自己注入同期位相同期ループ光電子発振器

本開示は、光電子発振器(「OEO」)を制御するシステム及び方法に関する。好ましい実施形態では、OEOは、反復電子正弦波又はあらゆる任意の波及び/又は電気的に変調された連続波若しくはパルス光信号を生成することができる。

[関連出願の相互参照] 本出願は、2013年2月6日に出願された米国特許出願第13/760,767号の係属出願であり、2012年12月28日に出願された米国仮特許出願第61/746,919号の出願日の利益を主張し、その開示内容は、引用することによりその全体が本明細書の一部をなすものとする。

OEOは、光学及び電子ハイブリッドデバイスであり、光変調を用いて、従来のRF信号源及びマイクロ波信号源と比較して狭いスペクトル線幅及び超低位相雑音を示すことができるRF周波数及びマイクロ波周波数で電気出力発振もたらす。光共振器は、本質的に、ささやき回廊モード(WGM:whispery gallery mode)と呼ばれる光の共振モードの変形に対応することができ、そのため、能動的な正帰還ループのゲインがループ損失を補償しかつそれを超える限り、OEOにおいて多くの発振モードを持続させることができる。

一般に、光電子発振器は、電源からの直流(DC)電力の形態のエネルギーに加えて、レーザ等の光源からポンプ連続エネルギーを受け取る。そのエネルギーは、フィルタリング機構に基づいて高周波(RF)信号及びマイクロ波信号に変換される。光電子発振器は、通常、低損失、低温度感度であり、同様の遅延時間の従来の電子遅延素子に比較して相対的に小さいサイズで実現することができる。これらの利点により、電子発振器と比較して、短期間及び長期間の両方において光電子発振器の品質係数が高くなり、安定性が向上する。

光電子発振器は、一般に、光変調器等の変調器を用いて、レーザからの連続波光エネルギーを変調された安定したスペクトル純度が高い光信号(例えば、RF信号、マイクロ波信号)に変換する。レーザからのエネルギーは、変調器を通過し、その後、変調器自体に返ってくる。最初に、光信号は、遅延線(例えば、光ファイバケーブル)を通過する。遅延線を通って進む光信号は、その後、光検出器によって検出され、電気信号に変換される。光検出器の電気出力は、増幅され、フィルタリングされ、閉ループにおいて変調器に返ってくる。この構成は、変調器に供給される電気帰還信号がその振幅及び位相に関して或る特定の発振条件を満たす場合、自励発振をサポートする。光電子発振器の出力の周波数は、ファイバ遅延長、変調器の動作状態、及び発振信号をフィルタリングするために使用されるフィルタの帯域通過特性等の幾つかの要素によって制御される。

あらゆる発振器において純度の高い正弦波発振信号を持続させる重要な態様は、搬送波近傍(close-in to)位相雑音の一因となる周囲信号源から持続信号をフィルタリングすることである。位相雑音低減を、幾つかの方法のうちの1つで達成することができる。

幾つかの光電子発振器は、注入同期(IL)を用いて発振を強制することによって位相雑音を低減させる。注入同期発振器では、安定したマスタ発振器が、それより安定していないスレーブ発振器を、周波数ロックレンジとして知られる離調周波数の範囲内でマスタ発振器の高調波周波数に引き込む。スレーブ発振器の周波数をマスタ発振器の周波数に引き込むことにより、周波数ロックレンジ内のスレーブ発振器の周波数変動が低減し、それにより、周波数ロックレンジ内のスレーブ発振器の位相雑音も低減する。

他の光電子発振器は、位相同期ループ(PLL)を用いて位相雑音を低減させる。PLL発振器では、基準信号(例えば、OEOからのマスタ信号)の位相が、位相比較器を用いて発振器の信号の位相と比較される。基準信号及び発振器各々の位相の差を用いて、位相誤差出力が生成され、それは、スレーブ発振器の位相及び/又は周波数の偏移を補正するために使用される可変信号である。

位相雑音低減における現時点で既知の進歩は、発振器の品質係数を上昇させることと安定性を向上させることとに有効であるが、これらの進歩のみでは、現技術及び将来の技術の両方において幾つかの発振器用途を満足させるのに十分安定した信号が提供されない。例えば、セルラシステム(例えば、広帯域MIMO、UWB、4G LTE)等は、増加し続けているデータを、経時的に更により込み合う限られた帯域幅にはめ込むことに依存している。このデータをこうした帯域幅にはめ込むためには、データが送信される周波数が可能な限り狭い帯域幅に維持されることが好ましい。さらに、こうしたデータが送信される周波数が可能な限り精密に同期され、周波数及び位相の望ましくないシフトが最小限に維持されることが好ましい。

IL雑音低減及びPLL雑音低減の各々は、ますます増加するデータを限られた帯域幅にわたってはめ込むという常に高まっている要求に対応するために十分安定した信号を達成しない。その結果、品質係数が更に向上し、位相雑音が更に低減し、(その結果)安定性が向上する光電子発振器が必要とされている。

本開示の一態様は、発振光信号を持続させる光電子発振回路を提供する。光電子発振回路は自己注入同期コンポーネントを備え、この自己注入同期コンポーネントは、発振光信号の第1の部分を受け取るように構成され、光信号が伝播する光ファイバ遅延線を更に備える。光電子発振回路は、光信号の第2の部分を受け取るように構成された自己位相同期ループコンポーネントも含むことができる。自己位相同期ループコンポーネントは、光信号が伝播する少なくとも2本の光ファイバケーブルと、光ファイバケーブルに結合され、光ファイバケーブルのうちの1本を伝播する信号と光ファイバケーブルのうちの別のものを伝播する信号との間の位相の差を求めるように構成された少なくとも1つの位相検出器とを更に備えることができる。2本の光ファイバケーブルは、異なる長さを有することができる。光ファイバケーブルのうちの少なくとも1本は光ファイバ遅延線とすることができる。本回路は、自己注入同期コンポーネントによって生成される注入同期信号と、自己位相同期ループコンポーネントによって生成される位相同期ループ信号との各々に応じて安定した発振信号を生成するように構成された電圧制御発振器を更に含むことができる。安定した発振信号は、発振光信号をRF変調するように構成することができる。電圧制御発振器は、実効可変容量を有する逆バイアスバラクタダイオードを含むことができる。安定した発振信号は、少なくとも部分的に逆バイアスバラクタダイオードの実効容量によって制御することができる。

本開示の幾つかの態様では、光電子発振回路は、自己注入同期コンポーネント及び電圧制御発振器に電気的に結合された雑音最小化コンポーネントを更に備えることができる。雑音最小化コンポーネントは、注入同期信号に実質的な位相雑音を追加することなく注入同期信号を増幅するように構成することができる。雑音最小化コンポーネントは、負帰還増幅器、リアクタンス整合差動増幅器及びトランスインピーダンス差動増幅器のうちの1つとすることができる。幾つかの態様では、回路は、位相検出器と、光信号が発生するレーザ及び変調器のうちのいずれか一方とに結合されたモード同期コンポーネントを更に備えることができる。モード同期コンポーネントは、モード抑圧技法、モード注入技法、モード結合技法、モード合成技法、マルチモード注入結合技法及びエバネッセントモード結合技法のうちの1つを行うことができる。

本開示の幾つかの態様は、自己注入同期コンポーネントの光ファイバ遅延線は、逆分散スロープを示すフォトニックバンドギャップベースのファイバとすることができると定めている。幾つかの態様では、自己注入同期コンポーネントの光ファイバ遅延線は、複合ファイバを備えることができ、複合ファイバは、シングルモード光ファイバ及びフォトニック結晶ファイバの各々を含み、シングルモード光ファイバ及びフォトニック結晶ファイバの各々は反対の温度勾配を有する。シングルモード光ファイバの長さとフォトニック結晶ファイバの長さとの比は約1:8とすることができる。

本開示の幾つかの態様は、自己注入同期コンポーネントは、ポンプ光出力を自己注入同期コンポーネントの光ファイバ遅延線に注入するように構成された分布ラマン増幅器を更に備えることができると定めている。ポンプ光源の波長は、光ファイバ遅延線を伝播する光信号の波長より短くすることができる。結果として得られる分散光ファイバ遅延線の光減衰は約0.05dB/km以下まで低減させることができる。

更なる態様では、光ファイバ遅延線は、所定の減衰係数及び実効屈折率を有することができる。光ファイバ遅延線の長さは、1キロメートル未満の長さと同じ減衰係数及び実効屈折率とを有する光ファイバ遅延線に対する最大品質係数より高い品質係数をもたらすように選択することができる。光ファイバ遅延線の長さは、以下の式Q=πf_oscτ/a¹に基づいて最適に選択することができる。幾つかのそのような態様では、光ファイバ遅延線は、分布ラマン増幅のためのポンプ光出力を受け取ることができる。光ファイバ遅延線は、少なくとも1つのシングルモード光ファイバ又はソリッドコアフォトニックバンドギャップファイバ及び1つの中空コアフォトニック結晶ファイバを含む複合ファイバを備えることもできる。光ファイバ遅延線の長さは、RF変調された光信号の短期安定性と長期安定性との間で妥協するように選択することができる。幾つかの態様では、光ファイバ遅延線は約1km長とすることができる。幾つかの他の態様では、光ファイバ遅延線は約10km長とすることができる。

本開示の更に別の態様は、自己注入同期コンポーネントは、自己注入同期コンポーネントの光ファイバ遅延線を伝播する光信号をフィルタリングするように構成された光学フィルタを更に備えることができる。光ファイバは、総ループ長が約10メートルであるファブリペローエタロンを備えることができる。ファブリペローエタロンのビート周波数は、RF変調された光信号の発振周波数を少なくとも部分的に制御することができる。光学フィルタは、以下の公式cos2(2πfΔt)=1を用いて導出される発振周波数を有する少なくとも1つの光トランスバーサルRFフィルタを備えることができる。幾つかの態様では、光学フィルタは、少なくとも第2の光トランスバーサルRFフィルタを更に備えることができる。光信号のパワーは、光トランスバーサルRFフィルタの入力側において第1のカプラによって分割し、フィルタの出力側において第2のカプラによって再結合することができる。第1のフィルタ及び第2のフィルタはファイバ遅延長に差を有することができる。第1のカプラ及び第2のカプラの各々は、光信号の波長を調整することができるチューナブル可変カプラとすることができる。

幾つかの態様では、光信号の光出力は、トランスバーサルフィルタの各々の間で均一に分割することができる。光ファイバ遅延長の差は、以下の公式L_N−L₁=2^N−2ΔLに基づいて選択することができる。他の態様では、光信号の光出力は、トランスバーサルフィルタの各々の間で不均一に分割することができる。光ファイバ遅延長の差は、以下の公式L_N−L₁=(N−1)ΔLに基づいて選択することができる。これらの態様のうちの幾つかでは、トランスバーサルフィルタは、2つの光信号が異なる速度で伝播することができる少なくとも1つの高偏光感度光ファイバを備えることができる。高偏光感度光ファイバは、以下の公式Δt=(n₁−n₂)l/cに基づいて選択された長さを有することができる。

本開示の幾つかの態様では、位相検出器は、位相検出器に入力される2つのRF信号の位相差に比例するアナログ電圧信号を生成するように構成された比較器回路を備えることができる。アナログ電圧信号は、自己位相同期ループコンポーネントを伝播する光信号の周波数又は位相の変化に応じて変動することができる。幾つかの態様では、自己注入同期コンポーネントのファイバ遅延線は、自己位相同期ループコンポーネントのファイバ遅延線とすることができる。幾つかの態様では、自己注入同期コンポーネントのファイバ遅延線は、自己位相同期ループコンポーネントのファイバ遅延線とすることができる。他の態様では、自己位相同期ループコンポーネントは、少なくとも3本の光ファイバを備えることができ、それらのうちの少なくとも2本は光ファイバ遅延線であり、光ファイバ遅延線の各々は互いに遅延長が異なる。自己位相同期ループコンポーネントは多重周波数弁別器を更に備えることができる。多重周波数弁別器は、それぞれの光ファイバを伝播する光信号の各々を結合するように構成することができる。

本開示の更に別の態様では、電圧制御発振器はチューナブルバンドパスフィルタと、電力増幅器とを備えることができる。電力増幅器は、注入同期入力を増幅するように構成することができる。そのような態様では、電圧制御発振器によって生成される安定した発振信号は、電圧制御発振器により約1ワット以上のパワーで出力することができる。

本開示のまた更なる態様では、光電子発振回路は20MHzのロックレンジ及び5度の位相離調を有することができる。幾つかの態様では、光電子発振回路は約50kHz以上の固有共振周波数を有することができる。

本開示の別の態様は、光信号を提供する変調器と、光信号の一部を受け取る第1の光学フィルタと、光信号の一部を受け取る第2の光学フィルタとを含む、光電子発振器を提供する。第1の光学フィルタは、第1の光検出器に結合された出力を有することができ、第2の光学フィルタは、第2の光検出器に結合された出力を有することができる。光電子発振器は、第1の光検出器からの第1のRF信号と第2の光検出器からの第2のRF信号とを受け取る位相検出器を更に備えることができる。第2のRF信号は、第1のRF信号より長い遅延を有することができる。位相検出器は、第1のRF信号と第2のRF信号との位相差を求めるように構成することができる。光電子発振器は、第1の光検出器からの第1のRF信号及び第2の光検出器からの第2のRF信号のうちの一方を受け取り、位相検出器から第3の電気信号を受け取る電圧制御発振器を更に備えることができる。電圧制御発振器は、第1のRF信号及び第2のRF信号のうちの一方と第3のRF信号との両方に応じて発振信号を出力するように構成することができる。発振信号を用いて、変調器の出力を制御することができる。具体的には、発振信号を用いて、変調器によって提供される光信号をRF変調することができる。発振信号を用いて、光電子発振器によって生成されるRF変調光信号の周波数及び位相のうちの一方を制御することができる。

幾つかの態様では、電圧制御発振器は、チューナブルバンドパスフィルタ及び電力増幅器を含むことができる。チューナブルバンドパスフィルタは、電力増幅器の入力及び出力に結合することができる。

光電子発振回路は、シングルモードファイバ又はソリッドコアフォトニックバンドギャップと、中空コアフォトニック結晶ファイバとを備える少なくとも1つの複合光ファイバを更に備えることができる。光電子発振回路は、分布ラマン増幅器を更に備え、複合光ファイバは、約0.05dB/km以下の減衰を有することを可能とすることができる。光電子発振回路は、光信号の少なくとも一部の遅延を変化させ、光学フィルタの通過帯域中心周波数を変化させる波長可変レーザ源を更に備えることができる。光電子発振回路は、変調器によって互いに同相で提供される光信号の複数のモードを安定させるモード同期コンポーネントを更に備えることもできる。モード同期を、レーザ源及び変調器の動作状態を調整することによって達成することができる。

幾つかの態様では、第1の光学フィルタ及び第2の光学フィルタのうちの一方によって受け取られる光信号の一部は長さが少なくとも約1キロメートルである光ファイバケーブルを通して供給することができる。他の態様では、第1の光学フィルタ及び第2の光学フィルタのうちの一方によって受け取られる光信号の一部は長さが少なくとも約10キロメートルである光ファイバケーブルを通して供給される。

本開示の一態様による光電子発振器を示すブロック図である。

本開示の一態様による光電子発振器を示すブロック図である。

本開示の一態様による光電子発振器を示すブロック図である。

本開示の一態様による光電子発振器を示すブロック図である。

本開示の一態様による光電子発振器を示す別のブロック図である。

本開示の一態様によるデータの表形式の図である。

本開示の一態様によるデータのグラフ表示である。

本開示の一態様によるデータの別のグラフ表示である。

本開示の一態様による光フィルタを示すブロック図である。

本開示の一態様によるデータのグラフ表示である。

本開示の一態様によるデータのグラフ表示である。

本開示の一態様によるデータのグラフ表示である。

本開示の一態様によるデータのグラフ表示である。

本開示の一態様によるデータのグラフ表示である。

本開示の一態様による光電子発振器を示すブロック図である。

本開示の一態様によるデータのグラフ表示である。

本開示の一態様によるデータのグラフ表示である。

本開示の一態様によるデータのグラフ表示である。

本開示の一態様によるデータのグラフ表示である。

本開示の一態様によるデータのグラフ表示である。

本発明は、(例えば位相雑音の低減により)現システムによって達成される分解能より狭いチャネル分解能と、(例えば、温度感度が低下することにより)より正確な周波数の同期との双方に必要な周波数及び位相安定性を達成する。結果として、より多くのデータ(例えば、忠実データ)が、例えば、所与の帯域幅で送信されることが可能であり、この間、こうした送信データの誤り率を低減する。

本開示の一態様は、光エネルギーを、搬送波近傍(オフセット周波数が1MHz以下)位相雑音が低減した、安定したスペクトル純度が高いRF/マイクロ波基準信号に変換することができる発振システムを提供することである。本開示の別の目的は、クリーンな搬送波近傍位相雑音を依然として維持しながら、正確な位相の同期を維持することが可能である、発振システムを提供することである。

本開示の更に別の目的は、(より高次の電気的に具現化されるRFフィルタのより大きいサイズに比較して)比較的小さいサイズで周波数選択性がより高く、温度感度が低下し、周波数ドリフトが最小化され、及び/又は分散によって引き起こされる周波数合成特性が向上した、光電子発振システムを提供することである。

本開示の更に別の目的は、遅延素子(例えば、光ファイバ又は電子素子)を用いて、例えば光共振器のエバネッセントモード結合及び/又は動的モード間隔を使用することによって、ゼロ又は最低限の分散を達成するように十分な持続時間、エネルギーを蓄積することである。

本開示のこれらの目的及び他の目的は、本技術分野において現時点で既知である発振器によって出力される信号よりクリーンな信号の光電子発振器を得るために有利である。例えば、本技術分野において現時点で既知である発振器が達成することができる雑音低減は、よくても10kHzオフセットで約−110dBC/Hzから約−120dBC/Hzである。対照的に、本開示の光電子発振器は、10kHzオフセットで最大−150dBC/Hzの雑音低減を達成することができる。

よりクリーンな信号を達成することにより、本開示の光電子発振器は、高密度の周波数チャネルを維持することができ、かつ、高密度な周波数チャネルを離間させるにするのに十分な、雑音低減、位相制御、位相誤差低減及びビット誤り低減を示す。周波数チャネルを離間させることは、直交周波数分割多重方式(OFDM)又は高次位相偏移変調(PSK)等、高次周波数分割に依存する特に重要なセルラ技術である。本開示の光電子発振器は、基地局、レーダシステム、高分解能リモートセンシングシステム、タイムキーピングシステム又は周波数合成器で利用することもできる。

ここで図を参照すると、図1aは、本発明の一態様による光電子発振器100の機能ブロック図を例示的に示す。発振器100は、レーザ102、変調器104並びに帰還及び制御回路105を含む。レーザ102は、発振器100の動作のための光源(例えば、高出力光源)を提供する。光源の強度は、変調器104により、正弦波光波形等、時間変化光信号を生成するように変調することができる。変調器104は、マッハツェンダ(Mach-Zehnder)変調器又は電子吸収型変調器とすることができ、入射信号を複数の信号に分割することができる可能性がある。変調器104は、分割された信号の位相を変調し、分割された信号を再結合して位相が偏移した信号をもたらすことができる、位相変調器とすることもできる。例えば、変調器104は、180度の位相偏移を与えるようにTEモードを有することもできるし、信号の180度位相偏移をもたらすために、入射信号を横電界(「TE」)モード信号と再結合することもできる。変調器104は、出力光信号として再結合された信号を出力することができる。

変調器104の出力光信号は、複数の出力信号に分割することができる。本開示の幾つかの態様では、信号を光方向性結合器(図示せず)によって分割することができる。方向性結合器は、信号を50:50に分割し、各信号を2つの別個の光ファイバケーブルに供給することができる。本開示の幾つかの態様では、図1aに示すように、光信号は、発振器100の外部で使用するための光出力を提供するために分割することができる。

図1aの例では、光出力ノードのみが示されている。本開示の他の例では、発振器100は、持続RF変調発振電気出力及び持続RF変調発振光出力のいずれか又は両方を出力することができる。持続電気出力は、図1a及び本開示の他の図において実線で示されている、光電子発振器の電気配線の任意の箇所で出力することができる。光出力は、図1a及び本開示の他の図において破線で示されている、光電子発振器の光接続(レーザ102と変調器104との間の接続は除く)の任意の箇所で出力することができる。

変調器104によって出力された光信号は、発振器100の帰還及び制御回路105内に入力することができる。帰還及び制御回路105は、入力光信号を処理することができる。処理は、光信号の電気信号への変換を含むことができる。そして、電気信号を、電気入力として変調器104に帰還させることができる。変調器104に帰還した電気入力は、変調器104によって出力された信号の安定性を適切に維持するための帰還を提供する(例えば、信号の位相偏移を防止する、信号の周波数偏移を防止する等)ことができる。

負帰還回路105は、自己注入同期(「自己IL」)コンポーネント107及び自己位相同期ループ(「自己PLL」)コンポーネント109を含むことができる。後により詳細に記載するように、自己ILコンポーネント107は、入力光信号を、所定長の長い遅延線を通して信号を送信し、信号をフィルタリングし、信号を電気ドメインに変換することによって処理する。そして、処理済み信号を、注入同期発振器におけるマスタ発振器からの信号のように使用し、帰還及び制御回路105に含まれる電圧制御発振器(VCO)110に供給し、VCO110を、スレーブ発振器として、処理済み信号と同期して発振させることができる。この特徴により、注入同期VCOのロックレンジ内の搬送波から離れた位相雑音を大幅に低減させることができる。

同様に後により詳細に記載する自己PLLコンポーネントは、入力光信号を、光信号を少なくとも2つの光信号に分割し、分割した光信号の少なくとも1つを、所定長の長い遅延線を通して送信し、それぞれの信号をフィルタリングし、それぞれの信号を電気ドメインに変換することにより処理することができる。そして、処理済み信号の各々の位相を、位相検出器又は周波数弁別器等の1つ又は複数の位相比較器を用いて比較して、位相雑音特性が低減した、結合された処理済み信号を生成することができる。結合された処理済み信号は、帰還及び制御回路105に含まれるVCO110に供給されて、VCO110を制御するために有用な制御信号を生成することができる。この特徴により、ロックレンジ内の搬送波近傍位相雑音を大幅に低減することができる。

VCO110は、本技術分野において既知である任意の電圧制御発振器(例えば、クラップ発振回路、コルピッツ発振回路等)とすることができる。一例では、VCO110は、電圧制御コンデンサとして機能する、MOSバラクタ、ショットキーダイオード又は逆バイアスPN接合ダイオードバラクタ等のバラクタを含むことができる。バラクタの実効容量は、自己PLLコンポーネント109から受け取られる処理済み信号の電圧が変化することによって変化する可能性がある。VCO110におけるバラクタの実効容量を調整するか又は再同調させることにより、VCO110が共振する周波数を再同調させることができる。

本開示の幾つかの例では、図1bに示すように、帰還及び制御回路105は、自己注入同期コンポーネント107とVCO110との間に雑音最小化コンポーネント116を更に含むことができる。一例では、雑音最小化コンポーネント116は、SiGe HBTデバイスを用いる負帰還増幅器等、低雑音増幅器を含むことができる。低雑音増幅器は、振幅の変化(例えば、AM/PM変換)によってもたらされる位相雑音等、処理済み信号に実質的な位相雑音を追加することなく、自己注入同期コンポーネント107によって出力される処理済み信号を増強するか又は増幅させることが可能とすることができる。低雑音増幅器を含めることは、ロックレンジを更に増大させ、信号の位相雑音を低減するために、又は(例えば、自己ILコンポーネントの高AM圧縮による)信号の雑音(例えば、振幅雑音)を低い量で維持するのに有益であることができる。

本開示の幾つかの例では、図1c及び図1dに示すように、帰還及び制御回路105は、帰還及び制御回路105に含まれる光遅延線の有効長を調節するようにモード同期(locking)コンポーネント118を更に含むことができる。例えば、光遅延線は、本質的に温度感度が高い可能性があり、わずかな温度の変動でさえも、モードジャンプ現象をもたらす可能性があり、それにより、OEOの搬送波近傍位相雑音が低下する。モード同期は、電気信号(例えば、位相検出器の出力信号)をレーザ及び/又は変調器のキャビティ内に導入し、それにより、キャビティを通過する光に対して小さいドップラ偏移をもたらすことにより、これらの変動を低減させる。変調周波数がキャビティのラウンドトリップ時間(例えば、モード間隔の整数倍)に一致すると想定すると、レーザ及び/又は変調器の複数のモードが、互いに建設的に干渉して、安定した高品質な短いパルスを生成するはずである。本開示の幾つかの例では、モード同期コンポーネントは、自己注入同期コンポーネント107からレーザ102及び変調器104のいずれか又は両方に提供することができる。他の例では、モード同期コンポーネントは、自己位相同期ループコンポーネント109からレーザ102及び変調器104のいずれか又は両方に提供することができる。これらの構成例のいずれにおいても、モード同期コンポーネント118は、レーザ102及び/又は変調器104の出力の動作状態(例えば、同期光モード)を固定位相に変化させるために有益であることができる。さらに、モード同期コンポーネント109は、大量の対応するモードを含む、信号のモードの位置の同期を達成するために、モード抑圧技法、モード注入技法、モード結合技法、モード合成技法、マルチモード注入結合技法又はエバネッセントモード結合技法のうちの任意のものを利用することができ、それにより、モード間隔が均一に固定され、同期信号の周波数ドリフトがゼロ又は最小になり、搬送波近傍位相雑音が著しく低減する。

自己注入同期コンポーネント107及び自己位相同期ループコンポーネント109は、図1a〜図1dにおいて別個のコンポーネントとして示されているが、それらのコンポーネントは、図2に関連してより詳細に後述するように、幾つかの光回路及び/又は電気回路を共有することができる。

図2は、本開示の更なる態様による図1aの光電子発振器100の帰還及び制御回路105を例示的に示す。具体的には、自己ILコンポーネント107及び自己PLLコンポーネント109の各々に含まれるそれぞれの回路がより詳細に示されている。さらに、図1aのVCO110は、VCO110のそれぞれのコンポーネント(例えば、入力ポート及び出力ポート)を示すようにより詳細に示されている。

最初に自己ILコンポーネント107の回路を参照すると、自己ILコンポーネントは、光ファイバ遅延線130、光学フィルタ132及び光検出器134を含むことができる。

光ファイバ遅延線130は、フォトニックバンドギャップ(「PBG」)ベースのファイバを含むことができる。PBGファイバでは、光は、7セル中空コアファイバ等の中空コアファイバにおいてフォトニックバンドギャップを用いることによって誘導される。したがって、光の或る特定の周波数範囲は伝播することが防止される一方、他の周波数は伝播することが許可される。さらに、PBGファイバによって利用される導波路機構のタイプにより、PBGファイバは、逆分散スロープを示し、その結果、伝播する光信号の分散は変則的になる。

光ファイバ遅延線130は、変調器104によって出力される光信号を、信号を実質的に減衰させることなく長距離に沿って伝播させることが可能とすることができる。光ファイバ遅延線130は、伝播する光信号の減衰を防止及び/又は低減する或る特定の特性を有するように或る特定のコンポーネントを含むことができ、又はそのように選択することができる。

一態様では、光ファイバ遅延線130は、分布ラマン増幅器を含むことができる。分布ラマン増幅器のラマンポンプレーザは、光ファイバ遅延線内に所定波長でエネルギー(例えば、ラマンポンプレーザ源に電力を供給するポンプ電流)を注入することができる。注入エネルギーの波長は、光ファイバ遅延線130を通って伝播する光信号の波長よりわずかに短い可能性がある。光ファイバ遅延線130内に注入されるポンプエネルギーが非線形誘導ラマン散乱を受けるため、ストークス偏移のためにプローブ波長が増大することになる。その結果、ポンプエネルギーの波長は、エネルギーを伝播した光信号の波長に移すように選択することができる。共に伝播するポンプビーム及び逆に伝播するポンプビーム両方を使用することができる。したがって、伝播光信号のエネルギーレベルを、光雑音を著しく追加することなく、ポンプレーザによってケーブル内に注入されるエネルギーの量に対して増大させることができる。

ポンプの波長又は周波数は、ラマン効果又は散乱の結果として、エネルギーがポンプレーザの波長から光信号の波長に移されるように選択される。これは、通常、非線形吸収−緩和現象の結果として発生し、こうした非線形現象の後、ポンプ波長の光は、伝播光信号の波長で放出される。したがって、ポンプレーザの波長は、伝播光信号の波長に基づいて選択され、又はその逆も可能である。本開示の幾つかの例では、注入されるポンプレーザ信号の波長は、光ファイバ遅延線130の分散光減衰を約0.05dB/km以下まで低減させることができるように選択することができる。

図3は、4km長ファイバ遅延線の分布ラマン増幅によってもたらされるQ値の向上の表形式の図を示す。図3に提示される分析データに示すように、ラマン増幅の利用により、長さが約4kmの光ファイバ遅延線130の減衰を0.05dB/kmまで低減させることができ、それにより、遅延線に結合された、オフセットが10kHzの発振器に対して、約−148dBc/Hz、位相雑音を低減させることができる。したがって、こうした発振器のQ値の向上は約4dBとすることができる。後述するように、搬送波近傍位相雑音は、例えば、所与の分散ファイバ遅延線減衰に対して適切な長さを選択することにより、更に低減させることができる。

他の態様では、光ファイバ遅延線は、複合ファイバを含むことができる。複合ファイバは、シングルモード光ファイバ(SMF)(例えば、Corning(商標)SMF−28ファイバ)又は正の温度勾配を有するソリッドコアフォトニックバンドキャップ(SC−PBG)及び負の温度勾配を有する中空コアフォトニック結晶ファイバ(HC−PCF)の各々を含むことができる。一般に、温度の変動は、OEOの長期温度安定性に影響を与える可能性がある。反対の分散特性を有する2本のケーブルを組み合わせて複合ファイバにすることにより、そうした温度変動が幾分か受動的に補償される。

SMF/SC−PBG及びHC−PCFを組み合わせて受動温度補償ファイバをもたらす際、ファイバの各々の長さの適切な比を選択することが重要である。本開示の幾つかの態様では、適切な長さ比は、約8:1であり、すなわち、HC−PCFファイバはSMFファイバより8倍長い。

更に別の態様では、光ファイバ遅延線130は、最適化された、又は相対的に最適化された品質係数(Q値)をもたらす長さであるように選択することができる。共振器のQ値は、蓄積されるエネルギーと共振器によって散逸するパワーとの比に関して表すことができる。この比を、以下の式に従って計算することができる。

式中、f_oscは、光信号の発振周波数であり、τ=nl/c(τは、ループ遅延時間であり、nはファイバの実効屈折率であり、lは光ファイバ遅延線130の長さであり、cは光の速度である)、a=10^(α/10)(αは、光ファイバ遅延線130の減衰係数である)である。上記式から明らかであるように、光ファイバ遅延線130の長さは、共振器によって蓄積されるエネルギーと共振器によって損失するパワーとの両方を考慮する。長さが、蓄積されるエネルギーに線形に比例し、散逸するパワーに対して指数関数的に比例するため、Q値が最大化する最適な長さ(l)がある。

図4は、光ファイバベースの遅延線の幾つかのあり得る減衰係数の各々に対して、10GHz発振器における或る範囲の光ファイバケーブル長(l)に対するQのグラフィカルプロットを示す。例示の目的で、減衰係数が約0.2dB/kmである光ファイバケーブルが、長さが約21.7kmである場合、最大Q値(すなわち、パワー散逸に対するエネルギー蓄積の比)を達成することに留意されたい。したがって、減衰係数が約0.2dB/kmである光ファイバケーブルの最適な長さは、約21.7kmである。こうした例では、Q値が約1.2E6である光ファイバケーブルが得られる。

更に例示するために、図5は、減衰係数が0.1dB/km及び0.3dB/kmである光ファイバケーブルに対する、図4の10GHz発振器における搬送波近傍位相雑音のグラフィカルプロットを示す。図5の例では、1km長のケーブルを使用することに比較して、最適な長さ(例えば、0.3dB/kmファイバに対して14.5km、0.1dB/kmファイバに対して43.4km)のケーブルが使用される場合、実質的な搬送波近傍位相雑音の低減が達成される。

ラマン増幅器、最適な遅延長及び複合ファイバの各々が、光ファイバ遅延線に対して有益な改善を提供する。しかしながら、幾つかの例では、1つの特徴の有益な態様は、別の特徴の有益な態様に対して逆効果である場合がある。例えば、複合SMF/HC−PCF光ケーブルの使用により、完全にSMFのケーブルの品質係数に比較して(例えば、HC−PCFの損失が実質的である場合)、ケーブルの全体的なQ値が低下する可能性がある。複合SMF/HC−PCF光ケーブルによるQ値の低下を、以下の式を用いて測定することができる。

例えば、上記公式を用いて、位相定数の比がβ_PCF=0.5β_SMFであり、減衰定数の比がα_PCF=30α_SMFであり、α_PCF=10dB/kmであり、α_SMF=0.33dB/kmであるように、SMF及びHC−PCFファイバが選択される複合ファイバに対して、Q値を計算することができる。上記データに基づいて、複合ファイバの総品質係数(Q_total)は、Q_sが標準SMFケーブル(すなわち、HC−PCFケーブルと組み合わされていないケーブル)の品質係数である場合、約(Q_s)/48となる。更なる例として、減衰α_PCF=2dB/mである30メートル長HC−PCFケーブルを減衰α_SMF=0.33dB/kmである1km長SMF−28ケーブルと組み合わせることにより、1kHzと10kHzとの間で約45dBの位相雑音が増大する可能性がある。

複合ファイバによってもたらされる位相雑音の増大にも関らず、こうしたファイバの温度補償の利点をその不都合とバランスをとることが有利である。したがって、光ファイバ遅延線130の最適な長さ及びラマン増幅器は、これらの利点及び不都合の全てを考慮して選択するべきである。例えば、SMFケーブル及びHC−PCFケーブルの各々の最適な長さは、複合遅延線の短期間安定性(搬送波近傍位相雑音(dBC/Hz)によって明らかになる)と長期安定性(温度による周波数ドリフト(ppm/C)によって表される)との間で妥協するように選択することができる。さらに、分布ラマン増幅を採用して、HC−PCFファイバ又はSC−PBGファイバにおける損失を低減させることができる。光損失が約0.05dB/km以下の範囲である本開示の1つのこうした例では、複合ファイバの最適な長さは、約86.9kmの範囲内とすることができ、4km長光ファイバ遅延線の結果と比較して、搬送波近傍位相雑音の約20dB低減を示すことができる。別のこうした例では、長さが1kmであり長さ比が1:8である(上述したような)複合ファイバは、光損失が低減するため、1kHzから10kHzの間で約14dBの位相雑音が低減する可能性がある。

幾つかの例では、光ファイバ遅延線130に対する選択された長さは、約1キロメートル以上とすることができる。幾つかの例では、光ファイバ遅延線130に対する選択された長さは、約10キロメートル以上とすることができる。

光学フィルタ132は、光ファイバ遅延線130を通って伝播する光信号を受け取りフィルタリングすることができる。本技術分野において既知である光電子発振器は、一般に、発振信号が電気ドメインに変換された後に、標準RFフィルタを用いて発振信号をフィルタリングする。対照的に、図2の発振器は、信号を電気ドメインに変換する前に、光ドメインにおいて発振信号をフィルタリングすることができる。

光学フィルタリングにより、電気RFフィルタを用いることに比較して幾つかの利点がもたらされる。例えば、光電子発振器が光ファイバ遅延線(遅延線130等)を含む場合、超狭帯域幅RFフィルタを用いてこうした信号をフィルタリングすることがますます必要となっている。しかしながら、こうしたフィルタの製造は、重量、サイズ及び製造コストに関して非常にコストがかかる可能性がある。さらに、RFフィルタは、より温度依存性が高く、温度のわずかな変動によっても、共振周波数に著しい変動がもたらされる可能性がある。したがって、RFフィルタによって引き起こされる位相は、温度によって変化を受ける。そして、こうした位相変化は、マイクロ波信号の総ラウンドトリップ時間に影響を与える可能性があり、最終的に発振周波数を変化させる。

対照的に、本開示の光学フィルタ132は、代替的な超狭帯域幅RFフィルタよりコストがかからない。さらに、光学フィルタ132は、より低い温度感度を示し、したがって、Q値が大きいことによる非常に高い周波数選択性を提供しながら、より小さい位相及び発振周波数の変動を示すことができる。光学フィルタ132は、発振信号の光源の波長が調整されるため、より広い同調範囲を更に提供することができる。

幾つかの態様では、光学フィルタ132は、周波数セレクタとして高フィネスのファブリペローエタロンを含むことができる。本開示の幾つかの例では、エタロンは、約10.28GHzの自由スペクトル領域(「FSR」)、約1000のフィネス及び約10メートルの総ループ長を有することができる。エタロンのビート周波数は、光学フィルタ132の最終的な発振周波数になる可能性がある。

幾つかの態様では、光学フィルタ132は、図6に示すように、光トランスバーサルRFフィルタを含むことができる。光トランスバーサルRFフィルタは、分散光ファイバを用いて広い同調範囲とともに長い差動遅延に対して高い品質係数を提供することができるため、特に有益である。こうした例では、トランスバーサルフィルタの発振周波数は、以下の式に従って導出することができる。

式中、nは、共振周波数の次数であり、Δλは、光学チャネル間隔であり、χは、(例えば、長さが約1km以上である)光ファイバの分散である。例示の目的で、Δλ=0.4nmでありχ=609(ps)/(nm)である場合、トランスバーサルフィルタの発振周波数は4.1GHzである。更なる例示では、Δλ=0.4nmでありχ=339(ps)/(nm)である場合、発振周波数は7.3GHzである。Δλ=0.3nmでありχ=339(ps)/(nm)である場合、発振周波数は9.7GHzである。

幾つかの例では、上述したもののような複数の光トランスバーサルRFフィルタを縦続接続する(すなわち、直列又は並列に配置する)ことができる。複数の光トランスバーサルRFフィルタを縦続接続することにより、純光学的入れ子ループ狭帯域RFフィルタが有効に作成される。

図6の例は、光トランスバーサルRFフィルタの詳細なブロック図を示す。図6の例では、入力ポート205が光信号を受け取ることができる。光信号は、結合比が可変の第1のチューナブルカプラ210に中継される。信号によって搬送される光出力は、チューナブルカプラ210によって第1の遅延線212と遅延線214等の他の遅延線との間で分割される。幾つかの例では、チューナブルカプラ210は、エネルギーを均一に(例えば、遅延線が2つの例では約50:50、遅延線が4つの例では約25:25:25:25等)分割することができる。他の例では、チューナブルカプラ210は、エネルギーを不均一に(例えば、遅延線が2つの例では25:75等)分割することができる。分割された光信号は、遅延長が不均一な一対の光ファイバ遅延線212及び214を介して第2の可変カプラ220に中継される。そして、分割された光信号は、結合比が可変の第2のチューナブルカプラ220によって再結合される。再結合された光信号は、出力ポート225においてフィルタ132から出力される。

チューナブルカプラ210及び220の各々を、直流入力V_DCによって同調させることができる。カプラ210及び220を同調させることにより、光学フィルタの通過帯域中心周波数が変化する可能性があり、それにより、光学フィルタ132を通過する光信号が遅延する可能性がある。

光ファイバ遅延線212及び214に焦点を当てると、これらの遅延線の各々の間の長さの差は、狭帯域RFフィルタリングが達成され、かつ中継されたRF信号の挿入損失が最小限になるように、選択するか又は適切に合成することができる。

図7a及び図7bで、図6のフィルタのような光トランスバーサルRFフィルタの予測される性能を示す実験結果がグラフで示される。図7a及び図7bの例では、光トランスバーサルRFフィルタは、長さの差が約90メートルである2本の光ファイバ遅延線を含み、光源から光波長が約1548.62nmである光信号を受け取る。図7aのトランスバーサルフィルタは、約1000MHzの周波数の周辺で動作する発振器に含まれる。図7bのトランスバーサルフィルタは、約10000MHzの周波数の周辺で動作する発振器に含まれる。

図6の光トランスバーサルRFフィルタは、それをより高次のフィルタと置き換えることによって更に改善することができる。例えば、光トランスバーサルRFフィルタ132は、N本の光ファイバ遅延線を有する、N−1次とすることができる。

N−1次トランスバーサルフィルタの幾つかの例は、光信号エネルギーを不等に分割するように設計されている。幾つかの例では、N本の光ファイバ遅延線の各々の間の長さの差は、L₂−L₁=ΔL、L_N−L₁=2^N−2ΔL等のように選択することができる。例えば、4本の遅延線の各々の遅延長は、それぞれ、0メートル、38メートル、78メートル及び152メートルとすることができる。こうしたフィルタの挿入損失のシミュレーションを、約40000MHzでフィルタとして動作する1550nmでのこれらの遅延線の組合せに関して、図8aに示す。

N−1次トランスバーサルフィルタの他の例は、光信号エネルギーを等しく分割するように設計されている。こうした例では、N本の光ファイバ遅延線231〜234の各々の間の長さの差は、L₂−L₁=ΔL、L_N−L₁=(N−1)ΔL等のように選択することができる。例えば、線231〜234の各々の遅延長は、それぞれ、0メートル、75メートル、150メートル及び225メートルとすることができる。こうしたフィルタの挿入損失のシミュレーションを、約40000MHzでフィルタとして動作する1550nmでのこれらの遅延線の組合せに対して、図8bに示す。

図6の図は、並列の複数の遅延線を有する縦続接続されたトランスバーサルフィルタを示すが、遅延線の直列縦続接続によっても同様の結果を達成することができることが理解されよう。例えば、3つの一次トランスバーサルフィルタを直列に配置することができ、各一次トランスバーサルフィルタは、光ファイバ長差がΔLであり、各トランスバーサルフィルタの光ファイバ長差は、上述した公式に基づいて、次のトランスバーサルフィルタの光ファイバ長差とは異なる。図8cに、こうした一連のフィルタの挿入損失のシミュレーションを示す。

幾つかの例では、トランスバーサルフィルタ132は、1つ又は複数の高偏光感度光ファイバを含むことができる。高偏光感度光ファイバを通って進む光は、伝播波の向きに応じて屈折率が異なる。したがって、垂直向きの2つの光信号は、高偏光感度光ファイバを異なる速度で伝播し、高偏光感度光ファイバを、有効に長さの異なる2つの平行な遅延線にする。高偏光感度光ファイバ遅延に対する遅延線長の有効な差は、以下の公式を用いて計算することができる。

式中、n₁は、高偏光感度光ファイバの第1の軸に沿った屈折率であり、n₂は、光ファイバの第1の軸に対して垂直な第2の軸に沿った屈折率であり、lは、光ファイバの長さであり、cは、真空における光の速度である。

上記式から導出されるΔtの値を用いて、トランスバーサルフィルタの発振周波数を、以下の公式に基づいて計算することができる。

光検出器134は、光信号を電気信号に変換することができる。本開示の幾つかの例では、光検出器134は、1550ナノメートルの高速、高耐電力光検出器(例えば、pinフォトダイオード)とすることができる。光検出器134の出力は、注入信号のパワーを増大させるために低雑音増幅器(図示せず)に結合することができる。低雑音増幅器及び他の低雑音電気コンポーネントを使用することは、自己注入信号がそれ自体の雑音及び異種の信号の雑音にわたって維持されることを確実にするために有益である。帰還及び制御回路105に含まれる他の低雑音電気コンポーネントとしては、SiGe HBTデバイスを用いる負帰還増幅器、トランスインピーダンス増幅器及びリアクタンス整合増幅器、並びに差動光検出及び/又は差動増幅のための(例えば、光ラマン増幅器によって生成される増幅された相対強度雑音及び固有雑音のコモンモード除去のための)他の回路を挙げることができる。

次に、自己PLLコンポーネント109の回路を参照すると、自己PLLコンポーネント109は、1つ又は複数の光ファイバ遅延線120及び130を含むことができる。各遅延線120/130を、光学フィルタ122/132にかつ光検出器124/134に接続することができる。自己PLLコンポーネント109において実施される遅延線、光学フィルタ及び光検出器は、自己ILコンポーネント107において実施されるものと同一であるか若しくは同様とすることができ、又は同一であるか若しくは同様の特性を含むことができる。自己PLLコンポーネント109は、位相検出器150も含むことができる。

総括として、自己PLLコンポーネント109は、位相検出器150において光信号と、その光信号の位相を遅延させたものとを再結合することによって作用する。位相検出器150は、2つ以上の入力信号の位相差に比例するアナログ電圧信号を発生させるように構成された比較器回路(例えば、周波数ミキサ)とすることができる。自己PLLの場合、位相検出器150に供給される信号の各々は、変調器104から発生する。したがって、変調器104は、幾つかの例では、少なくとも2つの出力周波数を有する二重周波数レーザ(「DFL」)を利用することができる。こうした例では、位相ロックレンジを増大させることができ、受け取られた信号のサイドモードをなくすことができ、それにより、発振器のマイクロ波出力が安定化する。

再結合された信号は、光信号の周波数及び位相のわずかな変動に基づいて変動する可能性がある。したがって、自己PLLコンポーネント109は、変調器104によって出力される光信号のわずかな変動を認識する方法を提供する。それにより、これらのわずかな変動を補正することによって、発振器信号の位相安定性が大幅に向上する。

自己PLL発振器を構築する際、発振器回路の全体的な位相雑音を考慮することが重要である。その位相雑音は、以下の公式を用いて分析することができる。

式中、S_Φ0(f’)は、自己PLLコンポーネントが接続される自走VCOの位相雑音であり、基準信号、f’は、オフセット周波数であり、τは、光ファイバ遅延線120/130の帰還遅延時間である。上記公式に基づいて、自己PLLコンポーネント109の帰還遅延時間が長いほど、発振器回路の位相雑音が低くなる。

したがって、自己ILコンポーネントと同様に、自己PLLコンポーネント109の光ファイバ遅延線を増加させることが望ましい。したがって、幾つかの例では、自己PLLコンポーネント及び自己ILコンポーネントは、光ファイバ遅延線を共有することができる。これは、光ファイバ遅延線を分割して、発振信号が自己PLLコンポーネント109の位相検出器150内に供給されるとともに、自己ILコンポーネント107のマスタ同期信号として使用されるようにすることによって、達成することができる。幾つかの例では、信号は、光ファイバ遅延を通過した後であるが、位相検出器150に達する前に分割することができる。信号は、光ドメインにおいて(例えば、光検出器を通過する前に)又は電気ドメインにおいて(例えば、光検出器を通過した後に)分割することができる。

本開示の他の例では、自己注入同期コンポーネント107及び自己位相同期ループコンポーネント109は、光ファイバ遅延線を共有しない場合がある。例えば、図9は、制御及び帰還回路105の自己注入同期コンポーネント107が自己位相同期ループコンポーネント109とは別個である構成のブロック図を示す。図9の構成は、実質的に遅延がより小さい第3の光ファイバケーブル140が含まれ、それが光検出器144及び増幅器146を介して位相検出器150の入力に結合されているという点で、図1及び図2の構成とはわずかに異なる。遅延の長い第2の光ファイバケーブル130は、注入同期の目的で依然として利用され、VCO110の入力(例えば、入力ポートI)に結合されている。

本開示の幾つかの例では、帰還遅延時間τを増大させるために、複数の光ファイバ遅延線を使用することができる。例えば、図2に示す発振器構成では、2本の光ファイバ遅延線が位相検出器150に供給される。光ファイバ遅延線のうちの一方は、短遅延ファイバ120(200メートルファイバに対して約1μs遅延)とすることができ、他方は、長遅延ファイバ130(1キロメートルファイバに対して約5μs遅延、10キロメートルファイバに対して約50μs遅延)とすることができる。2つの遅延線の位相比較により、発振光信号の搬送波近傍位相雑音を低減させることができる。

図には示さない本開示の幾つかの例では、更に増大した帰還遅延時間τを通して発振器の更に優れた安定性を達成するために、複数の位相検出器を用いて3本以上の光ファイバ遅延線を(例えば、連続的に)結合することができる。こうした例は、多重周波数弁別器を含むことができ、それらの多重周波数弁別器は、標準周波数弁別器の1つのアームに挿入された少なくとも2本の光ファイバを含むことができる。また、幾つかの例では、自己PLLコンポーネントは、位相検出器150の出力に結合されたローパスフィルタ及び増幅器を更に含むことができる。これらのコンポーネントは、位相雑音が増大した任意のより高い周波数を更にフィルタリングで除去するために有益である可能性がある。

最後にVCO110の回路を参照すると、VCO110は、5つのポートI〜Vを有するチューナブルバンドパスフィルタ112を含むことができる。ポートIは、自己ILコンポーネント107から注入同期入力を受け取るように構成することができる。入力ポートIIは、自己PLLコンポーネント109から位相同期ループ入力を受け取るように構成することができる。ポートIIIは、発振信号を変調器104の入力に出力するように構成される。図1に関連して上述したように、ポートI及びIIにおいて受け取られる2つの入力を用いて、ポートIIIで出力される発振信号の安定性を制御することができる。

上述した3つのポートに加えて、チューナブルバンドパスフィルタ112は、ポートIV及びVを介して、核となる雑音の増幅及び自走発振信号の生成のために電力増幅器114に結合することもできる。電力増幅器114は、ポートIにおける注入同期入力を増幅し、それにより、チューナブルバンドパスフィルタ112がポートIIIにおいて約1ワット以上のパワー出力を達成することができるようにすることができる。さらに、注入同期入力の増幅により、発振器の位相雑音を有害なほどに増大させることなく、発振器のロックレンジを増大させることができる。

図10は、VCO110のチューナブルバンドパスフィルタ112のコンポーネントをより詳細に示す。チューナブルバンドパスフィルタ112は、位相検出器150から受け取られる位相同期ループ入力を更にフィルタリングするために、一対のバンドパスフィルタ310及び312を含むことができる。チューナブルバンドパスフィルタ112は、チューナブルバラクタとして機能する一対の逆並列ダイオード314及び316を含むこともできる。上述したように、位相同期ループ入力は、ダイオード314及び316の実効容量を同調させる電圧として作用する。そして、ダイオードの実効容量を同調させることは、VCO110によって生成される発振信号の共振周波数に影響を与える。位相同期ループ入力によって行われる同調に加えて、自己注入同期コンポーネントの光検出器136から受け取られる注入同期入力もまた、通常の注入同期構成においてマスタ発振器がスレーブ発振器を制御するように、VCO110によって生成される発振信号の周波数及び位相を制御することができる。VCO110によって生成される発振信号は、電力増幅器114と逆バイアスバラクタダイオード316との間のノードから変調器104に供給することができる。

図10の例に示すように、位相検出器150、光検出器136及び変調器104は、VCO110の入力ポート及び出力ポートI〜Vに直接(すなわち、間に他のコンポーネントなしに)連結される必要はない。本開示に従って、間に他のコンポーネントを配置することができる。例えば、位相同期ループ入力が、VCO110に入る前に更にフィルタリングされ増幅されるように、位相検出器150とVCP110との間に、ローパスフィルタ及び増幅器を配置することができる。更なる例として、自己注入同期コンポーネント及び自己位相同期ループコンポーネントが幾つかのコンポーネントを共有する態様では、注入同期入力は高周波カプラを通過することができ、そこで、注入同期入力を分割することができ、分割された信号の一部は位相検出器150に進み、信号の一部はVCO110に進む。

上記説明は、制御及び帰還回路105内における自己PLLコンポーネント及び自己ILコンポーネントの各々によってもたらされる利点を論証している。図11は、制御及び帰還回路105内のこれらのコンポーネントを組み合わせることによってもたらされる(位相雑音低減に関する)利点をグラフで示す。具体的には、図11は、自己PLLのみの設定での位相雑音に比較して、VCOが10キロメートル長ケーブルに直接同期している発振器の位相雑音を示す。発振器の位相雑音を、以下の公式に従って分析的にモデル化することができる。

式中、S_ref(f’)は、基準信号の位相雑音であり、Δfは、注入ロックレンジであり、Φ_detuneは、局所発振器信号と基準信号との間の位相離調であり、f’は、オフセット周波数である。S_PLLは、基準信号にのみ位相同期した場合の発振器の位相雑音である。S_PLLは、以下の公式によって与えられることに留意するべきである。

式中、f_n0は、位相同期ループにおける固有共振周波数である。

より詳細には、図11は、10キロメートルのループに同期したQが100の10GHzVCOの性能を示す。S_refは、10キロメートル長の光電子発振器の位相雑音であり、S_PLLは、光電子発振器にのみ位相同期した場合の電気発振器の位相雑音である。現実の条件下で自走VCOと光電子発振器との間の周波数ドリフトを表すために、実際の固有共振周波数f_n0=500kHz、f_lock=10MHzのロックレンジ及びΦ_detune=45度の離調限界も考慮される。

図11の例では、実質的な位相雑音低減を達成するために、小さい位相離調、高い固有共振周波数及び高い注入ロックレンジが適用されている。これらのパラメータの各々の影響を、図12a〜図12cに更にグラフで示す。図12aは、f_n0=20kHz及びΦ_detune=45度を想定して、ロックレンジが増大する際の自己注入同期自己位相同期ループ(「ILPLL」)発振器の性能を論証している。図12bは、f_n0=20kHzの固有共振周波数及びf_lock=10MHzのロックレンジを想定して、位相離調が変更される際のILPLL発振器の性能を論証している。最後に、図12cは、ロックレンジがf_lock=10MHzであり位相離調がΦ_detune=45度である場合のILPLL発振器の固有共振周波数の影響の性能を論証している。ILPLLの最適な性能は、f_n0=50kHz(すなわち、わずか200MHzの演算増幅器ゲイン帯域幅)、f_lock=20MHzのロックレンジ(すなわち、500未満のVCOのQ値)及びΦ_detune=5度(すなわち、5000ppm/CのVCO周波数ドリフト)に対して予測される。

発振器内での自己ILPLL帰還の利点に加えて、更なる利点を、レーザ102及び/又は変調器104の出力のモード同期を通してもたらすことができる。こうした発振器構成を、図9の例に示す。この構成では、位相検出器150の出力を用いて、VCO110の実効容量を制御するだけでなく、レーザ102及び変調器104のいずれかの動作点を調整することもできる。こうした動作点調整は、外部で変調される光学リンク及び直接変調される光学リンクの双方、電子吸収型変調器、並びにマッハツェンダ変調器に対して適用可能である。

本開示の光電子発振器は、図1a〜図1d、図2及び図9の例示的なブロック図において上述したコンポーネントを参照する以下の記述に従って動作することができる。レーザ102は、変調器104内に供給される光ビームを生成することができる。変調器104において、光出力から発振光信号を生成することができる。そして、変調器104は、発振周波数でのRF変調光信号を光ファイバ遅延線130に出力することができる。光信号は、光ファイバ遅延線130を介して光学フィルタ132まで伝播することができ、そこで、光信号の位相雑音が信号からフィルタリングによって除去される。そして、フィルタリングされた光信号は、光学フィルタ132の出力に結合されている光検出器134に供給することができ、そこで、光信号は、電気信号に変換することができる。そして、変換された電気信号は、注入同期入力としてVCO110の入力ポートに供給することができる。幾つかの例では、変換された電気信号は、VCO110に向かう途中で、雑音最小化コンポーネント(例えば、低雑音増幅器)等の他の電気コンポーネントを通過することができる。

さらに、変調器104は、遅延長の異なる2つ以上の光ファイバに、発振周波数でRF変調出力信号を出力することができる。1つのこれらの光ファイバは、光ファイバ遅延線130とすることができる。注入同期コンポーネントに関連して記載したように、光遅延線の温度感度は、受動温度補償を用いることによって低減させることができ、それらのファイバにおける損失もまた、分布光ラマン増幅器を用いることによって極めて低いレベルまで低減させることができる。各光信号は、それぞれの光ファイバケーブルの各々を介してそれぞれの光学フィルタ122及び132まで伝播することができ、そこで、各光信号の強度雑音は、フィルタリングによって除去することができ、選択されたモードの光トランスバーサルRFフィルタの通過を可能にすることができる。そして、フィルタリングされたRF変調光信号は、光学フィルタ122及び132の出力にそれぞれ結合されている光検出器124及び132にそれぞれ供給することができる。光源(すなわち、レーザ102)の波長が調整されるため、光学フィルタの中心周波数を、光ファイバ遅延の分散特性を用いて調整することができる。光検出器124及び134において、光信号の各々を、電気信号を変換することができる。そして、変換された電気信号は、位相検出器又は周波数弁別器150の入力ポートに供給することができ、そこで、それぞれの信号の位相の差を検出することができる。幾つかの例では、変換された電気信号は、位相検出器150に向かう途中で、雑音最小化コンポーネント(例えば、低雑音増幅器)等の他の電気コンポーネントを通過することができる。そして、位相検出器150は、入力された電気信号の位相差に応じて電圧を出力することができ、それは、VCO110の入力制御ポートに供給され、バラクタダイオード等のVCO110のチューナブルバンドパスフィルタ112に含まれるコンポーネントの実効容量を調整するために使用され、それにより、発振周波数が位相同期する。本開示の幾つかの例では、位相検出器150によって出力される電圧は、レーザ102の動作状態を制御するためにレーザ102(例えば、レーザ102の制御回路)に供給することもでき、それにより、レーザ102において光学的モード同期が行われる。更なる例では、位相検出器150によって出力される電圧は、変調器104の動作状態を制御するために変調器104内に供給することができ、それにより、変調器104において光学的モード同期が行われる。

VCO110及びそこで受け取られる入力信号に戻ると、VCO110は、注入同期信号及び位相同期ループ信号に応じて安定した発振信号を生成することができる。そして、安定した発振信号は、VCO110の出力ポートVを介して変調器104に供給することができる。そして、安定した発振信号は、変調器104が、変調器104の発振周波数でRF変調光信号の位相及び周波数を制御するために使用することができる。変調器によって出力される発振RF信号は、上述した制御機構及び手続を用いて搬送波近傍位相雑音に関して著しく改善することができる。

上述した回路を、小さいフォームファクタで製造することができる。これは、電気光学ポリマベースのマッハツェンダ変調器として、又は電子吸収型変調器を備えた長いモノリシック集積レーザを用いて行うことができる。

上述した回路は、無数の用途で採用することができる。1つのこうした用途は、無線データ伝送である。無線帯域幅に対する要求が増大しているため、利用可能な帯域幅をより効率的に使用することが更により重要となる。特に、システムは、ウォークオフを防止するためにそれらの必要な周波数及び位相で信号を維持することが必要になる。本発明の利点は、OEOによって出力される信号が、安定しており、非常に低い搬送波近傍位相雑音レベルで動作することである。したがって、例えば、本発明が基地局で採用される場合、システム性能が向上し、例えば、より多くのユーザを同じ帯域幅に詰め込むことができる。

本発明は、レーダ検出においても導入することができる。こうしたシステムでは、安定した信号により、標的の位置を検出する際のより優れた精度が可能になる。本発明により、有利には、こうしたシステムにおける空間分解能及び時間分解能を増大させることができる。こうしたシステムでは、本回路は、送信機及び/又は受信機の両方で採用することができる。レーダは、航空交通管制、リモートセンシング、電波天文学、宇宙船ドッキング、一般には種々の航空宇宙産業、環境センシング及び軍事用途を含む、種々の用途に導入されるので、本発明は、それらの用途において広範囲に及ぶ影響を与えることができる。

本発明は特定の実施形態を参照しながら本明細書において説明されてきたが、これらの実施形態は本発明の原理及び応用形態を例示するにすぎないことは理解されたい。それゆえ、添付の特許請求の範囲によって規定されるような本発明の趣旨及び範囲から逸脱することなく、例示的な実施形態に数多くの変更を加えることができること、及び他の構成を考案することができることは理解されたい。 [実施形態例] [実施形態1] 発振光信号を持続させる光電子発振回路であって、 前記光信号の第1の部分を受け取るように構成され、該光信号が伝播する光ファイバ遅延線を更に備える自己注入同期コンポーネントと、 前記発振光信号の第2の部分を受け取るように構成された自己位相同期ループコンポーネントであって、 前記光信号が伝播する少なくとも2本の光ファイバケーブルであって、該2本の光ファイバケーブルは長さが異なり、該光ファイバケーブルのうちの少なくとも1本は光ファイバ遅延線である、光ファイバケーブルと、 前記少なくとも2本の光ファイバケーブルに結合され、該光ファイバケーブルのうちの1本を伝播する信号と該光ファイバケーブルのうちの別のものを伝播する信号との間の位相の差を求めるように構成された少なくとも1つの位相検出器と、 を更に備える自己位相同期ループコンポーネントと、 前記自己注入同期コンポーネントによって生成される注入同期信号と、前記自己位相同期ループコンポーネントによって生成される位相同期ループ信号との各々に応じて安定した発振信号を生成するように構成された電圧制御発振器であって、該安定した発振信号は、前記光信号をRF変調するように構成されている電圧制御発振器と、 を備える、発振光信号を持続させる光電子発振回路。 [実施形態2] 前記電圧制御発振器は、実効可変容量を有する逆バイアスバラクタダイオードを備え、前記安定した発振信号は、少なくとも部分的に前記逆バイアスバラクタダイオードの前記実効容量によって制御される、実施形態1に記載の光電子発振回路。 [実施形態3] 前記自己注入同期コンポーネント及び前記電圧制御発振器に電気的に結合された雑音最小化コンポーネントであって、前記注入同期信号に実質的な位相雑音を追加することなく前記注入同期信号を増幅するように構成された雑音最小化コンポーネントを更に備える、実施形態1に記載の光電子発振回路。 [実施形態4] 前記雑音最小化コンポーネントは、負帰還増幅器、リアクタンス整合差動増幅器及びトランスインピーダンス差動増幅器のうちの1つである、実施形態3に記載の光電子発振回路。 [実施形態5] 前記位相検出器と、前記光信号が発生するレーザとに結合されたモード同期コンポーネントであって、モード抑圧技法、モード注入技法、モード結合技法、モード合成技法、マルチモード注入結合技法及びエバネッセントモード結合技法のうちの1つを行うモード同期コンポーネントを更に備える、実施形態1に記載の光電子発振回路。 [実施形態6] 前記位相検出器と、前記光信号が発生する光信号変調器とに結合されたモード同期コンポーネントであって、モード抑圧技法、モード注入技法、モード結合技法、モード合成技法、マルチモード注入結合技法及びエバネッセントモード結合技法のうちの1つを行うモード同期コンポーネントを更に備える、実施形態1に記載の光電子発振回路。 [実施形態7] 前記自己注入係止コンポーネントの前記光ファイバ遅延線は、逆分散スロープを示すように構成されたフォトニックバンドギャップベースのファイバである、実施形態1に記載の光電子発振回路。 [実施形態8] 前記自己注入同期コンポーネントの前記光ファイバ遅延線は、複合ファイバを更に備え、該複合ファイバは、シングルモード光ファイバ及びフォトニック結晶ファイバの各々を含み、該シングルモード光ファイバ及び該フォトニック結晶ファイバの各々は反対の温度勾配を有する、実施形態7に記載の光電子発振回路。 [実施形態9] 前記シングルモード光ファイバの長さと前記フォトニック結晶ファイバの長さとの比は約1:8である、実施形態8に記載の光電子発振回路。 [実施形態10] 前記自己注入同期コンポーネントは、ポンプ光出力を前記自己注入同期コンポーネントの前記光ファイバ遅延線に注入するように構成された分布ラマン増幅器を更に備え、前記ポンプ光源の波長は、前記光ファイバ遅延線を伝播する前記光信号の波長より短い、請求項7に記載の光電子発振回路。 [実施形態11] 前記光ファイバ遅延線の光減衰は約0.05dB/km以下である、実施形態8に記載の光電子発振回路。 [実施形態12] 前記光ファイバ遅延線は、所定の減衰係数及び実効屈折率を有し、前記光ファイバ遅延線の長さは、1km未満の長さと同じ減衰係数及び実効屈折率とを有する光ファイバ遅延線に対する最大品質係数より高い品質係数をもたらすように選択されている、実施形態1に記載の光電子発振回路。 [実施形態13] 前記光ファイバ遅延線の前記長さは、以下の式、

に基づいて選択される、実施形態12に記載の光電子発振回路。 [実施形態14] 前記光ファイバ遅延線は、分布ラマン増幅のためのポンプ光出力を受け取り、少なくとも1つのシングルモード光ファイバ又はソリッドコアフォトニックバンドギャップファイバ及び1つの中空コアフォトニック結晶ファイバを含む複合ファイバを備える、実施形態12に記載の光電子発振回路。 [実施形態15] 前記光ファイバ遅延線の長さは、前記RF変調された発振光信号の短期安定性と長期安定性との間で妥協するように選択されている、実施形態14に記載の光電子発振回路。 [実施形態16] 前記光ファイバ遅延線は約1km長である、実施形態15に記載の光電子発振回路。 [実施形態17] 前記光ファイバ遅延線は約10km長である、実施形態15に記載の光電子発振回路。 [実施形態18] 前記自己注入同期コンポーネントは、該自己注入同期コンポーネントの前記光ファイバ遅延線を伝播する前記光信号をフィルタリングするように構成された光学フィルタを更に備える、実施形態1に記載の光電子発振回路。 [実施形態19] 前記光ファイバは、総ループ長が約10メートルであるファブリペローエタロンを備え、該ファブリペローエタロンのビート周波数は、前記持続光信号の前記発振周波数を少なくとも部分的に制御する、実施形態18に記載の光電子発振回路。 [実施形態20] 前記光学フィルタは、以下の公式、

を用いて導出される発振周波数を有する少なくとも1つの光トランスバーサルRFフィルタを備える、実施形態18に記載の光電子発振回路。 [実施形態21] 前記光学フィルタは、少なくとも第2の光トランスバーサルRFフィルタを更に備え、前記光信号のパワーは、前記第1の光トランスバーサルRFフィルタ及び前記第2の光トランスバーサルRFフィルタの入力側において第1のカプラによって分割され、前記フィルタの出力側において第2のカプラによって再結合され、前記第1のフィルタ及び前記第2のフィルタはファイバ遅延長に差がある、実施形態20に記載の光電子発振回路。 [実施形態22] 前記第1のカプラ及び前記第2のカプラの各々は、前記光信号の波長を調整することができるチューナブル可変カプラである、実施形態21に記載の光電子発振回路。 [実施形態23] 前記光信号の前記光出力は、前記トランスバーサルフィルタの各々の間で均一に分割され、前記光ファイバ遅延長の前記差は、以下の公式、L_N−L₁=2^N−2ΔLに基づいて選択される、実施形態21に記載の光電子発振回路。 [実施形態24] 前記光信号の前記光出力は、前記トランスバーサルフィルタの各々の間で不均一に分割され、前記光ファイバ遅延長の前記差は、以下の公式、L_N−L₁=(N−1)ΔLに基づいて選択される、実施形態21に記載の光電子発振回路。 [実施形態25] 前記トランスバーサルフィルタは、2つの光信号が異なる速度で伝播することができる少なくとも1つの高偏光感度光ファイバを備える、実施形態20に記載の光電子発振回路。 [実施形態26] 前記高偏光感度光ファイバは、以下の公式、

に基づいて選択された長さを有する、実施形態25に記載の光電子発振回路。 [実施形態27] 前記位相検出器は、該位相検出器に入力される2つのRF信号の位相差に比例するアナログ電圧信号を生成するように構成された比較器回路を備え、前記アナログ電圧信号は、前記自己位相同期ループコンポーネントを伝播する前記光信号の周波数又は位相の変化に応じて変動する、実施形態1に記載の光電子発振回路。 [実施形態28] 前記自己注入同期コンポーネントの前記ファイバ遅延線は、前記自己位相同期ループコンポーネントの前記ファイバ遅延線である、実施形態1に記載の光電子発振回路。 [実施形態29] 前記自己位相同期ループコンポーネントは、少なくとも3本の光ファイバを備え、それらのうちの少なくとも2本は光ファイバ遅延線であり、該光ファイバ遅延線の各々は遅延長が異なる、実施形態1に記載の光電子発振回路。 [実施形態30] f_lock=20MHzのロックレンジ及びΦ_detune=5度の位相離調を有する、実施形態1に記載の光電子発振回路。 [実施形態31] 約f_n0=50kHz以上の固有共振周波数を有する、実施形態1に記載の光電子発振回路。 [実施形態32] 前記自己位相同期ループコンポーネントは、前記それぞれの光ファイバを伝播する光信号の各々を結合するように構成された多重周波数弁別器を更に備える、実施形態29に記載の光電子発振回路。 [実施形態33] 前記電圧制御発振器はチューナブルバンドパスフィルタと、前記注入同期入力を増幅するように構成された電力増幅器とを備え、前記電圧制御発振器によって生成される前記安定した発振信号は、該電圧制御発振器により約1ワット以上のパワーで出力される、請求項1に記載の光電子発振回路。 [実施形態34] 光信号を提供する変調器と、 前記光信号の一部を受け取る第1の光学フィルタであって、第1の光検出器に結合された出力を有する第1の光学フィルタと、 前記光信号の一部を受け取る第2の光学フィルタであって、第2の光検出器に結合された出力を有する第2の光学フィルタと、 前記第1の光検出器からの第1のRF信号と、該第1のRF信号より遅延が長い前記第2の光検出器からの第2のRF信号とを受け取る位相検出器であって、該第1のRF信号と該第2のRF信号との位相差を求めるように構成された位相検出器と、 前記第1の光検出器からの前記第1の電気信号及び前記第2の光検出器からの前記第2の電気信号のうちの一方を受け取り、前記位相検出器から第3の電気信号を受け取る電圧制御発振器であって、該電圧制御発振器は、前記第1のRF信号及び前記第2のRF信号のうちの一方と前記第3のRF信号との両方に応じて発振信号を出力するように構成され、該発振信号は、前記変調器の出力を制御するために使用される、電圧制御発振器と、 を備える、光電子発振器。 [実施形態35] 前記発振信号は、前記変調器によって提供される前記光信号をRF変調するために使用される、実施形態34に記載の光電子発振器。 [実施形態36] シングルモードファイバ又はソリッドコアフォトニックバンドギャップ(SC−PBG)と、 中空コアフォトニック結晶ファイバ(HC−PCF)と、 を備える少なくとも1つの複合光ファイバを更に備える、実施形態34に記載の光電子発振器。 [実施形態37] 分布ラマン増幅器を更に備え、前記複合光ファイバは、約0.05dB/km以下の減衰を有することができる、実施形態36に記載の光電子発振器。 [実施形態38] 前記光信号の少なくとも一部の遅延を変化させ、前記光学フィルタの前記通過帯域中心周波数を変化させる波長可変レーザ源を更に備える、実施形態34に記載の光電子発振器。 [実施形態39] 前記変調器によって互いに同相で提供される前記光信号の複数のモードを安定させるモード同期コンポーネントを更に備える、実施形態34に記載の光電子発振器。 [実施形態40] 前記発振信号は、前記光電子発振器によって生成されるRF変調光信号の周波数及び位相のうちの一方を制御するために使用される、実施形態34に記載の光電子発振器。 [実施形態41] 前記第1の光学フィルタ及び前記第2の光学フィルタのうちの一方によって受け取られる前記光信号の前記一部は長さが少なくとも約1キロメートルである光ファイバケーブルを通して供給される、実施形態34に記載の光電子発振器。 [実施形態42] 前記第1の光学フィルタ及び前記第2の光学フィルタのうちの一方によって受け取られる前記光信号の前記一部は長さが少なくとも約10キロメートルである光ファイバケーブルを通して供給される、実施形態34に記載の光電子発振器。 [実施形態43] 前記電圧制御発振器は、チューナブルバンドパスフィルタ及び電力増幅器を含み、該チューナブルバンドパスフィルタは、該電力増幅器の入力及び出力に結合されている、請求項34に記載の光電子発振器。 [実施形態44] 前記モード同期は、レーザ源及び変調器の動作状態を調整することによって達成される、実施形態34に記載の光電子発振器。