態では、発生したＦＭ変調信号を光スペクトル整形器に通過させ、信号の耐分散性を高めるように、１および０ビットを横切る信号の瞬時周波数プロファイルを変化させる。 RE Epworthによる英国特許ＧＢ２１０７１４７Ａのような従来技術では、ＦＭ源からの信号を濾波して、強度変調を生成する。 強度変調は、フィルタを通過した後の方が、フィルタを通過する前よりも変調深度が高い。 本発明では、振幅変調のみの増大ではなく、光スペクトル整形器（ＯＳＲ）を用いて光スペクトル整形を達成することができる。 本発明の一実施形態では、出力信号の瞬時周波数プロファイルを、ＯＳＲの後にそのビットを横切って修正し、歪みのない伝搬距離を延長する。

本発明の好適な実施形態では、半導体レーザをディジタル基準信号によって直接変調して、断熱チャープを有するＦＭ変調信号を生成する。 次いで、レーザの出力をＯＳＲに通過させる。 本例では、ＯＳＲは、３キャビティ・エタロン・フィルタとするとよく、その透過(transmission)のエッジにおいて用いられる。 直接変調レーザのような周波数変調源のチャープ出力は、断熱的である。 これが意味するのは、パルスの時間周波数プロファイルは、パルスの強度プロファイルと実質的に同じ形状を有するということである。

好適な実施形態では、Daniel Mahgerefteh et al.が２００４年３月１８日に出願した、米国仮特許出願第６０／５５４，２４３号、FLAT CHIRP INDUCED BY FILTER EDGE（フィルタ・エッジによって誘発する平坦チャープ）（代理人整理番号TAYE-34 PROV)に記載されているように、ＯＳＲは断熱チャープを平頂チャープに変換する。 この特許出願の内容は、ここで引用したことにより本願にも含まれるものとする。

図４は、ＯＳＲの前および後におけるガウス・パルスの光強度および瞬時周波数プロファイルを示す。 ガウス・パルスは、ＯＳＲの前では断熱チャープを有する。 即ち、その瞬時周波数プロファイルは、その強度プロファイルと同じガウス形状を有する。 ＯＳＲの後、振幅および瞬時周波数プロファイルの双方は変化する。 ピーク・パワー対背景パワーの比率（消失率）が増加し、この例ではパルスは多少狭くなる。 本発明の重要な面の１つは、図４における破線の水平緑線で示す、ＯＳＲの通過によって生ずる平頂瞬時周波数プロファイルである。 平頂チャープが生成されるのは、信号の光スペクトルのスペクトル位置がＯＳＲ透過のエッジと整合するときである。 最適な位置は、断熱チャープおよびＯＳＲ透過エッジの傾斜によって異なる。

平頂チャープ・パルスの瞬時周波数プロファイルは、図５に示すように、平頂の立ち上がり時間、立ち下がり時間、期間、および傾斜、ならびに平頂チャープ値によって特徴付けられる。 一方、傾斜は２つの周波数値ｆ _２およびｆ _１によって規定することができる。 本発明の一実施形態では、周波数プロファイルの平頂部分の立ち上がり時間、立ち下がり時間、期間、および傾斜を、振幅プロファイルの立ち上がり時間、立ち下がり時間、期間に対して調節し、分散限界を超えて信号の送信距離を延長する。

パルスの瞬時周波数プロファイルを整形することの重要性は、１７ｐｓ／ｎｍ／ｋｍ分散を有する２００ｋｍの分散ファイバを通じた伝搬の後において、このようにスペクトル整形した１０Ｇｂ／ｓパルスのビット・エラー・レートを示すシミュレーションによって理解することができる。 図６は、ＯＳＲの後における信号の瞬時周波数プロファイルにおいて測定した、所与の平頂チャープ値についてのそれを示す。 このような場合、立ち上がり時間および立ち下がり時間を様々に変化させることにより、ＢＥＲ感度を最適化することができる。 また、瞬時周波数プロファイルの所与の立ち上がり時間および立ち下がり時間に対して、ファイバを通じた伝搬の後に所望のＢＥＲ感度を達成するためには、チャープ値を３ＧＨｚから１０ＧＨｚの範囲で変化させることができる。

本例の計算から、以下の結論を導き出すことができる。
(i)瞬時周波数プロファイルの立ち上がり時間および立ち下がり時間を短くすることにより、ＯＳＲ後における最適断熱チャープは５ＧＨｚとなり、これによってファイバ伝搬後に最も低い感度が得られる。

(ii)３から１０ＧＨｚの範囲におけるいずれのチャープを用いても、チャープがない場合に対して送信を延長することができる。 立ち上がり時間および立ち下がり時間は、断熱チャープ値に基づいて調節しなければならない。 先の例では、＜３０ｐｓの立ち上がり時間および立ち下がり時間が常に最適である。

(iii)ＯＳＲの透過プロファイルの傾斜（ｄＢ／ＧＨｚ）を増加させることにより、瞬時周波数の立ち上がり時間および立ち下がり時間を短縮することができる。 周波数プロファイルの平頂部分の傾斜は、ＯＳＲの分散によって決定され、分散耐性を更に高める。

図７は、別の例を示し、ＯＳＲの傾斜（ｄＢ／ＧＨｚ）をここでは２倍に増加させることにより、ＯＳＲの後における瞬時周波数プロファイルの立ち上がり時間および立ち下がり時間を短縮する。 本発明の一実施形態では、周波数変調信号の出力をＯＳＲに通過させ、ＯＳＲの傾斜（ｄＢ／ＧＨｚ）を増加させることにより、周波数プロファイルの立ち上がり時間および立ち下がり時間を短縮する。

スペクトル狭量化
同じディジタル情報で同時に周波数変調および振幅変調を行うと、信号の光帯域幅が狭まり、搬送波周波数が抑制される。 この効果が最も顕著となるのは、チャープ値がビット・レート周波数の半分、即ち、１０Ｇｂ／ｓでは５ＧＨｚチャープとなるときである。 これは、奇数個の０ビットによって分離された１ビット間の０からπの位相変化、即ち、それ以外のランダム・ビット・シーケンスの位相間における最適相関関係に対応する。 ビット・レート周波数の２０％から８０％の間のチャープ値の近似範囲（１０Ｇｂ／ｓのビット・レートでは２〜８ＧＨｚ）では、搬送波が著しく抑制され、スペクトルが狭量化する。 ０値のチャープまたはビット・レート周波数の周波数に等しいチャープでは、搬送波が存在し、スペクトルは再度広がる。 これは、全てのパルスの位相がこれら２つの場合に対して等しくなり、位相相関関係が失われるからである。 図８に示すように、振幅変調および周波数変調の適用によるスペクトルの狭量化により、高周波側でスペクトルが狭量化する。 尚、本例ではチャープは１０Ｇｂ／ｓに対して〜７．５ＧＨｚであることを注記しておく。 ＯＳＲのピーク透過に対する信号のスペクトル位置を調節し、スペクトルがＯＳＲの低周波数エッジ上にくるようにする。 これによって、低周波側でスペクトル幅が更に減少する。 スペクトル帯域幅を狭めることにより送信距離が延長する。

本発明の一実施形態では、ＯＳＲの帯域幅（ＢＷ）はビット・レート未満である。 ディジタル信号のスペクトルは、ディジタル情報のスペクトルとパルス形状のフーリエ変換の積によって決定される。 前述のように奇数個の０ビットによって分離されている１ビット間にπの位相移行を与える正確な量のＦＭ変調（１０Ｇｂ／ｓデータ・レートでは５ＧＨｚのチャープ）を用いると、情報ＢＷが減少する。 耐分散性を高めるためには、パルス形状のスペクトルをなおも減少させる必要がある。 これは、本発明の好適な実施形態における帯域幅制限ＯＳＲによって行われる。

図８は、断熱チャープの所与の値に対して、ＯＳＲのピーク透過に対する信号のスペクトル位置を調節し、送信距離を延長できることを示す。 図８は、ＯＳＲに対するスペクトル移行の関数として、送信機（折返し）(back-to-back)における、そして１７ｐｓ／ｎｍ／ｋｍを有する２００ｋｍのファイバを通じた伝搬の後における１０Ｇｂ／ｓ信号に対する感度を示す。 感度は、１０ ^−１２のビット・エラー・レートを達成するために必要な平均光パワー（単位はｄＢｍ）として定められる。 本例におけるＯＳＲは、３キャビティ・エタロンである。 したがって、本発明の実施形態では、周波数変調源の断熱チャープ、およびＯＳＲに対して得られるスペクトルのスペクトル位置を調節して、分散ファイバを通じた伝搬後において所望のビット・エラー・レートを達成する。

図９は、非ガウス形状バンド・パス・フィルタによって形成したＯＳＲの一例を示す。 図９は、ＯＳＲの透過プロファイルおよび導関数(derivative)、即ち、周波数依存傾斜をｄＢ目盛で示す。 また、図９は、整形する入力ＦＭ信号のスペクトル位置も示す。 本発明の好適な実施形態は、１のピーク周波数がＯＳＲの透過プロファイルのピーク対数導関数の付近となるような、ＯＳＲ上のＦＭ信号の最適スペクトル位置を求める。 本例では、導関数はｄＢ目盛上では線形でなく、ＯＳＲは非ガウス・スペクトル・プロファイルを有することを示す。 ガウス型ＯＳＲであれば、周波数の関数として線形な傾斜を有する。 また、図９は、入力信号のクロック周波数成分の位置も示す。 この成分は、ＯＳＲの後に大幅に減少している。 一方、これによって、ＯＳＲ後に得られる第２信号のＲＦスペクトルにおけるクロック周波数成分が減少する。 本例では、ピーク傾斜は２．７ｄＢ／ＧＨｚであり、この場合ＯＳＲの３ｄＢ帯域幅は約８ＧＨｚとなる。

ＯＳＲについての本発明の実施形態では、ＯＳＲの後に得られる信号のＲＦスペクトルにおいて、クロック周波数成分、１０Ｇｂ／ｓのＮＲＺ信号の場合１０ＧＨｚも減少する。

最適なＯＳＲ形状は、送信機がその出力（折返し）および透過後の双方において優れた性能を有する。 折返し性能は、アイ線図においてビットの最少歪みを有することによって決定され、一方透過後の性能は低歪み不利益(low dispersion penalty)によって決定される。 米国仮特許出願第６０／５５４，２４３号、（代理人整理番号TAYE-34 PROV)および第６０／６２９，７４１号（代理人整理番号TAYE-48 PROV)に記載されているように、断熱チャープ入力信号を平頂チャープを有する信号に変換するには、フィルタの傾斜にはある値が必要である。 ＯＳＲは、入力パルスの振幅の第１導関数を、エッジにおいて青色移行過渡チャープに変換することが示されている。 傾斜の最適値では、追加された過渡チャープがエッジにおいてチャープを増大し、ほぼ平頂のチャープを生成する。

米国仮特許出願第６０／５５４，２４３号、（代理人整理番号TAYE-34 PROV)および第６０／６２９，７４１号（代理人整理番号TAYE-48 PROV)は、ＯＳＲの重要なパラメータの１つはその傾斜の傾斜(slope of slope)であることを開示している。 これらの特許出願は、ここで開示したことにより、本願にも含まれるものとする。 本発明においては、傾斜の傾斜（ＳｏＳ）は、図１１に示すように、透過のピーク対数導関数（単位はｄＢ／ＧＨｚ）のこのピークの透過ピーク（単位はＧＨｚ）の周波数オフセットに対する比率であると定める。 本発明の一実施形態では、ＯＳＲの傾斜の傾斜を調節して、折返し送信機ＢＥＲを最適化し、更にファイバ送信後におけるＢＥＲを低下させる。 例えば、１０Ｇｂ／ｓ送信機では、傾斜の傾斜をほぼ０．３８ｄＢ／ＧＨｚ ^２から０．６ｄＢ／ＧＨｚ ^２の範囲とすれば、きれいな折返しアイ線図および送信後における低ＢＥＲが得られる。 加えて、透過の中心付近におけるＯＳＲの傾斜は、ほぼ線形である必要がある。 線形から逸脱すると、得られる出力アイ線図において歪みが混入し、したがって、ビット・エラー・レートの上昇を招く。 線形の傾斜は、丸頂整形フィルタ(round-top shape filter)に対応する。 したがって、例えば、中心付近での傾斜がほぼゼロである平頂フィルタは望ましくない。 バンド・パスＯＳＲの３ｄＢ帯域幅は、ビット・レートの６５％から９０％の範囲になければならない。

このようなＯＳＲの例を２つ図１２に示す。 これらは６ＧＨｚまたは５．５ＧＨｚの帯域幅を有する二次ベッセル・フィルタである。 二次ベッセル・フィルタの形状は、当業者には周知であり、数学的には次のように記述する。

ここで、p=2if/Δf _3dBである。 ここで、Ｔは電磁界透過(field transmission)であり、ｆはフィルタの中心からの光周波数のオフセット、そしてΔf _3dBはフィルタの３ｄＢ帯域幅である。 測定量は、フィルタの光透過であり、式６における電磁界透過の絶対二乗|T(p)| ²であり、図１２のグラフに示す。 ベッセル・フィルタは、通常、電気ロー・パス・フィルタとして用いられる。 何故なら、これはその通過帯域において歪みを最少に抑えるからである。 本発明の一実施形態では、ベッセル・フィルタは光フィルタであり、これを選択したのは、そのピーク透過付近において所望の傾斜の傾斜および線形傾斜が得られるからである。 帯域幅が６ＧＨｚの二次ベッセル・フィルタの傾斜の傾斜は、０．４６ｄＢ／ＧＨｚ ²であり、帯域幅が５．５ＧＨｚの二次ベッセル・フィルタの傾斜の傾斜は、０．５７ｄＢ／ＧＨｚ ²である。 これらの例は、フィルタの帯域幅を調節すれば、ＳｏＳを所望の値に変化させることができることを示す。

本発明にしたがって用いることができるフィルタの別の例に、帯域幅が７．５ＧＨｚの四次ベッセル・フィルタがあり、これも図１２に示す。 このＯＳＲは、０．４１ｄＢ／ＧＨｚ ²の傾斜の傾斜を有する。 四次ベッセル・フィルタの電磁界透過は、正規化した周波数の関数として、以下のように示される。

図１３は、折返しに対する、そして３４００ｐｓ／ｎｍ分散を有する２００ｋｍのファイバの後において計算したアイ線図の例を示す。 本例では、帯域幅が５．５ＧＨｚの二次ベッセル・フィルタを用いた。 左欄のアイ線図は、送信機（上）の折返し光アイ（いわゆるＯ−アイ）、および２００ｋｍ送信後のアイ（３４００ｐｓ／ｎｍ）である。 右欄のアイ図は、通例〜８ＧＨｚ帯域幅を有する光電変換器の後に測定したアイ線図であり、電気アイ（Ｅ−アイ）と呼ぶ。 電気アイは受信機の出力におけるそれであり、受信機は光信号を電気信号に変換し、これを判断回路に供給して、１および０ビットを区別する。

直接変調レーザは、過渡チャープを生成する。 これは、断熱チャープに加えて、１から０および０から１ビットへの遷移において発生する。 従来の直接変調レーザでは、過渡チャープはパルス歪みを助長し送信後のＢＥＲを高めるので有害であった。 しかしながら、ＦＭ源として用いると、直接変調レーザの後段にＯＳＲがあり、レーザの出力においてはある過渡チャープが望ましいことが判明した。 本例では、レーザの断熱チャープは４．５ＧＨｚであり、ＯＳＲはその透過エッジ付近において動作する２キャビティ・エタロン・フィルタである。

図１４は、１０Ｇｂ／ｓ送信機の、その出力におけるアイ線図、および３４００ｐｓ／ｎｍ分散を有する２００ｋｍのファイバを通じた伝搬後におけるアイを示す。 レーザの出力における過渡チャープは、ＯＳＲの前では、ゼロ（〜０．２ＧＨｚ）（左欄）または２ＧＨｚ（右欄）のいずれかである。 図１４を見ると、２ＧＨｚ過渡チャープを有する場合、歪みが少ないアイ折返し(eye back to back)が得られることが明らかである。 ２００ｋｍのファイバの後におけるアイも、２ＧＨｚ過渡チャープを有する場合において、一層大きく開いており、シンボル間干渉（ＩＳＩ）が少なくなっている。 したがって、本発明の一実施形態は、周波数変調源の過渡チャープ、および光スペクトル整形器の傾斜の傾斜を調節して、最少の歪みを有する所望の送信機出力を得て、更に分散限界を超える送信機のエラーのない伝搬距離を延長する。

実際には、マルチキャビティ・エタロンのような光フィルタは、所望の透過形状および傾斜の傾斜を有していない場合もある。 したがって、本発明の別の実施形態では、フィルタに入射する光信号の入射角度およびビーム発散を調節して、所望のＳｏＳを得る。 図１５は、２キャビティ・エタロンについて入射角度の関数として測定した傾斜および傾斜の傾斜の一例を示す。 ピーク傾斜は、最初に、角度が大きくなるに連れて減少し、最小値に達し、その後再度増加する。 １０／２５／０４ et al.が２００４年１０月２５日に出願した米国仮特許出願第６０／６２１，７５５号、SPECTRAL RESPONSE MODIFICATION VIA SPATIAL FILTERING WITH OPTICAL FIBER（光ファイバを用いた空間フィルタリングによるスペクトル応答の修正）（代理人整理番号TAYE-47PROV)に記載されているように、大きな角度における傾斜の増加は、空間フィルタリングによって生ずる。 この特許出願の内容は、ここで引用したことにより、本願にも含まれるものとする。 同じ角度の範囲では、傾斜の傾斜は、０．７５ｄＢ／ＧＨｚ ²から０．３５ｄＢ／ＧＨｚ ²まで単調に減少する。 何故なら、ピーク位置が角度の増大に連れて上昇するからである。 本例では、入射角度を１．２から２度に調節することにより、０．４５ｄＢ／ＧＨｚ ²の最適値が得られる。

前述の例では、光スペクトル整形器（ＯＳＲ）は、マルチキャビティ・エタロン・フィルタであった。 本発明の別の好適な実施形態では、ＯＳＲは、図１６に示すような、エッジ・フィルタでもよい。 エッジ・フィルタは、ある周波数範囲の周波数では実質的に平坦な透過、およびピーク透過の一方側において鮮鋭なエッジを有する。 この場合、最初の光信号の位置は、実質的に透過の傾斜上となる。

ＯＳＲ分散
また、ＯＳＲは、何らかの分散補償およびスペクトル整形も行うことができる。 図１７は、フィルタの透過特性およびその対応する分散プロファイルを示す。

フィルタ分散は、ファイバ分散の一部を補償することができる。 例えば、レーザ周波数スペクトルが、負の分散を有する通常の分散ピークと実質的に重複する場合、正の分散を有する標準的な単一ファイバの送信が延長する。 レーザ周波数スペクトルが異常分散ピークと実質的に重複する場合、分散が正であるとすると、正の分散を有する標準的なファイバに対しては送信距離が短縮するが、分散補償ファイバ（ＤＣＦ）のような負の分散ファイバ上では、到達距離が延びる。 図１８は、分散があるＯＳＲおよび分散がないＯＳＲの場合について、ファイバ距離の関数として感度を示す。 レーザ・スペクトルは、ＯＳＲの負の分散ピークと実質的に重複する。 図１８に示すように、負の距離は、その長さの負の分散を有するファイバを示す。 したがって、例えば、−１００ｋｍは、−１７ｐｓ／ｎｍ／ｋｍ分散を有する１００ｋｍの分散補償ファイバを示す。

ＦＭ源
本発明は、消失比（ＥＲ）が高い耐分散ＦＭ信号の発生のために種々の方法を教示する。 本発明の一実施形態では、ＦＭ信号を２段階で発生する。

最初に、基準ディジタル信号を選択し、直接変調ＤＦＢレーザを変調して、奇数個の０ビットによって分離された２つの１ビット間の位相差がπの奇数倍数となるように断熱チャープを有するＦＭ信号を発生する。 一例として、１００ｐｓのパルスおよびほぼ方形形状の瞬時周波数プロファイルを有する１０Ｇｂ／ｓ ＮＲＺ信号では、これは５ＧＨｚとなる。

次に、図１９に示すように、得られた光信号を、ＬｉＮｂＯ _３変調器または電気吸収変調器のような、第２振幅変調器を介して送出する。 振幅変調器を第２ディジタル基準信号によって変調する。 第２ディジタル基準信号は、第１ディジタル基準信号の複製である。 変調器に供給した基準信号は、変調器の伝達関数に応じて、レーザを変調する変調器に対して逆転してもよい。 これは、例えば、信号が高い程変調器の損失が増大するという場合である。 したがって、高い信号はレーザから更に高い振幅光信号を生成し、対応する低い信号が変調器に供給される。 ＡＭ変調器は、ＬｉＮｂＯ _３変調器のような種々の光振幅変調器、または電気吸収変調器とすることができる。 図２０に示すように、ＤＦＢおよびＥＡを同じチップ上に集積することもできる。

本発明の一実施形態では、レーザおよび変調器に供給する第１および第２基準信号は、それぞれ、ＦＭおよびＡＭ信号を発生するように適合化することができる。 これらのＦＭおよびＡＭ信号は、図２１に例証するように、時間的プロファイルが相違し、２つのディジタル基準信号間には位相差がある場合もある。 また、第１信号の瞬時周波数の立ち上がり時間および立ち下がり時間、ならびにＡＭ変調器後に得られる第２信号の立ち上がり時間および立ち下がり時間も異なる場合がある。 加えて、前述の予備説明および例によって説明したように、ＦＭおよびＡＭパルス・プロファイルの期間も異なる場合がある。 本発明の好適な実施形態では、立ち上がり時間および立ち下がり時間、断熱チャープ、振幅変調深度、ならびに２つのディジタル基準信号の間の位相遅延を変化させて、ファイバ分散に対する送信信号の分散耐性を高める。 周波数および振幅プロファイルに対するこれらのパラメータを図２１に定める。

本発明の別の実施形態では、そして図２２に示すように、帯域幅制限フィルタまたはＯＳＲを、前述のＦＭ／ＡＭ源の後段に配置してもよい。 ＯＳＲまたはフィルタは、ビット・レート周波数、例えば、１０Ｇｂ／ｓ ＮＲＺ信号では１０ＧＨｚ以上である光周波数成分を減少させるように選択する。

パラメータ範囲
本発明の種々の実施形態では、信号の送信距離を延長するためには、光スペクトル整形器の後における性能を最適化する必要があり、次のような好ましい特性に至る。

(i)ＡＭ ＥＲ＜３ｄＢ（即ち、レーザの強度出力の消失比は、過渡チャープを最少に抑えるためには、３ｄＢ未満であることが好ましい）。
(ii)２．５から７．５ＧＨｚの範囲の断熱チャープ（即ち、最適な透過のためには、レーザの出力における断熱チャープはΔｆ＝ｆ _１ −ｆ _０ ≒２．５〜７．５ＧＨｚである）。

(iii)光スペクトル整形器の帯域幅は、５から１０ＧＨｚの範囲である（即ち、ＯＳＲは、スペクトル狭量化の効果を最大にするために、５から１０ＧＨｚのフィルタ帯域幅を有する。

変更例
本開示の考察から、当業者には本発明の更に別の実施形態も明らかであることは認められよう。 本発明は、ここに開示した、および／または図面に示した特定の構造には決して限定されず、発明の範囲に該当するどのような変更や均等物も含むことは理解されてしかるべきである。

図１は、同時振幅変調および周波数変調（即ち、平頂チャープ）を行った光ディジタル信号を示す。

図２は、１０Ｇｂ／ｓディジタル信号に対する５ＧＨｚおよびＧＨｚの平頂チャープ値に対する１０１ビット・シーケンスの瞬時周波数および位相を示す。

図３は、伝搬前後における、平頂チャープがある（ＣＭＬ出力）およびない（標準ＮＲＺ）１０１ビット・シーケンスを示す。

図４は、ＯＳＲ前の、断熱チャープ・プロファイルを有するガウス・パルス、およびＯＳＲの後に得られるパルス形状および平頂チャープを示す。

図５は、パルスの瞬時周波数プロファイルおよびパルスの定義を示す。

図６は、瞬時周波数プロファイルの立ち上がり時間および立ち下がり時間の関数として、２００ｋｍ後における受信機感度を示す。

図７は、２つの異なる傾斜を有する、ＯＳＲ後における、瞬時周波数プロファイルおよび強度プロファイルを示す。

図８は、２つの異なる傾斜を有する、ＯＳＲ後における、断熱チャープ信号の光スペクトルを示す。

図９は、断熱チャープの種々の値に対する、２００ｋｍの１７ｐｓ／ｍｍ／ｋｍファイバ後における受信機感度、およびこの例では３キャビティ・エタロン・フィルタである、ＯＳＲに対する信号のスペクトル移行を示す。

図１０は、ＯＳＲスペクトルに対する信号の非ガウス型ＯＳＲおよびスペクトル位置の一例を示す。

図１１は、ＯＳＲ上における傾斜の傾斜の定義を示す。

図１２は、所望の傾斜の傾斜が得られるＯＲＳとして用いたベッセル・フィルタを示す。

図１３は、２００ｋｍ（３４００ｐｓ／ｎｍ）のファイバを通じた送信の前および後における光および電気アイ線図を示す。

図１４は、レーザの出力に過渡チャープがあるチャープ管理レーザ（ＣＭＬ

^ＴＭ ）送信機についての、折返しおよび２００ｋｍのファイバ後のアイ線図を示す。

図１５は、２キャビティ・エタロンについて測定した傾斜および傾斜の傾斜を示す。

図１６は、ＯＳＲとして用いたエッジ・フィルタの透過および傾斜を示す。

図１７は、ＯＳＲの一例およびその分散プロファイルを示す。

図１８は、考慮したＯＳＲに分散がある場合およびない場合における散乱１７ｐｓ／ｎｍ／ｋｍの感度対ファイバ長の関係を示す。

図１９は、ＤＦＢ ＦＭ変調器および別個の振幅変調器を有するＦＭ光源を示す。

図２０は、変調ＤＦＢおよび一体化電気吸収変調器を有するＦＭ光源を示す。

図２１は、ＡＭおよびＦＭ信号の時間的プロファイルを示す。

図２２は、光ＦＭ／ＡＭ源および帯域制限ＯＳＲまたはフィルタを示す。