Radio oscillation device and a radar device

本発明は、無線発振装置およびレーダ装置に関するものである。

高度道路通信システム（ＩＴＳ）において、車載レーダを始めとして、電波を利用したレーダシステムの需要が拡大している。 近年では、７６ＧＨｚ帯を用いたレーダ装置の開発が進められており、一部実用化が開始された。

現在、車載レーダは、車体の前面に設置し前方検知し、衝突防止センサとして、前方の車の方位、距離、相対速度を測定することが可能である。 今後、安全車間距離を確保して車速を制御するオートクルーズシステム（ＡＣＣ）などへの需要の高まりから、前方だけでなく、追い越し車両や人などの障害物を検知し、レーン制御する必要から側方検知、さらに駐車時の補助や衝突防止などのために後方検知の必要性があり、車体に多数のレーダを取り付ける需要が高まっている。

従来のミリ波レーダは、図１のように、ＦＭ変調器、局部発振器、電力増幅器逓倍器、電気ディバイダー、送信アンテナ、受信アンテナ、ミキサで構成されている。 上記ＲＦ部分はＭＭＩＣ化されているが、コストが高く、普及の課題となっている。 今後、上記のように複数のレーダ装置を装備したいというニーズがあるが、上記のようにＲＦ部分のコストが高いことから、実際上は非常に困難となっている。

さらに、発振器と電気ディバイダー間、送信アンテナおよびミキサ間においては、損失の問題から極力伝送距離を短くする必要がある。 このため、発振器をアンテナの直近に設置しているので、発振器には、劣悪な環境下での高耐久性が要求されている。 一方、レーダ装置として機能するためには周波数安定度、低強度雑音、低位相雑音が高く望まれ、上記双方の要求特性を満足する必要がある。 したがって発振器のコストが高くなる。

特許文献１（特開２００２−１６２４６５号公報）では、モードロックレーザによるサブキャリア光源を利用したレーダ装置を開示している。 この装置によれば、光ファイバと光分波器により出射光を複数経路に分けることが可能となり、１台の発振器で共用でき、さらにＲＦ部分に必要な部品点数を飛躍的に削減できることから、コストの低減化が可能である。 さらに、発振器の設置位置を自由に選択できることから、発振器への要求性能を緩和し、コストの低減化がさらに可能となる。

モードロックレーザなどのサブキャリア光源を使用したレーダ装置においては、発振スペクトルが任意のたてモード間隔にて多数出現する。 このため、所望のビート周波数以外に、複数の無線信号が発生してしまう。 したがって、複数の無線信号が物体から反射されてくるので、受信側に周波数フィルタを設ける必要があり、かつフィルタの通過帯域の要求仕様を厳しくすることで、多数の不要な無線信号をカットすることが必須である。

また、モードロックレーザを使用して７６ＧＨｚ帯の無線信号を発生させるためには、７６ＧＨｚ帯の発振器が必要となる。 このような発振器は、上記した２つの理由からコストが高くなる。

さらに、モードロックレーザなどのサブキャリア光源は、上記のように複数の不必要な周波数をもつ無線信号が発生してしまうために、エネルギー的に効率が悪く、特に複数経路に分岐する場合は所定の無線信号出力を確保することが難しい。 所定の無線信号出力を確保するためには、大規模かつ高性能な光増幅器あるいは電力増幅器が必要となり、コスト高の原因となる。

本発明の課題は、レーダ装置用の無線発振装置において、通過帯域の要求仕様の高い受信側フィルタの必要性をなくし、また高性能かつ高耐久性の発振装置や増幅器の必要性をなくすることによって、実用性の高いレーダ装置用無線発振装置を提供することである。

本発明は、無線信号を発振させるための無線発振装置であって、発振用光変調器、この光変調器を通過する光搬送波を変調し、側帯波を重畳させるための変調手段、光変調器からの出射光を受光し、電気信号に変換する発振用受光器、およびこの電気信号に基づいて無線信号を放射する無線信号放射手段を備えており、発振用光変調器に周波数ｆｍの変調信号を入力し、光搬送波に対し周波数ｎ×ｆｍ（ｎは１以上の所望の整数）シフトした位置に側帯波を重畳し、周波数２×ｎ×ｆｍの無線信号を発振させることを特徴とする。

また、本発明は、無線信号を発振させるための無線発振装置であって、
発振用光変調器、この光変調器に入力する光搬送波を変調し、側帯波を重畳させるための変調手段、光変調器からの出射光を受光し、電気信号に変換する発振用受光器、およびこの電気信号に基づいて無線信号を放射する放射手段を備えており、発振用光変調器に周波数ｆｍの変調信号を入力し、この際変調信号の振幅を光変調器の駆動電圧Ｖπのｎ倍（ｎは２以上の整数）とすることによって、光搬送波に対し周波数ｎ×ｆｍシフトした位置に前記側帯波を重畳し、周波数ｎ×ｆｍの前記無線信号を発振させることを特徴とする。

また、本発明は、前記無線発振装置を備えているレーダ装置であって、物体から反射された信号を受信するための受信手段を備えており、この受信信号および無線信号に基づいて物体に関する情報を得ることを特徴とする。

本発明者は、モードロックレーザなどのサブキャリア光源ではなく、光強度変調器や光位相変調器などの光変調器を使用したレーダ装置を発明した。 この原理について、図２の模式図を参照しつつ述べる。

図２に示す無線発振装置は、光源１、光変調器２、変調用電源６、受光器７および無線信号放射手段８を備えている。 光変調器２は、光導波路基板３、基板３に形成された所定パターンの光導波路５、および光導波路５を伝搬する光を変調する電極４を備えている。

光源１から周波数ｆｏの搬送波を矢印Ａのように発振し、光導波路５に入射させる。 図３に模式的に示すように、変調器の駆動電圧をＶπとする。 光変調器のλ／４の動作点において、変調器電極に周波数ｆｍ、駆動電圧±Ｖπ／２の変調信号を入力する。 すると、光変調器２からは、周波数ｆｍの被変調光（側帯波）が発生する。 これを周波数軸としてみると、図２のように、搬送波Ｐのベース周波数ｆｏに対して周波数ｆｍシフトした位置に、各側帯波Ｒ、Ｑが発生することになる。 この時点で光変調器２から出射される出射光Ｂは、周波数ｆｏの搬送波Ｐが、周波数ｆｍで強度変調された形となる。

これらの搬送波および側帯波を受光器７に矢印Ｂのように入射させる。 通常の受光器７の感度は、搬送波の周波数ｆｏに追随できないので、受光器７から得られる電気信号の周波数はｆｍのみとなる。 この電気信号を無線信号放射装置８に入力することによって、例えば、周波数ｆｍのミリ波無線信号Ｃを発生させることができる。

この場合、モードロックレーザによるサブキャリア光源と異なり、多数のたてモードに対応する光信号は発生しないので、無線信号を高効率で発生することが可能となる。

したがって、特開２００２−１６２４６５号公報において必要であった、受信器の後段に設置されるべきフィルタを、通過帯域特性の厳しくない低コストのフィルタに変更することができ、さらに側帯波のみ発生できれば、フィルタを取り除くことができる。 さらに、無線信号発生に必要な側帯波を効率的に発生させることが可能となり、サブキャリア光源に比し大出力の無線信号が発生でき、複数に分岐した場合にも高性能な光アンプまたは電力増幅器を必要としない。 以上から、本発明はコストの低減効果が高い。

図１は、従来手法によるレーダ装置の構成例を示すブロック図である。

図２は、本発明の一例に係る無線発振装置のブロック図である。

図３は、図２の装置における光変調器の特性を説明する模式図である。

図４ａは、光変調器を逓倍器として利用した場合の特性を説明する模式図である。 図４ｂは、光変調器を逓倍器として利用した他の例の特性を説明する模式図である。

図５は、光変調器２から各種の周波数の無線信号を発振させるための動作を説明する模式図である。

図６は、出射光Ｂを複数の無線発振手段へと分岐させる実施形態について示す模式図である。

図７は、車両に複数の無線発振装置を取り付けた例を示す模式図である。

図８は、本発明の一実施形態に係るレーダ装置を模式的に示すブロック図である。

図９は、本発明の一実施形態に係るレーダ装置を模式的に示すブロック図である。

図１０は、本発明の他の実施形態に係るレーダ装置を模式的に示すブロック図であり、複数のレーダ部２１Ａ、２１Ｂ、２１Ｃ、２１Ｄを設けている。

図１１は、本発明の他の実施形態に係るレーダ装置を模式的に示すブロック図である。

図１２は、本発明の他の実施形態に係るレーダ装置を模式的に示すブロック図であり、複数のレーダ部２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃ、２５Ｄを設けている。

図１３は、光変調器２の一例を示す模式図である。

図１４は、ＦＭＣＷ信号による送信信号と移動物体からの反射信号の実施例を示す。

図１５は、ｎ次側帯波のスペクトル分布を模式的に示す図である。

図１６は、２倍波発生時の側帯波の変換効率や抑圧比率を示すグラフである。

図１７は、４倍波発生時の側帯波の変換効率や抑圧比率を示すグラフである。

図１８は、６倍波発生時の側帯波の変換効率や抑圧比率を示すグラフである。

図１９は、８倍波発生時の側帯波の変換効率や抑圧比率を示すグラフである。

図２０は、実施例３における波長−側帯波の光強度分布を示すグラフである。

図２１は、実施例３で用いた光フィルターの特性を示すグラフである。

図２２は、光フィルターを挿入した後の実施例３における波長−側帯波の光強度分布を示すグラフである。

図２３は、実施例４における波長−側帯波の光強度分布を示すグラフである。

図２４は、実施例４で用いた光フィルターの特性を示すグラフである。

図２５は、光フィルターを挿入した後の実施例４における波長−側帯波の光強度分布を示すグラフである。

好適な実施形態においては、光変調器に周波数ｆｍの変調信号を入力することによって、出射光に周波数ｆｍの前記側帯波を重畳し、周波数ｆｍの無線信号を発振させる。 たとえば図２、３に示す例はこの実施形態に該当する。

また、他の実施形態においては、光変調器を逓倍器として使用することができる。 すなわち、発振用光変調器に周波数ｆｍの変調信号を入力し、この際変調信号の振幅を光変調器の駆動電圧Ｖπのｎ倍（ｎは２以上の整数）とし、動作点は、ｎが偶数のとき光変調器の０もしくはλ／２に設定し、ｎが奇数のとき光変調器のλ／４もしくは３λ／４に設定することによって、周波数ｎ×ｆｍシフトした位置に側帯波を重畳し、周波数ｎ×ｆｍの無線信号を発振させる。 このように、発振用光変調器の駆動電圧を高くすることにより、逓倍数をあげることができ、低周波数の発振器にて高周波の無線信号発生が可能となる。

たとえば、図４（ａ）に模式的に示すように、バイアス電圧が光出力の最大ピーク位置（Ｖｂ：ＯＮ状態）、あるいはバイアス電圧が光出力が零になる位置で（Ｖｂ：ＯＦＦ状態）で動作させる場合に、発振用光変調器に周波数ｆｍの変調信号として入力する。 この際変調信号の振幅を光変調器の駆動電圧Ｖπの２倍とする。 すると、出射光には、周波数２ｆｍの側帯波が重畳される。 この出射光を、搬送波の周波数ｆｏに対する感度のない受光器で受光することによって、周波数２ｆｍの電気信号を得ることができ、これを無線信号を放射する放射手段、例えば送信用アンテナに入力することによって、周波数２ｆｍの無線信号を発生させることができる。

さらに、図４（ｂ）に示すように、バイアス電圧が光出力が１／２になる位置（Ｖｂ：π／２）で動作させる場合に、発振用光変調器に周波数ｆｍの変調信号とし、変調信号の振幅を光変調器の駆動電圧Ｖπのｋ倍（ｋは奇数）とすると、出射光には、周波数ｋ×ｆｍ（ｋは奇数）の無線信号を発生させることができる。 なお、図４（ｂ）ではｋ＝３の場合を図示してあるが、ｋが５以上の奇数の場合も同様である。

また、図２、図３の例において、出射光から搬送波周波数ｆｏの光をフィルタでカットすることが可能である。 この場合には、駆動電圧の大きさに関わらず消光比の大きい変調出力光が得られ、側帯波ＱとＲとのビート周波数２ｆｍの直流成分がない電気信号が受光器から発振され、周波数２ｆｍの無線信号Ｃが発振される。 この場合、電気信号に直流成分がないために熱雑音等のノイズの小さい無線信号が得られる。

図５に示すように、搬送波Ｐの周波数をｆｏ、変調信号の周波数ｆｍとしたときに、強度変調器あるいは位相変調器にVπより大きい適切な変調用電圧を印加することにより、ｆｏから＋あるいは−側に複数の側帯波Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｒ１、Ｒ２、Ｒ３を矢印Ｂのように出射させることもできる。 この場合において、目的とする無線発振周波数に対応する組み合わせの側帯波、あるいは搬送波を選択し、他の光を周波数フィルタでカットする。 また、複数の変調器を直列もしくは並列に組み合わせること、あるいは側帯波間の位相差を例えば光導波路長あるいは光遅波回路・マイクロ波遅波回路によって調整する。 これによって、残った一組の側帯波、あるいは搬送波のビート周波数を有する無線信号を発振させることができる。

また、本発明によれば、発振用光変調器に周波数ｆｍの変調信号を入力し、光搬送波に対し周波数ｎ×ｆｍ（ｎは１以上の所望の整数）シフトした位置に側帯波を重畳し、周波数２×ｎ×ｆｍの無線信号を選択して発振させることができる。 この場合には、周波数逓倍方式によって無線発振することになる。

具体的には、強度変調器を変調周波数ｆｍ、電圧Ｖp-p、バイアス電圧Vbで駆動する場合には、光電界強度は、下記式で表され、側帯波が発生する。 ここで、各記号は以下のとおりである。

Ｊｋ（ｂ）： ベッセル函数 ｂ＝π／４×（Ｖｐ−ｐ／Ｖπ）
Ｖｂ＝０のとき： ａ _１ ＝１、ａ _２ ＝０
Ｖｂ＝Ｖπのとき： ａ _１ ＝０、ａ _２ ＝１

図１５には各側帯波のスペクトル分布を模式的に示す。 バイアス電圧が光出力の最大ピーク位置で動作させると（Ｖｂ：ＯＮ状態）、偶数次（ｎが偶数）の側帯波成分のみが発生する。 逆にバイアス電圧が、光出力が零になる位置で動作させる場合（Ｖｂ：ＯＦＦ状態）には、奇数次（ｎが奇数）の側帯波のみが発生する。 これら各々の高次（ｎ次）側帯波成分は、駆動電圧Ｖｐ−ｐに従って変動し、それぞれ、ある駆動電圧で最大値をとる。 したがって、所望の高次（ｎ次）成分が大きくなり、他のｎ次成分が小さくなるような駆動電圧を選択し、所望のｎ次成分をビート信号として出力させることが可能である。 これを光電変換することにより、２×ｎ×ｆｍに相当する無線周波数を発生できる。

この場合には、所望の整数に対応する側帯波の光強度に対する所望の整数以外の整数に対応する側帯波の光強度の抑制比は、１０ｄＢ以上とすることが好ましい。 また、ｎの上限は理論的には特にないが、実用的には１０以下が使い易い。

あるいは、不所望の側帯波の光強度が所望の側帯波の光強度に比べて抑制されていない場合には、光フィルタによって不所望の側帯波をカットすることによって、所望の側帯波の光強度に対する不所望側帯波の光強度の抑制比を１０ｄＢ以上とすることができる。 このような光フィルタの種類として、ファイバブラッググレーティング（ＦＢＧ）フィルタ、誘電体多層膜フィルタ、アレイ導波路格子（ＡＷＧ）光フィルタ、エタロンフィルタがある。

以下、各倍波の計算結果について例示する。
（２倍波発生）
入力電圧Ｖp-pに対し、バイアス電圧Vbで駆動した場合のｎ次側帯波の光強度パワーの計算値を示す。 まずＶｂ：ＯＦＦ状態の場合に１次側帯波（Ｊ _１ ） ^２ 、および3次側帯波の1次側帯波に対する光パワー強度比（Ｊ _３ ／Ｊ _１ ） ^２ （抑制比）を図１６に示す。 １次側帯波の光強度は入力電圧が（２．３Ｖπ）Vp-pで最大値になり、3次側帯波の抑制比は１５ｄB以上となる。 したがって、この場合、光出力は１次両側帯波の光ビート信号（２×ｆｍ）が得られる。

（４倍波発生）
Ｖｂ：ＯＮ状態の場合に２次側帯波の光強度（Ｊ _２ ） ^２ 、4次側帯波の２次側帯波に対する抑制率（Ｊ _４ ／Ｊ _２ ） ^２および０次側帯波の２次側帯波に対する抑制率（Ｊ _０ ／Ｊ _２ ） ^２を図１７に示す。 ２次側帯波の光強度は入力電圧が（３．９５Ｖπ）Vp-pで最大値になるが、入力電圧が（３．１Ｖπ）Vp-p付近で０次側帯波の２次側帯波に対する抑制比が３０ｄＢ以上、４次側帯波の２次側帯波に対する抑制比１５ｄＢ以上となり、光出力は２次両側帯波の光ビート信号（４×ｆｍ）が得られる。

（６倍波発生）
Ｖｂ：ＯＦＦ状態の場合に３次側帯波の光強度（Ｊ _３ ） ^２ 、１次側帯波の３次側帯波に対する抑制率（Ｊ _１ ／Ｊ _３ ） ^２および５次側帯波の３次側帯波に対する抑制率（Ｊ _５ ／Ｊ _３ ） ^２を図１８に示す。 ３次側帯波の光強度は入力電圧が（５．３５Ｖπ）Vp-pで最大値になるが、入力電圧が（４．８Ｖπ）Vp-p付近で５次側帯波の１次側帯波に対する抑制比が３０ｄＢ以上、１次側帯波の３次側帯波に対する抑制比が１１ｄＢとなる。 この場合、５次側帯波の抑制比をさらに上げるために、強度変調器の出力側に５次側帯波成分のみをカットする光フィルタを使用することができる。 この光フィルタにより抑制比を２０ｄＢ以上にすることができ、光フィルタの出力は３次両側帯波の光ビート信号（６×ｆｍ）が得られる。

光フィルタとして、ＦＢＧフィルタを使用する場合にＦＢＧの反射波長を抑制したい側帯波の中心波長、この場合は５次両側帯波の中心波長に設定し、２段のフィルタを構成することができる。 したがって、強度変調器からの光出力信号は２段のＦＢＧフィルタにて５次両側帯波を反射するためＦＢＧフィルタの光出力は抑制比の高い６×ｆｍ光ビート信号が得られる。 不要側帯波の抑制比を２０ｄＢ以上とするためにＦＢＧフィルタに要求される反射率として１０〜２０ｄＢ程度あればよく、低コスト化が可能な方法である。 また、ＦＢＧフィルタによる不要側帯波の使用は２倍、４倍波発生の場合にも可能であり、抑制比の高い光ビート信号を得るための方法として有効な手段である。

（８倍波発生）
Ｖｂ：ＯＮ状態の場合に４次側帯波の光強度（Ｊ _４ ） ^２ 、０次側帯波、２次側帯波、６次側帯波の４次側帯波に対する各抑制率（Ｊ _０ ／Ｊ _４ ） ^２ 、（Ｊ _２ ／Ｊ _４ ） ^２ 、（Ｊ _６ ／Ｊ _４ ） ^２を図１９に示す。 ４次側帯波の光強度は入力電圧が（６．７５Ｖπ）Vp-pで最大値になるが、入力電圧が（６．５Ｖπ）Vp-p付近で２次側帯波の４次側帯波に対する抑制比が３０ｄＢ以上、０次側帯波の４次側帯波に対する抑制比８ｄＢ、６次側帯波の４次側帯波に対する抑制比９ｄＢとなる。 この場合、０次と６次の両側帯波の3波長を中心波長とする3段のＦＢＧフィルタを使用することにより、抑制比を各々２０ｄＢ以上に改善することが可能である。 これにより、強度変調器からの光出力信号はＦＢＧフィルタにより抑制比の高い８×ｆｍ光ビート信号が得られる。

また、周波数逓倍方式によって無線発振する場合には、（数１）に示すようにバイアス電圧はＶｂ：ＯＮ状態、あるいはＶｂ：ＯＦＦ状態でなくとも任意のバイアス電圧で動作させることは可能である。 この場合には、光フィルタにより所望の側帯波以外の側帯波を抑制することによりＳ／Ｎ比の大きい高品質光ビート信号をえることができる。

本発明の無線発振装置には、無線信号放射手段は一個でも良いが、無線信号を放射する放射手段を複数個設けることができる。 このためには、発振用光変調器からの出射光を分波器で複数経路に分岐し、各分岐光を対応する各受光器に入力させる。 光の分岐や伝送による減衰は少なく、したがって複数の無線放射手段を設けた場合でもコストを低く抑えることができる。

たとえば、図６に示すように、光変調器２からの出射光Ｂを光カプラ１０によって複数経路に分岐させる。 そして、各分岐光を受光器７Ａ、７Ｂ、７Ｃによって受光し、目的周波数の電気信号を発振させ，各無線信号を放射する放射手段８Ａ、８Ｂ、８Ｃからそれぞれ目的周波数の無線信号を放射させる。

本発明においては、物体から反射された無線信号を受信するための受信手段を設けることにより、この受信信号および無線信号に基づいて物体に関する情報を得る。 こうしたレーダ装置の具体的構成や用途は限定されない。 また、無線信号を放射する放射手段、無線受信手段を複数設けることも可能である。

例えば図７に示す例では、車両１１の所定箇所にミリ波発振装置１２を接地する。 そして、車両１１の所望箇所に、受光器７Ａ、７Ｂ、７Ｃ、７Ｄ、７Ｅ、７Ｆ、および各受光器に対応する無線信号放射装置８Ａ、８Ｂ、８Ｃ、８Ｄ、８Ｅ、８Ｆが取り付けられている。

以下、本発明のレーダ装置について更に説明する。
好適な実施形態においては、受光器から出力された電気信号を分岐するための電気的分岐手段、およびこの電気的分岐手段からの分岐信号と受信信号とをミキシングするミキサとを設ける。

図８はこの実施形態に係るレーダ部２１を示すブロック図である。 光源１から搬送波Ａを光変調器２へと入射させ、前述のような出射光Ｂを発振用受光器７に入射させる。 この受光器７から発振する目標周波数の電気信号を電気的分岐手段２２（例えばパワーディバイダー）によって２経路に分岐する。 この電気信号の一方を電気増幅器１４によって増幅し、放射手段８から無線信号を矢印Ｄのように放射する。

分岐された他方の電気信号（目的周波数）は、ミキサ１８へと伝送する。 一方、物体からの反射光Ｅを各受信手段1５Ａ、１５Ｂ、１５Ｃによって受信し、各受信手段からの信号をスイッチ１６によって選択し、増幅器１７によって増幅し、ミキサ１８において、分岐された電気信号とミキシングする。 この出力は所定の信号処理装置１９において処理し、物体の位置、速度等に関する情報を得る。 なお、受光器７と電気的分岐手段２２との間にフィルタを配置し、不所望の周波数の信号をカットすることもできる。

図９の例でも、図８に示すレーダ装置を使用している。 光変調器２に対しては電源６から周波数ｆmの変調信号を印加する。 なお、本例では、電源６からの信号をＦM変調部２０によって変調している。

他の実施形態においては、光変調器からの出射光を分岐するための光学的分岐手段を設け、分岐された後の複数経路の出射光に基づいて、それぞれ無線信号の発振と受信信号の受信とを行うことができる。

図１０は、この実施形態に係るブロック図である。
各レーダ部２１Ａ、２１Ｂ、２１Ｃ、２１Ｄの構成は、前述した図９のレーダ部２１と同様であるので、その説明は省略する。 本例では、光変調器２からの出射光Ｂを光学的分岐手段２３（例えば光カプラ）によって矢印Ｆのように複数に分岐させる。 そして，分岐された各信号にそれぞれ対応するように、各レーダ部２１Ａ、２１Ｂ、２１Ｃ、２１Ｄを設ける。 そして、各レーダ部において、それぞれ無線信号の発振と受信とを行い、信号処理部１９によって信号処理を行い、物体に関する情報を得る。

また、好適な実施形態においては、レーダ装置に、光変調器からの出射光を分岐するための光学的分岐手段、分岐された出射光を入射させ、受信信号によってこの出射光に変調を加えるための出射光変調用光変調器、およびこの光変調器からの出射光を受光し、電気信号に変換する他の受光器を設ける。

図１１は、この実施形態に係るブロック図である。
光源１から搬送波Ａを光変調器２へと入射させ、前述のような出射光Ｂを光学的分岐手段（例えば光カプラ）２３，２７に入射させる。 光学的分岐手段２７からの出射光の一方を発振用受光器７に入射させる。 この受光器７から発振する目標周波数の電気信号を電気増幅器１４によって増幅し、発振手段８から無線信号を矢印Ｄのように発振する。

一方、分岐された他方の出射光（目的周波数）は、光変調器２６へと入射させる。 また、物体からの反射光Ｅを各受信手段１５Ａ、１５Ｂ、１５Ｃによって受信し、各受信手段からの信号をスイッチ１６によって選択し、増幅器１７によって増幅し、光変調器２６の制御変調信号として使用する。 この光変調器２６からの出射光Ｇを他の受光器２８によって受光し、電気信号に変換する。 受光器２８からの電気信号を信号処理部１９によって処理し、物体に関する情報を得る。

好適な実施形態においては、光変調器からの出射光を分岐するための光学的分岐手段を設け、分岐された後の複数経路の出射光に基づいて、それぞれ無線信号の発振と受信信号の受信とを行う。

図１２はこの実施形態に係るブロック図である。
各レーダ部２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃ、２５Ｄの構成は、前述した図１１のレーダ部２５と同様であるので、その説明は省略する。 本例では、光変調器２からの出射光Ｂを光学的分岐手段２３（例えば光カプラ）によって矢印Ｆのように複数に分岐させる。 そして，分岐された各信号にそれぞれ対応するように、各レーダ部２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃ、２５Ｄを設ける。 そして、各レーダ部において、それぞれ無線信号の発振と受信とを行い、受光器２８によって電気信号に変換し、信号処理部１９によって信号処理を行い、物体に関する情報を得る。

好適な実施形態においては、発振用変調器が、強度変調器または位相変調器である。 更に好ましくは、発振用光変調器が、電気光学単結晶からなる基板、この基板に設けられている光導波路、およびこの光導波路に対して変調信号を印加するための進行波形電極を備えている。

このような光変調器として、ＬＮ（ニオブ酸リチウム）−ＭＺ（マッハツェンダー）型光変調器、電界吸収型（ＥＡ）光変調器、半導体ＭＺ型光変調器、ＳＳＢ光変調器がある。 ＬＮ−ＭＺ型光変調器は、ＥＡ光変調器や半導体ＭＺ型光変調器に比し低光挿入損失である特徴がある。 したがって、複数に分岐した場合に光アンプまたは電力増幅器を必要としない可能性もある。

本発明者は、これまで光通信用の広帯域かつ低駆動電圧の光変調器として薄板型X-cutニオブ酸リチウム単結晶からなる光変調器を開発してきた。 本変調器を無線発振用に使用する場合、使用帯域が数ＧＨｚと限られることから、この使用帯域のみで光変調特性の所望の帯域を満足していればよい。 無線発振用途においては、使用帯域が狭いことから、変調駆動に必要な発振器の出力インピーダンスを使用帯域で光変調器電極の入力インピーダンスに整合することは容易である。 したがって、Ｖπのさらなる低減化ができ、前記逓倍次数をより一層あげることが可能となる。

この観点からは、進行波形電極におけるギャップ幅を２０μｍ以下とすることが更に好ましい。

光変調器の具体的形態は特に限定されず、特開平１０−０８２９２１号公報、特開２００１−０６６５１号公報、特開２００２−１０９１３３号公報、特願２００１−１０１７２９号、特開平９−２１１４０２号公報、特開２００１−２３５７１４号公報記載のものを例示し、使用することができる。

図１３は、光変調器の一例を示す横断面図である。

光変調器２は、光導波路基板３と保持基体３１とを備えている。 基板３、基体３１は共に平板形状をしている。 基板３の厚さは好ましくは１００μｍ以下であり、更に好ましくは３０μｍ以下である。 基板３の主面４ａには所定の電極４Ａ、４Ｂ、４Ｃが形成されている。 本例では、いわゆるコプレーナ型（Coplanar waveguide：ＣＰＷ電極) の電極配置を採用しているが、電極の配置形態は特に限定されない。 例えばACPSタイプであってよい。 いわゆる独立変調型の進行波形光変調器も適用できる。

本例では、隣接する電極の間に一対の光導波路５Ａ、５Ｂが形成されており，各光導波路５Ａ、５Ｂに対して略水平方向に信号電圧を印加するようになっている。 この光導波路は、平面的に見るといわゆるマッハツェンダー型の光導波路を構成しているが、この平面的パターンそれ自体は周知である。 基板３の下面と保持基体３１との間に、厚さが略一定の接着層３０が介在し、基板３と保持基体３１とを接着している。

光導波路は、基板の一方の主面に直接形成されたリッジ型の光導波路であってよく、基板の一方の主面の上に他の層を介して形成されたリッジ型の光導波路であってよく、また基板の内部に内拡散法やイオン交換法によって形成された光導波路、例えばチタン拡散光導波路、プロトン交換光導波路であってよい。 具体的には、光導波路が、基板表面から突出するリッジ型光導波路であってよい。 リッジ型の光導波路は、レーザー加工、機械加工によって形成可能である。 あるいは、高屈折率膜を基板上に形成し、この高屈折率膜を機械加工やレーザーアブレーション加工することによって、リッジ型の三次元光導波路を形成できる。 高屈折率膜は、例えば化学的気相成長法、物理的気相成長法、有機金属化学的気相成長法、スパッタリング法、液相エピタキシャル法によって形成できる。

電極は、基板の表面に設けられているが、基板の表面に直接形成されていてよく、低誘電率層ないしバッファ層の上に形成されていてよい。 低誘電率層は、酸化シリコン、弗化マグネシウム、窒化珪素、及びアルミナなどの公知の材料を使用することができる。 ここで言う低誘電率層とは、基板本体を構成する材質の誘電率よりも低い誘電率を有する材料からなる層を言う。

接着層３０の厚さは１０００μｍ以下であることが好ましく、３００μｍ以下であることが更に好ましく、１００μｍ以下であることが最も好ましい。 また、接着層３０の厚さの下限は特にないが、マイクロ波実効屈折率の低減という観点からは、１０μｍ以上であってもよい。

光導波路基板３、保持基体３１を構成する材料は、強誘電性の電気光学材料、好ましくは単結晶からなる。 こうした結晶は、光の変調が可能であれば特に限定されないが、ニオブ酸リチウム、タンタル酸リチウム、ニオブ酸リチウム−タンタル酸リチウム固溶体、ニオブ酸カリウムリチウム、ＫＴＰ、ＧａＡｓ及び水晶などを例示することができる。

保持基体３１の材質は、上記したものに加えて、更に石英ガラス等のガラスであってもよい。

接着剤の具体例は、前記の条件を満足する限り特に限定されないが、エポキシ系接着剤、熱硬化型接着剤、紫外線硬化性接着剤、ニオブ酸リチウムなどの電気光学効果を有する材料と比較的近い熱膨張係数を有するアロンセラミックスＣ（商品名、東亜合成社製）（熱膨張係数１３×１０ ^−６ ／Ｋ）を例示できる。

また、基板３の裏面と保持基板３１との間に接着剤のシートを介在させ、接合することができる。 好ましくは、熱硬化性、光硬化性あるいは光増粘性の樹脂接着剤からなるシートを、基板と保持基板との間に介在させ、シートを硬化させる。 このようなシートとしては、以下を例示できる。

（実施例１）
図１３に示すような光変調器２を用いてレーダ装置を作製した。
具体的には、ｘカットニオブ酸リチウム基板３上にＴｉ拡散導波路５Ａ、５ＢおよびＣＰＷ電極４Ａ、４Ｂ、４Ｃを形成した。 電極構造は中心電極４Ｂと接地電極４Ａ、４ＣとのギャップＧを２０μｍとし、電極厚みを２０μｍとし、電極長を４０ｍｍとした。 次に薄型研磨のために研磨定盤に研磨ダミー基板，その上に変調器基板を電極面を下にして熱可塑性樹脂で貼り付ける。 さらに、横型研磨およびポリッシングにて６μｍ厚みまで変調器基板を薄型加工を実施する。 その後、平板状の補強基板としてｘカットニオブ酸リチウム基板を変調器基板に接着固定し、光ファイバの接続部を端面研磨し、ダイシングにてチップ切断した。 接着固定用の樹脂は、比誘電率４の接着剤を使用し、接着層３０の厚みを５０μｍとした。 上記変調器チップは、光ファイバと光軸調整しＵＶ硬化樹脂にて接着固定した。 実装後、特性評価をした結果、Ｖπが１．５Ｖであった。 また、光応答特性から３ｄＢ帯域は２０ＧＨｚであった。

この光変調器２を使用し、図２、３、９に示すようなレーダ装置を作製した。 そして、使用周波数帯を７６ＧＨｚとし、光源として１．５５μｍのＤＦＢレーザを使用した。 光変調器２の動作点は出力光が最大になる位置として、発振周波数７．６ＧＨｚ、入力電圧±７．５Ｖの発振器で動作させた。 その結果、光スペクトルアナライザにより変調光の波長を観測したところ、１．５５μｍのベースバンドに対し７６ＧＨｚシフトした位置に側帯波が観測された。

この出射光Ｂを受光器７に入射させ、電気信号に変換し、増幅し、アンテナ８から無線信号Ｄを発振させた。 この結果、周波数７６ＧＨｚの無線信号Ｄが発振されることを確認した。

（実施例２）
次に、前記発振周波数に三角波を変調し、同様の方法で光変調器２を動作させたところ、中心周波数７６GHｚのＦＭＣＷ信号が発振されることを確認した。 この信号を送信アンテナ８から移動物体に放射し、その反射してきた信号を受信アンテナ１５Ａ、１５Ｂ、１５Ｃにて受信した。

送信信号と受信信号をミキサ１８にてミキシングすることにより、図１４に示すビート信号を取り出すことにより距離と相対速度を検知することができ、実際の移動物体の距離１００ｍおよび相対速度５０ｋｍを測定することを確認した。

（実施例３）
実施例１と同様にして無線発振を行った。 ただし、本例では、具体的には、ｘカットニオブ酸リチウム基板３上にＴｉ拡散導波路５Ａ、５ＢおよびＣＰＷ電極４Ａ、４Ｂ、４Ｃを形成した。 中心電極４Ｂの幅を５０μｍとし、中心電極４Ｂと接地電極４Ａ、４ＣとのギャップＧを１５μｍとし、電極厚み１５μｍ、電極長は４０ｍｍであった。

次に薄型研磨のために研磨定盤に研磨ダミー基板，その上に変調器基板を電極面を下にして熱可塑性樹脂で貼り付ける。 さらに、横型研磨およびポリッシングにて６μｍ厚みまで変調器基板を薄型加工を実施する。 その後、平板状の補強基板としてｘカットニオブ酸リチウム基板を変調器基板に接着固定し、光ファイバの接続部を端面研磨し、ダイシングにてチップ切断した。 接着固定用の樹脂は、比誘電率４の接着剤を使用し、接着層３０の厚みを５０μｍとした。 上記変調器チップは、光ファイバと光軸調整しＵＶ硬化樹脂にて接着固定した。 実装後、特性評価をした結果、Ｖπが１．２Ｖであった。 また、光応答特性から３ｄＢ帯域は２０ＧＨｚであった。

ここで、レーダの使用周波数帯を７６ＧＨｚとし、光源として１．５５μｍのＤＦＢレーザを使用した。 光変調器の動作点を光が最大になる位置（Ｖｂ：ＯＮ状態）で、入力周波数１９ＧＨｚで駆動した。 この周波数でのＶπは１．７Ｖであった。 入力電圧を５．２Ｖとしたとき、光スペクトルアナライザにより変調光のスペクトル波形を観測したところ、図２０に示す光スペクトルが得られた。 ０次側帯波の２次側帯波に対する抑制比が３０ｄＢ、４次側帯波の２次側帯波に対する抑制比１５ｄＢとなり、２次の両側帯波間の周波数が７６ＧＨｚ（４×ｆｍ）となった。

この場合、さらに図２１に示す反射特性をもつ２段のＦＢＧフィルタを透過させた。 この結果、光変調波形は図２２に示すようになった。

（実施例４）
実施例３と同様にデバイスを試作し、同様に１．５５μｍのＤＦＢレーザを使用し光変調器の動作点を光が最大になる位置（Ｖｂ：ＯＮ状態）で、入力周波数１９ＧＨｚで駆動した。 入力電圧を３Ｖp-pとしたとき、光スペクトルアナライザにより変調光のスペクトル波形を観測したところ、図２３に示す光スペクトルが得られた。 即ち、０次側帯波の２次側帯波に対する抑制比が−１５ｄＢ、４次側帯波の２次側帯波に対する抑制比２２ｄＢとなり、２次の両側帯波間の周波数が７６ＧＨｚ（４×ｆｍ）となった。

この場合、さらに図２４に示すように０次、４次の両側帯波の中心波長で反射する３段のＦＢＧフィルタを透過させると、光変調波形は図２５に示すようになり、0次の抑制比を２０ｄＢ以上とすることが可能となった。

本発明の特定の実施形態を説明してきたけれども、本発明はこれら特定の実施形態に限定されるものではなく、請求の範囲の範囲から離れることなく、種々の変更や改変を行いながら実施できる。