一种MFSK水声通信方法及系统 |
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| 申请号 | CN201510685684.8 | 申请日 | 2015-10-20 | 公开(公告)号 | CN105406921A | 公开(公告)日 | 2016-03-16 |
| 申请人 | 中国电子科技集团公司第三研究所; | 发明人 | 尹航; 张学磊; 董雷; 刘德铸; 铁煜; 石建飞; | ||||
| 摘要 | 本 发明 涉及一种MFSK 水 声通信方法及系统，该方法通过在 信号 调制中采用m序列对 数字信号 调制以展宽信号 频谱 后再调制到 射频信号 发送出去；信号调解中先用m序列与接收信号做相关运算，估计每个码元的波峰起始 位置 实现码元同步后对码元解扩，然后 频率 估计，频率估计采用CZT变换 算法 对解扩后频带信号频谱细化，得到细化频谱，然后根据细化频谱进行信道译码后输出，能够使接收信号频谱更细化，最小频率间隔更小，降低了频率估计时对码元长度的要求，提高了通信速率，进一步降低频率间隔，提高了频率利用效率且使码无同步处理更为精确。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种MFSK水声通信方法，包括信号调制步骤与信号调解步骤，所述信号调解步骤包括有频率估计步骤，其特征在于，在所述信号调制步骤中采用m序列对数字信号进行调制以展宽信号的频谱后再调制到射频信号发送出去；在信号调解步骤中，先用m序列与接收信号做相关运算，估计每个码元的波峰起始位置实现码元同步后对码元解扩，然后进行频率估计，所述频率估计步骤中采用CZT变换算法对解扩后的频带信号的频谱进行细化，得到细化频谱，然后根据细化的频谱进行信道译码后输出。 |
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| 说明书全文 | 一种MFSK水声通信方法及系统技术领域[0001] 本发明属于通信技术领域，具体涉及一种MFSK水声通信方法及系统。 背景技术[0002] 多频移键控技术(MFSK)是用不同频率、波形形式相同的波形代表不同的码元，其能有效的克服码间干扰和相位畸变，并能具有较强的抗时间扩散和频率扩散能力，因此该方法在水声通信中得到了广泛应用。但其有如下缺点：需要较宽的频带宽度及单位带宽的通信速率低。为了提高MFSK通信的速率，希望尽量降低频点和频点之间的间隔，并降低每个码元的持续时间，这样就造成了解调时准确估计频率的难度。 [0003] 主要的频率估计方法可分为非参数化方法和参数化方法两类，前者以傅里叶变换为基础，计算量较小，但分辨率往往较低；后者包括MUSIC、ESPRIT等方法，具有较高的频率分辨率，但涉及到矩阵的分解和求逆，计算量较大，难以实时实现。因此，基于DFT的频率估计应用的较多。由于DFT得到的是离散频率值，频率的分辨率限制了频率估计精度，只有当信号频率为DFT频率分辨率的整数倍时，DFT得到的频率估计值才是准确的。 [0004] 而为了提高MFSK通信的速率，希望尽量降低频点和频点之间的间隔，并降低每个码元的持续时间，但这样就造成了频率难以准确估计。 发明内容[0005] 本发明的目的在于解决上述的技术问题而提供一种MFSK水声通信方法及系统，该方法信号调制时采用m序列对数字信号进行调制以展宽信号的频谱后再调制到射频信号发送出去，在信号解调时基于CZT变换的频率估计方法来对频率进行估计，能够使接收信号频谱更细化，最小频率间隔更小。 [0006] 为实现上述目的，本发明采用如下技术方案： [0007] 一种MFSK水声通信方法，包括信号调制步骤与信号调解步骤，所述信号调解步骤包括有频率估计步骤，其特征在于，在所述信号调制步骤中采用m序列对数字信号进行调制以展宽信号的频谱后再调制到射频信号发送出去；在信号调解步骤中，先用m序列与接收信号做相关运算，估计每个码元的波峰起始位置实现码元同步后对码元解扩，然后进行频率估计，所述频率估计步骤中采用CZT变换算法对解扩后的频带信号的频谱进行细化，得到细化频谱，然后根据细化的频谱进行信道译码后输出。 [0008] 所述对解扩后的频带信号采用CZT变换算法对频谱进行细化的具体步骤为： [0009] 确定细化频带和输出点数； [0010] 将所述细化频带转换为单位圆上的一段圆弧，确定CZT的路径，包括起点、终点和间隔点的位置； [0011] 计算给定路径上的CZT； [0012] 根据所述细化频带内频率点位置和CZT的结果，得到细化频谱。 [0013] 所述对码元解扩中，还包括有去掉码元间的保护间隔的步骤。 [0014] 本发明的目的还在于提供一种MFSK水声通信系统，包括： [0015] 信号调制发送装置，用于采用m序列对数字信号进行调制以展宽信号的频谱后再调制到射频信号发送出去； [0016] 信号接收解调装置，用于在接收到射频信号后，先用m序列与接收信号做相关运算，先用m序列与接收信号做相关运算，估计每个码元的波峰起始位置实现码元同步后对码元解扩，然后进行频率估计，所述频率估计步骤中采用CZT变换算法对解扩后的频带信号的频谱进行细化，得到细化频谱，然后根据细化的频谱进行信道译码后输出。 [0017] 所述信号接收解调装置包括： [0018] 码元同步单元，用于在接收到射频信号后，用m序列与接收信号做相关运算，估计每个码元的波峰起始位置实现码元同步并进行解扩； [0019] 频率估计单元，用于采用CZT变换算法对解扩后的频带信号的频谱进行细化，得到细化频谱； [0020] 信道译码单元，用于根据细化的频谱进行信道译码后输出。 [0021] 所述信号接收解调装置包括： [0022] 保护间隔去除单元，用于在码元同步后去掉码元间的保护间隔，将保护间隔去除后信号送到所述频率估计单元。 [0023] 所述信号调制发送装置包括调制用m序列产生器，用于产生调制信号用的m序列，对应的，所述信号接收解调装置包括解调用m序列产生器，用于产生解调用的m序列。 [0024] 本发明通过在所述信号调制步骤中采用m序列对数字信号进行调制以展宽信号的频谱后再调制到射频信号发送出去；在信号调解步骤中，先用m序列与接收信号做相关运算，估计每个码元的波峰起始位置实现码元同步后对码元解扩，然后进行频率估计，所述频率估计步骤中采用CZT变换算法对解扩后的频带信号的频谱进行细化，得到细化频谱，然后根据细化的频谱进行信道译码后输出，特别是通过在所述频率估计步骤中采用CZT变换算法对频谱进行细化，而基于CZT变换的频率估计方法来对频率进行估计，能够使接收信号频谱更细化，最小频率间隔更小，从而降低了频率估计时对码元长度的要求，提高了通信速率，也可进一步降低频率间隔，提高了频率利用效率，而采用m序列对数字信号进行调制以展宽信号的频谱后再调制到射频信号发送出去，除了应用了扩频通信抗噪性能较好的特点，也利用了m序列优良的自相关性，更精确地进行码元同步。附图说明 [0026] 图2A～2B为MFSK调制方式下频带的示意图； [0027] 图3为本发明实施例提供的CZT的变换路径的示意图。 具体实施方式[0028] 下面，结合实例对本发明的实质性特点和优势作进一步的说明，但本发明并不局限于所列的实施例。 [0029] 参见图1所示，一种MFSK水声通信方法，包括信号调制步骤与信号调解步骤，所述信号调解步骤包括有频率估计步骤，在所述信号调制步骤中采 用m序列对数字信号进行调制以展宽信号的频谱后再调制到射频信号发送出去；在信号调解步骤中，先用m序列与接收信号做相关运算，估计每个码元的波峰起始位置实现码元同步后对码元解扩，然后进行频率估计，所述频率估计步骤中采用CZT变换算法对解扩后的频带信号的频谱进行细化，得到细化频谱，然后根据细化的频谱进行信道译码后输出。 [0030] 进一步的，所述对码元解扩的步骤中，还包括有去掉码元间的保护间隔的步骤。 [0031] 其中，所述对解扩后的频带信号采用CZT变换算法对频谱进行细化的具体步骤为： [0032] 确定细化频带和输出点数； [0033] 将所述细化频带转换为单位圆上的一段圆弧，确定CZT的路径，包括起点、终点和间隔点的位置； [0034] 计算给定路径上的CZT； [0035] 根据所述细化频带内频率点位置和CZT的结果，得到细化频谱。 [0036] 在扩频系统中，伪随机序列有着重要的作用，应用伪随机序列可提高系统的抗干扰性能。二元m序列是一种狭义的伪随机序列，它具有优良的自相关特性，且容易产生和复制。它是由线性移位寄存器加上反馈之后生成的，因此也被称为最长线性反馈移位寄存器序列。在扩频通信及码分多址技术中，m序列已经得到了广泛的应用。本发明将m序列应用于MFSK系统中，利用其优良的自相关及互相关特性，在时域上更好分辨每个码元的位置，有助于更好地解调MFSK信号。具体实现时，本发明将载波形式设定为m序列形式，在接收端，用此m序列与接收信号做相关，根据m序列的相关特性，在时间轴上可以得到相关峰，可有效估计每个码元的波形的起始位置，有利于码元同步，能有效求出每个码元在时间坐标上的位置，实现码元同步更为精确。 [0037] 参见图1所示，具体在水声通信过程中，在解调时具体通过以下步骤进行： [0038] 调制发送装置发出的信号由换能器接收后，经过前置放大器放大，经过A\D模数转换变成数字信号、经下变频器变频处理、通过m序列与接收信号 做相关，估计每个码元的波形的起始位置，使码元同步后解扩并去掉码元间的保护间隔，然后采用CZT变换算法进行频率估计，通过信道译码步骤计算并去除信道对接收信号的影响，最终实现MFSK的解调，输出相应的数字信号。 [0039] 下面，结合MFSK调制方式对CZT实现频谱细化进行详细说明： [0040] 参见图2A-2B所示，目前，MFSK调制方式有如下特点： [0041] 1)整个系统带宽为F,可分为N1个子频带，每个子频段中含N2个频点；子频点之间的频率间隔为ΔF，如图2A所示。 [0042] 2)每个码元中同时包括N1个频率；每个码元的长度为T，图2B所示。 [0043] 3)在MFSK方式中可通过加入保护时间来降低码元间干扰，设置频率裕度来降低多普勒频移干扰。 [0044] 若T为码元持续时间，为了能够较为准确的估计出每个频带发射的频点，通常要求MFSK信号的最小频率间隔ΔF等于1/2T。 [0045] 为了得到较高的通信速率,要求每个码元包含的载波信号很短,频率分辨率比较高，使用传统的FFT法，难以达到目的。而CZT可以计算单位圆上任一曲线上的Z变换，做CZT时输入的点数N和输出的点数M，可以不相等，从而达到频域“细化”的目的。CZT变换可以对窄带信号频谱或对部分感兴趣的频谱进行细化分析。因此利用这一特性，可减少码元长度，提高通信速率。 [0046] 下面，对CZT以及CZT细化频谱说明。 [0047] 1、CZT的定义(参见图3所示)： [0048] 设x(n)为已知的时间信号，其Z变换是 [0049] [0050] 式中 [0051] [0053] zr＝ AW-r (3) [0054] 式中 [0055] 则 [0056] A0，W0为任意的正实数，给定A0，W0，θ0， 当r＝0,1,…,∞时，可得到在z平面上的一个个点z0,z1,…,z∞，取这些点上的Z变换，有 [0057] [0058] 由4式可知，当r＝0时， 该点在z平面上的幅度为A0，幅角为θ0，是CZT的起点。当r＝1时， z1点的幅度变为 角度在θ0的基础上有增量 当随着r的变化，点z0,z1,…,z∞构成了CZT变换的路径。因此，对第M-1点，即Q＝zM-1点，该点的极坐标应是 [0059] [0060] 如图3所示，在单位圆上实现CZT就可以得到信号的频谱分析，而A0，W0都应取为1。x(n)的长度假定为n＝0,1,…,N-1，变换的长度r＝0,1,…,M-1，有 [0061] [0062] 由于 [0063] [0064] 所以(7)式可以写成 [0065] [0066] 令 [0067] [0068] [0069] 则 [0070] [0071] 式中 [0072] [0073] 2、CTZ的计算方法： [0074] 计算N点输入序列x(n)在单位圆上M点X(zr)的关键是实现(12)式中g(n)和h(n)的线性卷积。由(10)可知，由于 所以 应 是一无穷长的序列，且是以n＝0为偶对称的。同理， 也应是无穷长序列。但是因为x(n)是N点序列，所以由式(10)可知，g(n)也应是N点序列，即n＝0,1,…,N-1。 [0075] 由上述g(n)，h(n)的特点，考虑到仅需要M点的输出序列，且希望用DFT来实现g(n)和h(n)的卷积，这就需要对g(n)，h(n)的长度做一些处理。 [0076] 按式(10)计算出g(n)，n＝0,1,…,N-1，然后将g(n)补零，使之长度为L，L≥N+M-1，这样得到的新序列 [0077] [0078] 将h(n)也转换成一个L点的新序列h′(n)， [0079] [0080] 因为h(n)本是一偶对称无穷长序列，若和g(n)直接做线性卷积，且g(n)仅N点，卷积的结果只要M点，所以设想在卷积时是翻转h(n)，那么，翻转后h(-n)应有N点和g(n)对应相乘，且h(-n)应可向右移M次。 [0081] 有了h′(n)，g′(n)之后，先求h′(n)，g′(n)的DFT，得H′(k)，G′(k)，它们都是L点序列。再令Y′(k)＝H′(k)G′(k)，并求Y′(k)的反变换，得y(r)，仅取y(r)中的前M个点。然后用 乘y(r)，则得最后的输出X(zr)，r＝0,1,…,M-1。 [0082] 3、利用CZT实现频谱细化： [0083] 对于N点输入序列x(n)，其采样频率为fs，为了得到x(n)的频谱，CZT应在单位圆上实现，因此A0，W0都应取为1。频率轴上0～fs/2对应单位圆上幅角0～πrad，因此假定欲细化的频带为0≤f1＜f2≤fs/2，且有M条独立谱线，则对应单位圆上幅角范围为2πf1/fs～2πf2/fs，圆弧上也有M点取值。所以，CZT的路径为单位圆上起点为 终点为 间隔为 的一段圆弧。不难得到利用CZT实现频谱细化的计算条件: A0＝W0＝1，θ0＝2πf1/fs， [0084] 直接利用FFT计算x(n)的频谱时，在0～fs/2的频率范围内会有N/2条独立谱线，频率分辨率Δf＝fs/N。利用CZT经过细化后，在f1～f2的频率范围内会有M条独立谱线，频率分辨率为Δf＝(f2-f1)/(M-1)。由此可见:细化频带越窄，CZT输出点数越多，细化倍数就越高。 [0085] 本发明的目的还在于提供一种MFSK水声通信系统，包括： [0086] 信号调制发送装置，用于采用m序列对数字信号进行调制以展宽信号的频谱后再调制到射频信号发送出去； [0087] 信号接收解调装置，用于在接收到射频信号后，先用m序列与接收信号做相关运算，先用m序列与接收信号做相关运算，估计每个码元的波峰起始位置实现码元同步后对码元解扩，然后进行频率估计，所述频率估计步骤中采用CZT变换算法对解扩后的频带信号的频谱进行细化，得到细化频谱，然后根据细化的频谱进行信道译码后输出。 [0088] 进一步的，所述信号接收解调装置包括： [0089] 元同步单元，用于在接收到射频信号后，用m序列与接收信号做相关运算，估计每个码元的波峰起始位置实现码元同步并进行解扩； [0090] 频率估计单元，采用CZT变换算法对解扩后的频带信号的频谱进行细化，得到细化频谱； [0091] 信道译码单元，用于根据细化的频谱进行信道译码后输出。 [0092] 进一步的，所述信号接收解调装置包括： [0093] 保护间隔去除单元，用于在码元同步后去掉码元间的保护间隔，将保护间隔去除后信号送到所述频率估计单元。 [0094] 进一步的，所述信号调制发送装置包括调制用m序列产生器，用于产生调制信号用的m序列，对应的，所述信号接收解调装置包括解调用m序列产生器，用于产生解调用的m序列。 [0095] 本发明在发射端信号设计的方面，通过载波形式采用了m序列形式，与传统的正弦形式的载波有如下优势： [0096] 1.m序列有良好的自相关特性，在接收端进行时域分析时，能有效的计算码元所在位置，有利于解调装置的解调； [0097] 2.m序列有良好的互相关特性，能有效的降低噪声的影响，减少码间串扰。 [0098] 本发明通过在MFSK的解调过程的频率估计步骤中，应用了CZT变换，与FFT方法相比，有如下的优势： [0099] 1.FFT方法需要设计数字滤波器，细化频带两端附近的频谱幅度受到滤波器性能(幅频特性过渡带)的影响较大，而基于CZT的细化方法，不使用滤波器，也就不受滤波器性能的影响。 [0100] 2.传统FFT方法物理概念非常明确，但细化频带两端附近的频谱幅度容易受滤波器性能的影响，存放中间数据所需内存空间大，频率调整复杂，使最大细化倍数和精度受到一定限制。 [0101] 3.基于CZT的频谱细化方法处理过程简单、细化倍数选择灵活、运算效率高，可使整个细化频带取得较好的细化效果，能够在复杂信号频域分析中广泛采用。 [0102] 4.采用CZT变换进行频率估计，降低了频率估计时对码元长度的要求，提高了通信速率； [0103] 5.采用CZT变换进行频率估计，可进一步降低频率间隔，提高了频率利用效率。 [0104] 以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。 |
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