MIMO‑OFDM水声通信系统多普勒扩展估计方法 |
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| 申请号 | CN201610754653.8 | 申请日 | 2016-08-29 | 公开(公告)号 | CN106100692A | 公开(公告)日 | 2016-11-09 |
| 申请人 | 东南大学; | 发明人 | 李春国; 宋康; 张行; 曹冰昊; 杨绿溪; | ||||
| 摘要 | 本 发明 公开了一种适用于MIMO‑OFDM移动 水 声通信系统的多普勒扩展估计方法，在发射端发送两段重复的训练序列，接收端采用多个并行相关器对接收 信号 进行延时自相关运算。根据最大输出结果的相关器的窗口长度进行多普勒扩展因子估计。本发明提供的一种适用于该方案的训练序列结构，可以充分利用MIMO技术带来的分集增益，与传统的基于线性调频信号估计多普勒扩展因子的方法相比，可显著提高多普勒扩展因子估计 精度 。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种适用于MIMO-OFDM移动水声通信系统的多普勒扩展估计方法，其特征在于：在信道带宽受限、多径干扰严重的水声通信系统中引入MIMO-OFDM技术，采用OFDM符号作为该系统的训练序列，所述方法包括如下步骤： |
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| 说明书全文 | MIMO-OFDM水声通信系统多普勒扩展估计方法技术领域[0001] 本发明涉及水声通信领域，尤其涉及一种MIMO-OFDM移动水声通信系统中多普勒扩展估计方法。 背景技术[0002] 带宽和频谱利用率是影响通信系统信息传输速率的两个关键因素，MIMO技术能够通过多根天线同时发射和接收信号而显著提高频谱利用率，因而在带宽受限的水声通信系统中得到了广泛的关注和研究，在单载波传输和OFDM多载波传输中都引入了MIMO技术。 [0003] 在数字通信中，尤其是在OFDM系统中，收发端的频率同步是一个比较关键的问题,频偏估计的准确度会影响到接收端对信号的解调译码等的过程。由于OFDM信号是调制在多个正交子载波上的信号和的形式，子载波信号的叠加会使得OFDM信号包络起伏不定，并且不可避免地出现许多较高的峰值，由此带来较大的峰值功率与平均功率比(Peak-to-Average Power Ratio,PAPR)。在MIMO-OFDM移动水声通信系统的多普勒频偏估计方法中，为减小PAPR对OFDM信号的影响，本发明提出一种适用于该系统的训练序列，该序列具有低PAPR和高自相关特性，适用于水声通信系统中的多普勒扩展因子估计。 [0004] 水声信道是多径干扰严重的时、频、空变信道，其复杂性和多变性限制了水声通信的性能，特别是移动水声通信系统，由于声波在海水中的传播速度仅为1500m/s，收发端的移动导致通信信号在时间上的扩展或压缩远大于无线通信。因此,对于移动水声通信系统,必须首先估计出多普勒扩展因子，然后根据估计出的因子对接收信号重采样，消除多普勒效应对信号的影响。现有的多普勒扩展估计算法中大多使用线性调频(Linearly Frequency Modulated,LFM)信号作为前后同步信号，接收端利用已知的序列与接收信号进行互相关运算，根据前后同步信号输出的峰值间隔与实际信号间隔的差值计算多普勒扩展因子。这种估计方法存在两个主要的缺点：接收机需要缓存所有的接收数据才能计算前后同步信号的峰值，不利于实时信号处理；由于接收信号与本地已知信号作互相关运算，无法消除由于收发端晶振频率差异等引起的信号频率偏移的影响。 [0005] 本发明提出使用IEEE802.11n协议中40MHz混合模式前导码的HT-LTF部分作为训练序列，该序列包含两段相同的OFDM符号。接收端使用多个并行相关器对接收信号进行延时自相关处理，根据最大输出结果的相关器的窗口长度进行多普勒扩展因子估计。该方案在信号实时处理和消除收发端固定频偏方面具有优势：重复的序列结构位于数据帧前端，不需缓存整帧数据即可进行同步和多普勒估计等；两段重复序列受到相同的收发端固定频偏影响，自相关运算时取共轭可消除固定频偏。 发明内容[0006] 技术问题：为了水声通信系统中现有的多普勒估计方案估计精度较低的问题，本发明提供一种MIMO-OFDM移动水声通信系统的多普勒扩展估计方法，充分利用训练序列良好的自相关特性和MIMO技术带来的分集增益，可获得更高的多普勒扩展因子估计精度。 [0007] 技术方案：为实现上述目的，本发明采用的一种MIMO-OFDM移动水声通信系统的多普勒扩展估计方法，在信道带宽受限、多径干扰严重的水声通信系统中引入MIMO-OFDM技术，并提出一种适用于该系统的训练序列结构。所述方案包括如下步骤： [0008] 1)在发送数据帧前插入两段重复的训练序列，不同的发射天线上采用不等长度的循环移位，以防止波束成形效应； [0009] 2)信号经过时变多径时延信道； [0010] 3)接收端采用多个并行相关器对接收信号进行延时自相关运算； [0011] 4)根据最大输出结果的相关器的窗口长度进行多普勒扩展因子估计。 [0012] 所述步骤1)中，数据帧前插入的训练序列采用的是IEEE802.11n协议中40MHz混合模式前导码的HT-LTF部分经逆傅里叶变换而得到的两段相同的OFDM符号。 [0013] 所述步骤1)中，不同的发射天线上采用不等长度的循环移位的方法是：对一个码元周期内的OFDM码元 当0≤t≤T+Tcs时，用 取代 而当T+Tcs≤t≤T时，用取代 其中，T为一个OFDM符号持续时间，Tcs是循环移位的长度。 [0014] 所述步骤2)中，时变多径时延信道是：冲激响应函数可以表示为： [0015] [0016] 其中，下标p表示多径数，Ap(t)是路径增益，τp(t)是路径时延，假定所有路径的多普勒扩展因子a相同，路径时延τp(t)，路径增益Ap(t)在一帧符号持续时间内保持不变，即记为τp,Ap。 [0017] 所述步骤3)中，接收端采用多个并行相关器对接收信号进行延时自相关运算的方法是： [0018] [0019] 其中下标j代表第j根接收天线，Kl表示相关器的窗口长度，y表示接收信号,n表示第n个采样点。能量函数P为： [0020] [0021] 所述步骤4)中，最大输出结果的判定方法是： [0022] [0023] Nr为接收天线数，Mn为相关器输出结果，选取其中的最大值，记为Mmax，Pj(n)为能量函数。 [0024] 所述步骤4)中，进行多普勒扩展因子估计的方法是：取输出最大判决变量的窗口长度值 可以计算出多普勒扩展因子为： [0025] [0026] 其中，KF为发送训练序列的实际长度，为多普勒扩展因子的估计值，令海水中的声速为c，相应的，可得收发机的相对运动速度为： [0027] [0028] 有益效果：本发明提供的一种MIMO-OFDM移动水声通信系统的多普勒扩展因子估计方法，在接收端使用延时自相关算法进行多普勒扩展因子估计，不需要缓存整帧数据即可进行多普勒扩展因子估计，便于实时的信号处理；并且由于两段重复序列受到相同的收发端固定频偏影响，自相关运算时取共轭可消除收发端固定频偏带来的影响。本发明所提出的方案在时变多径时延信道下仍能比较精确的进行多普勒扩展因子估计，并可以充分利用MIMO技术获得分集增益，提高估计精度。附图说明 [0029] 图1为本发明提出使用的训练序列时域码元结构图； [0030] 图2为本发明中的发送信号的数据帧结构图； [0031] 图3为本发明中的接收端多个并行相关器示意图； [0032] 图4为多普勒扩展因子a＝0.005,多径数path＝3的情况下估计误差随信噪比的变化而变化的仿真曲线，其中，估计误差是指多普勒扩展因子的估计值与实际值之间的偏差。 [0033] 图5为多普勒扩展因子a＝0.005,多径数path＝7的情况下估计误差随信噪比的变化而变化的仿真曲线。 [0034] 图6为多普勒扩展因子a＝0.009,多径数path＝3的情况下估计误差随信噪比的变化而变化的仿真曲线。 [0035] 图7为多普勒扩展因子a＝0.009,多径数path＝7的情况下估计误差随信噪比的变化而变化的仿真曲线。 具体实施方式[0036] 下面结合附图对本发明作更进一步的说明。 [0037] 设MIMO-OFDM系统发射天线数为Nt，接收天线数为Nr，信号采用基于循环前缀(Cyclic Prefix，CP)的OFDM调制方式，以防止码间干扰，令B为信道带宽，K为子载波个数，则子载波间隔为Δf＝B/K，一个OFDM符号持续时间为T＝1/Δf＝K/B，每个OFDM符号的循环前缀时间长度为Tg。 [0038] 如图1、2所示，本发明所采用的训练序列的频域结构为IEEE802.11n协议中40MHz混合模式前导码的HT-LTF部分。训练序列包含两段相同的OFDM符号，令s＝[s[0],s[1],…,s[K-1]]T表示一个OFDM符号的频域序列，则第m帧数据的基带训练序列可以写成： [0039] [0040] 其中，K为子载波个数，tm为第m帧信号起始时间，T为一个OFDM符号的持续时间。相应的，经频率为fc的载波上变频，得到的带通信号为： [0041] [0042] 在MIMO系统中，为了消除不希望有的波束成形效应，解除单个空间流从不同天线传播的信号间的相关性，对不同发射天线上的发送序列进行不等长度的循环移位(TCS)，对一个码元周期内的OFDM码元 当0≤t≤T+Tcs时，用 取代 而当T+Tcs≤t≤T时，用 取代 T为一个OFDM符号持续时间，Tcs是循环移位的长度。则第i根发射天线发射的第m帧信号为： [0043] [0044] 时变多径时延水声信道的冲激响应函数可以表示为： [0045] [0046] 其中，Ap(t)是路径增益，τp(t)是路径时延，我们假定： [0047] 1)所有路径的多普勒扩展因子a相同，即： [0048] τp(t)≈τp-at [0049] 2)路径时延τp(t)，路径增益Ap(t)在一帧符号持续时间内保持不变，即记为τp,Ap。信号经过上述信道,接收端第j根接收天线上的接收信号可以表示为: [0050] [0051] 其中， 是加性高斯白噪声，信道传输函数Hk的定义为： [0052] [0053] 将接收信号下变频到基带信号为： [0054] [0055] w(t)为基带高斯白噪声。Ω＝2πafc是载波频偏(carrier frequency offset,CFO)。从式中可以看出，多普勒效应对传输信号造成了两点影响： [0056] 1)引起了信号在时间上的扩展或压缩，即持续时间从2T变为2T/(1+a)。 [0057] 2)多普勒效应造成每一个子载波发生了 的频率偏移，而由于水声信道的带宽与载波频率相差不大，不同的子载波的频率偏移不同，所以不能将其作为窄带信号处理。因此在进行OFDM解调前必须要对信号进行多普勒频偏补偿，以防止子载波间干扰(Inter-Carrier Interference，ICI)。 [0058] 在接收端进行采样，则可以得到基带数字信号为： [0059] [0060] 其中KF为发送训练序列的实际长度， 是采样间隔， 是过采样率。 [0061] 如图3所示，本发明采用在接收端使用多个并行相关器对信号进行处理的方法，实现多普勒扩展因子的估计。具体来说，每个相关器的相关窗口取不同的长度，对接收信号进行延时自相关运算，设相关器的窗口长度为Kl，利用接收信号中两段重复序列作自相关，得到： [0062] [0063] 其中下标j代表第j根接收天线，y表示接收信号,n表示第n个采样点。能量函数P计算相关窗口内序列的全部能量，可以抑制噪声的影响，减小波动： [0064] [0065] 判决变量为： [0066] [0067] 然后，选取所有相关器输出Mn中的最大值，记为Mmax，当Mmax超过设定的判决门限Γth时，即认为有信号帧到达： [0068] H1if:Mmax＞Γth [0069] 当所有相关器的输出均大于Γth时，需根据信道状况重新选取门限值。 [0070] 取输出最大判决变量的窗口长度值 则认为此值与受多普勒影响的信号长度是最接近的，所以，可以计算出多普勒扩展因子为： [0071] [0072] KF为发送训练序列的实际长度，为多普勒扩展因子的估计值，相应的，可得收发机的相对运动速度为： [0073] [0074] 其中，c为声波在海水中的传播速度。 [0075] 接收机利用估计出的 对接收信号进行重采样，即可消除多普勒效应对传输信号的影响。 |
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