本申请基于2007年8月6日在日本申请的特愿2007-204544号主张优先权，在此引用其内容。
应用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex：正交频分复用)的传送方式，通过多载波化和保护间隔(GI：Guard Interval)的插入，能够减轻高速数字信号传送中的多路延迟的影响。
但是，在多载波化传送中，当存在超出保护间隔区间的延迟波时，产生由于前面符号进入FFT(高速傅立叶变换：Fast Fourier Transform)区间而产生的符号间干扰(ISI：Inter Symbol Interference)、和由于符号的中断即信号的不连续区间进入高速傅立叶变换区间而产生的载波间干扰(ICI：Inter Carrier Interference)。
图25是表示经由多路环境从一台无线发送机到达一台无线接收机的信号图。在此，横轴取时间。符号s1～s4表示经由多路环境从无线发送机到达无线接收机的信号，经由4个多路到达。在符号之前附加有复制了符号的后半部分的保护间隔GI。
从上开始的第一个信号s1表示直达波，第二个信号s2表示发生了保护间隔GI以内的延迟t1的延迟波。直达波和延迟波也称为到来波。另外，第三、第四个延迟波即信号s3、s4表示发生了超过保护间隔GI的延迟t2、t3的延迟波。
位于第三、第四个延迟波的信号s3、s4之前的斜线部表示所希望符号之前的符号进入了所希望符号的FFT区间的部分，区间t4表示所希望符号的FFT区间，所述斜线部分成为所述ISI成分。ISI成分是干扰成分，因此，成为解调时的特性劣化的原因。另外，在第三、第四个延迟波的信号s3、s4中，符号的中断K进入区间t4，这是成为所述ICI的原因。
图26(a)及图26(b)是表示在多载波方式的信号的发送接收中，副载波间正交的形态、和由于ICI而在副载波间产生干扰的形态的图。图26(a)表示未产生ICI而未在副载波间产生干扰的形态，图26(b)是表示由于ICI而在副载波间产生干扰的形态。
如图26(a)所示，在不存在超过保护间隔GI的延迟波的情况下，注意虚线部分的频率时，处于仅含有某一个副载波成分，不含有其它的副载波成分的状态。这种状态为保持副载波间的正交性的状态。在通常的多载波通信中，在该状态进行解调。
与之相对，如图26(b)所示，在存在超过保护间隔GI的延迟波的情况下，注意虚线部分的频率时，除了所希望的副载波成分以外也含有相邻的副载波成分，相干扰。这种状态为不保持副载波间的正交性的状态。ICI成分成为特性劣化的原因。
在下面的专利文献1中提案有，存在超过所述保护间隔GI的延迟波的情况下，用于改善ISI、ICI导致的特性劣化的一种方法。在该现有技术中，进行了一次解调动作后，利用纠错结果(MAP解码器输出)，生成含有所述ISI成分、及所述ICI成分的所希望之外的副载波的复制信号(复制信号)后，对从接收信号中去除了这个之后的信号，再一次进行解调动作，由此，进行ISI、ICI的特性改善。
另一方面，作为对所述多载波传送方式和CDM(Code DivisionMultiplexing：码分复用)方式进行组合后的方式，提案有在多载波中应用扩散符号(spread code)对信号进行扩散的MC-CDM(Multi Carrier-CodeDivision Multiplexing)方式。
图27(a)及图27(b)是表示MC-CDMA方式的副载波和与各副载波对应的正交符号之间的关系的图。在这些图中，横轴取频率。作为一例，图27(a)表示MC-CDM方式的8个副载波。另外，作为与各副载波对应的正交符号，图27(b)表示C8，1、C8，2、C8，7三种类。在此，C8，1＝(1，1，1，1，1，1，1，1)、C8，2＝(1，1，1，1，-1，-1，-1，-1)、C8，7＝(1，-1，-1，1，1，-1，-1，1)。对数据附加上这三类正交符号，对3个数据系列使用同一时间、同一频率，成为能够进行复用通信的MC-CDM方式的特征之一。
另外，C8，1、C8，2、C8，7这三种正交符号整个周期是8个正交符号，通过在一周期之间进行加法运算，能够在正交符号间进行数据的分离。另外，图27(a)中的SFfreq表示所述正交符号的周期。
图28(a)及图28(b)是表示MC-CDMA方式的信号在空中传播、在无线接收机中接收时的符号C’8，1、C’8，2、C’8，7、C”8，1、C”8，2、C”8，7的形态的图。图28(a)表示在所述正交符号的周期中没有频率变动的情况。这时，利用C8，1进行解扩。即，取与C8，1的内积时，C’8，1为4，C’8，2、C’8，7为0。将这种状况称为保持符号间的正交性。
与之相对，在图28(b)所示的所述正交符号的周期中存在频率变动的情况下，利用C8，1进行解扩的情况，C”8，1为5，C”8，2为3，C”8，7为0。即，在C”8，1和C”8，2之间存在干扰成分，成为不保持符号间的正交性的情况。这样，在传播路径的频率变动快(向频率方向快速变动)的情况下，在MC-CDMA方式中，码间干扰(Multi Code Interference)成为特性劣化的原因。
用于改善由于所述符号间的正交性破坏而导致的特性劣化的一种方法记载于专利文献2、非专利文献1、非专利文献2、及非专利文献3中。在这些现有技术中，有下行链路、上行链路的不同，但是，双方都去除MC-CDMA通信时的码复用带来的码间干扰，因此，通过使用纠错后、或解扩后的数据去除所希望的码以外的信号，由此，谋求特性的改善。
专利文献1：(日本)特開2004-221702号公報
专利文献2：(日本)特開2005-198223号公報
非专利文献1：“Downlink Transmission of Broadband OFCDM Systems-Part I：Hybrid Detection”、Zhou、Y.；Wang、J.；Sawahashi、M.Page(s)：718-729、IEEE Transactions on Communication(Vol.53、Issue4)
非特許文献2：“Downlink Transmission of Broadband OFCDM Systems-Part III：Turbo-Coded”，Zhou、Y.；Wang、J.；Sawahashi、M.Page(s)：132-140，IEEE Journal on selectedAreas in Communications，Vol.24，No.1
非特許文献3：“Frequency-domain Soft Interference cancellation forMulticode CDMA Transmissions”，K.Ishihara，K.Takeda，F.Adachi，in Proc.IEEE VTC2006-Spring
但是，在所述技术中，存在增加在对副载波数多的多载波信号及MC-CDM信号进行解调时的运算量之类的问题。另外，去除MC-CDM时的码间干扰时，存在增加码复用数的运算量的问题。

本发明鉴于所述情形而开发，其目的在于，提供一种接收机及接收方法，能够减少对从发送机接收到的信号进行解调时的运算量。
(1)本发明为解决所述课题而开发，本发明的一形态的接收机，具备：复制信号生成部，其基于接收信号生成发送信号的复制品即复制信号；时间带设定部，其按照接收信号的一部分信号区间包含在提取的多个时间带中的方式，设定所述提取的多个时间带；信号提取部，其基于所述复制信号和由所述时间带设定部设定的时间带，提取接收信号的规定的时间带的信号；合成部，其对所述信号提取部提取的各时间带的信号进行合成；和解码处理部，其对所述合成部合成的信号进行解码。
(2)另外，本发明的一形态的接收机的所述信号提取部具备：延迟波复制品生成部，其基于接收信号的传输路径推定值、所述复制信号生成部生成的复制信号、和所述时间带设定部设定的时间带，生成各时间带的延迟波的复制品；和减法部，其从接收信号中减去所述延迟波复制品生成部生成的延迟波的复制品。
(3)另外，本发明的一形态的接收机的所述时间带设定部，设定所述多个时间带，以便使从所述提取的多个时间带的总计时间中除去所述提取的多个时间带中含有的信号区间的总计时间后的时间长成为所述接收信号的延迟波的推定区间长。
(4)另外，本发明的一形态的接收机的所述时间带设定部，按照所述提取的多个时间带的至少一个时间带中含有的信号的功率成为最大的方式设定至少一个时间带。
(5)另外，本发明的一形态的接收机的所述时间带设定部，按照所述多个时间带的信号的功率差比规定值更小的方式设定所述多个时间带。
(6)另外，本发明的一形态的接收机的所述延迟波复制信号生成部，生成比所述时间带设定部设定的时间带更短的长度的延迟波的复制品。
(7)另外，本发明的一形态的接收机的所述时间带设定部，基于规定时间设定所述多个时间带。
(8)另外，本发明的一形态的接收机的所述时间带设定部，使用保护间隔长作为所述规定时间。
(9)另外，本发明的一形态的接收机的所述时间带设定部，按照各时间带的信号的功率值和规定功率值之差比规定值更小的方式设定各时间带。
(10)另外，本发明的一形态的接收机的所述时间带设定部，使用比接收信号中的保护间隔长内的信号的功率更小的值作为所述规定功率值。
(11)另外，本发明的一形态的接收方法，执行：复制信号生成过程，基于接收信号生成发送信号的复制品即复制信号；时间带设定过程，按照接收信号的一部分信号区间包含在提取的多个时间带中的方式，设定所述提取的多个时间带；信号提取过程，基于所述复制信号和在所述时间带设定过程中设定的时间带，提取接收信号的规定的时间带的信号；合成过程，对在所述信号提取过程中提取的各时间带的信号进行合成；和解码处理过程，对在所述合成过程中合成的信号进行解码。
根据本发明的接收机及接收方法，以提取的所希望信号区间重叠的方式，设定提取接收信号的规定的时间带，生成用于去除该时间带不需要的延迟波成分的延迟波复制品，并从该接收信号中去除延迟波复制品，由此，能够减少对从发送机接收到的信号进行解调时的运算量。
附图说明
图1是表示本发明第一实施方式的无线发送机100的构成的概略方块图。
图2是表示本发明第一实施方式的帧格式的一例的图。
图3是表示本发明第一实施方式的无线接收机200的构成的概略方块图。
图4是表示本发明第一实施方式的MAP检测部的构成的一例的图。
图5是表示本发明第一实施方式的无线接收机200的动作的一例的流程图。
图6是表示本发明第一实施方式的提取区间设定部的构成的方块图。
图7是用于本发明第一实施方式的提取区间设定部的时间带的分割的说明的图。
图8是用于本发明第一实施方式的提取区间设定部的时间带的分割的说明的图。
图9是用于本发明第一实施方式的提取区间设定部的时间带的分割的说明的图。
图10是表示本发明第一实施方式的信道冲击响应推定值的图。
图11是对本发明第一实施方式的具有重叠区间的时间带的设定和没有重叠区间的时间带的设定进行比较的图。
图12是表示本发明第一实施方式的初次处理的信道冲击响应推定值和MMSE滤波部的图。
图13是表示本发明第一实施方式的初次处理的信道冲击响应推定值和MMSE滤波部的图。
图14是表示本发明第一实施方式的传输路径·噪音功率推定部的构成的图。
图15是表示本发明第二实施方式的MAP检测部的构成的一例的图。
图16是表示本发明第二实施方式的提取区间设定部240的构成的方块图。
图17是用于本发明第二实施方式的提取区间设定部的时间带的分割的说明的图。
图18是表示本发明第二实施方式的信道冲击响应推定值的图。
图19是表示本发明第三实施方式的无线接收机200的MAP检测部的构成的图。
图20是用于包含控制信道的格式说明的图。
图21是表示本发明第三实施方式的提取区间设定部的图。
图22是用于本发明第三实施方式的提取区间设定部的时间带的分割的说明的图。
图23是用于本发明第三实施方式的提取区间设定部的时间带的分割的说明的图。
图24是表示本发明第三实施方式的信道冲击响应推定值的图。
图25是表示经由多路环境从一台无线发送机到达一台无线接收机的信号的图。
图26是表示在多载波方式的信号的发送接收中，副载波间正交的形态、和由于ICI而在副载波间产生干扰的形态的图。
图27是表示MC-CDMA方式的副载波和与各副载波对应的正交符号之间的关系的图。
图28是表示MC-CDMA方式的信号在空中传输、在无线接收机中被接收时的形态的图。
符号说明：
1、S/P转换部
2-1～2-4：各码信号处理部
3、纠错编码部
4、比特交织部
5、调制部
6、符号交织部
7、频率-时间扩散部
8、DTCH复用部
9、PICH复用部
10、加扰部
11、IFFT部
12、GI插入部
21、符号同步部
22、传输路径·噪音功率推定部
23、MAP检测部
24-1～24-4、各码MAP解码部
28、复制信号生成部
29-1～29-4、各码符号生成部
30、比特交织部
31、符号生成部
32、符号交织部
33、频率-时间扩散部
34、DTCH复用部
35、PICH复用部
36、加扰部
37、IFFT部
38、GI插入部
39、P/S转换部
40、提取区间设定部
41、延迟波复制品生成部
42、加法部
43、GI去除部
44、FFT部
45-1～45-3、软消除块部
46、MMSE滤波部
47-1～47-4、各码对数似然比输出部
48、解扩部
49、符号去交织部
50、软判定输出部
61、传输路径推定部
62、前导码复制品生成部
63、噪音功率推定部
70、MAC部
71、滤波处理部
72、D/A转换部
73、频率转换部
74、发送天线
75、接收天线
76、频率转换部
77、A/D转换部
100、无线发送机
101、到来波区间计算部
102、分割数决定部
103、提取时间决定部
123、MAP检测部
140、提取区间设定部
141、延迟波复制品生成部
142、加法部
143、GI去除部
144、FFT部
145-1～145-B、软消除块部
146、MMSE滤波部
147-1～147-4、各码对数似然比输出部
148、解扩部
149、符号去交织部
150、软判定输出部
200、无线接收机
240、提取区间设定部
223、MAP检测部

(第一实施方式)
在本实施方式中，对在存在即使起因于超过保护间隔的延迟波的ISI及ICI、和起因于传输路径的频率选择性的码间干扰的情况下也能够得到良好的特性的无线接收机进行说明。
图1是表示本发明第一实施方式的无线发送机100的构成的概略方块图。该无线发送机100具备：S/P(Serial/Parallel：串/并)转换部1、各码信号处理部2-1～2-4、DTCH(Data Traffic Channel：数据业务信道)复用部8、PICH(Pilot Channel：导频信道)复用部9、加扰部10、IFFFT(Inverse Fast Fourier Transform：逆高速傅立叶变换)部11、GI插入部12。各码信号处理部2-1～2-4分别具备：纠错编码部3、比特交织部4、调制部5、符号交织部6、频率-时间扩散部7。
向S/P转换部1输入自MAC(Media Access Control：介质访问控制)部70输出的信息信号，向各码信号处理部2-1～2-4输入S/P转换部1的串联-并联转换的输出。另外，各码信号处理部2-2～2-4的构成与各码信号处理部2-1相同，因此，以下代表它们，对各码信号处理部2-1进行说明。
向各码信号处理部2-1输入的信号在纠错编码部3中进行涡轮(turbo)编码、或LDPC(Low Density Parity Check)编码、卷积编码(convolution coding)等任一种纠错编码处理，纠错编码部3的输出通过比特交织部4，基于由频率选择性衰落导致的接收功率的下降，来改善产生的突发错误(burst error)，因此，按每个比特以适当的顺序调换其顺序后输出。
比特交织部4的输出在调制部5中进行BPSK(Binary Phase ShiftKeying：二相相移键控)、QPSK(Quadrature Phase Shift Keying：四相相移键控)、16QAM(16Quadrature Amplitude Modulation：16正交振幅调制)、64QAM(64Quadrature Amplitude Modulation：64正交振幅调制)等符号调制处理。调制部5的输出通过符号交织部6为了突发错误改善而按每个符号以适当的顺序替换其顺序。符号交织部6的输出通过频率-时间扩散部7以规定的扩散码(信道化码：channelization code)扩散。在此，作为扩散码使用OVSF(Orthogonal Variable Spread Factor)码，也可以使用其它的扩散码。
另外，无线发送机100具备码复用数Cmux(Cmux是1或比1大的自然数)个上述各码信号处理部。在此，具备各码信号处理部2-1～2-4，即，示出Cmux＝4的情况。以不同的扩散码扩散的信号作为各码信号处理部2-1～2-4的输出而输出，由DTCH复用部8进行复用(加法处理)。接着，在PICH复用部9中，使用于传输路径推定等的导频信道PICH被插入(时间复用)规定的位置。
之后，在加扰部10，由基站固有的加扰码进行加扰之后，在IFFT部11进行频率时间转换。在GI插入部12进行保护间隔GI的插入后，在进行基于滤波部71的滤波处理、基于D/A(Digita1/Analog)转换部72的数字模拟转换处理、基于频率转换部73的频率转换处理等之后，作为发送信号自发送天线74向无线接收机200发送。
在图1中，在各码信号处理部2-1～2-4中配置比特交织部4及符号交织部6双方，但是，也可以仅配置一方。
另外，在各码信号处理部2-1～2-4中也可以不配置比特交织部4及符号交织部6双方。
图2是表示本发明的第一实施方式的帧格式的一例的图。
该图表示自无线发送机100向无线接收机200发送的多载波信号的帧格式。在图2中，横轴为时间，纵轴为接收功率。如图所示，导频信道PICH配置于帧的前后及正中。用于数据的传送的数据信道DTCH配置于帧的前半部分和后半部分，由Cmux个不同的扩散码扩散的信号被进行码复用。在此，以4个数据叠堆的形态示意表示Cmux＝4的情况。另外，用PPICH/DTCH表示导频信道PICH的接收功率与数据信道DTCH的每一个码的接收功率之比并图示。另外，图2是在帧的前后及正中对导频信道PICH进行时间复用的情况，但是，只要是能够算出用于将数据信道DTCH进行解调处理及解码处理时的传输路径推定值的构成即可。
图3是表示本发明第一实施方式的无线接收机200的构成的概略方块图。该无线接收机200具备：符号同步部21、传输路径·噪音功率推定部22、MAP检测部23、各码MAP解码部24-1～24-4、复制信号生成部28、P/S(Paralle1/Seria1：并/串)转换部39。
复制信号生成部28具备：各码复制品生成部29-1～29-4、DTCH复用部34、PICH复用部35、加扰部36、IFFT部37、GI插入部38。复制信号生成部28基于接收信号r(t)生成发送信号的复制品即复制信号。更具体地说，复制信号生成部28基于MAP解码部26算出的对数似然比生成发送信号的复制品即复制信号。
另外，各码复制品生成部29-1～29-4具备：比特交织部30、符号生成部31、符号交织部32、频率-时间扩散部33。另外，各码MAP解码部24-1～24-4具备：比特去交织部25、MAP解码部26(也称为解码处理部)、加法部27。
用接收天线75接收到的接收信号，在经过基于频率转换部76进行的频率转换处理、基于A/D(Analog/Digita1)转换部77进行的模拟数字转换处理之后，作为数字接收信号r(t)在符号同步部21中进行符号同步。在符号同步部21中，使用保护间隔GI和有效信号区间之间的相关特性等进行符号同步，基于其结果进行以下的信号处理。
接着，传输路径推定·噪音功率推定部22利用导频信道PICH推定信道冲击响应的推定及噪音功率推定值。作为传输路径推定方法有如下各种方法，但不局限于此：即，生成导频信道PICH的复制信号，以其绝对值的平方误差(square error)成为最小的方式进行RLS(Recursive LeastSquares)算法，或者通过在时间轴或频率轴上取得接收信号和导频信道PICH的复制信号之间的相互相关而取得。
另外，关于噪音功率推定方法也考虑如下方法等，但不局限于此：即，从接收到的导频信道PICH中，利用推定出的信道冲击响应，生成导频信道PICH的复制品，由它们的差分来求取。
由传输路径·噪音功率推定部22输出的信道冲击响应及噪音功率推定值向MAP检测部23(采用最大事后概率检测器、最大事后概率(MAP)解码法(后述))输入，并利用于每比特的对数似然比的计算中。
在MAP检测部23中，初次使用接收信号及信道冲击响应、噪音功率推定值，输出每比特的对数似然比。所谓对数似然比是表示接收到的比特最像是0、还是1的值，基于通信线路的比特错误率来计算。图3中，4个输出分别向各码MAP解码部24-1～24-4输出，但是，这是输出分别分配给不同的扩散码的比特的对数似然比。在使用Cmux个不同的扩散码进行码复用的情况下，Cmux个输出分别向各码MAP解码部24-1～24-Cmux输出。
另外，在后述的重复时，使用由接收信号和解码结果得到的复制信号及信道冲击响应、噪音功率推定值来输出每比特的对数似然比。
接着，在各码MAP解码部24-1～24-4中，对输入信号在比特去交织部25中按每比特进行去交织处理。去交织处理是和交织处理相反的处理，将交织处理的顺序的交换还原。对于比特去交织部25的输出，在MAP解码部26中进行MAP解码处理。具体而言，MAP解码部26基于MAP检测部23的软判定输出部50(图4，后述)进行软判定的结果进行纠错解码，算出每比特的对数似然比。
另外，MAP解码部26经由各码对数似然比输出部47-1～47-4(图4)、比特去交织部25取得由MMSE滤波部46(图4)对软消除块部45-1～45-3的输出信号进行合成后得到的信号，并进行解码处理，向P/S转换部39输出。
另外，所谓MAP解码处理是在涡轮解码、LDPC解码、维特比解码(Viterbi decoding)等通常的纠错解码时不进行硬判定，而也含有信息比特及奇偶校验比特来输出对数似然比等软判定结果的方法。即，相对于硬判定仅将接收信号判定为0、1，软判定是重新判定何种程度准确的信息(软判定信息)。
接着，利用加法部27计算MAP解码部26的输入和MAP解码部26的输出的差分即解码结果λ2，向复制信号生成部28输出。
向复制信号生成部28的输入被向比特交织部30输入，在比特交织部30中，按每比特来调换解码结果λ2并输出。比特交织部30的输出在符号生成部31中，考虑解码结果λ2的大小，采用和无线发送机100相同的调制方式(BPSK、QPSK、16QAM、64QAM等)进行符号调制处理。符号生成部31的输出通过符号交织部32按每个符号调换顺序，符号交织部32的输出通过频率-时间扩散部33以规定的扩散码进行扩散。
另外，无线接收机200仅具备码复用数Cmux个各码MAP解码部及各码符号生成部。在此，Cmux＝4。采用不同的扩散码扩散的信号从各码复制品生成部29-1～29-4输出，由DTCH复用部34进行复用(加法处理)。接着，在PICH复用部35中，将使用于传输路径推定等中的导频信道PICH插入(时间复用)规定的位置。之后，在加扰部36中由基站固有的加扰码进行加扰之后，在IFFT部37中进行频率时间转换，在GI插入部38中进行保护间隔GI的插入后，向MAP检测部23输出，利用于重复时的信号处理。
另外，上述重复解码动作进行规定次数之后，MAP解码部26的输出向P/S转换部39输入，进行并串转换后，作为解码结果向MAC部(未图示)输出。
图4是表示本发明第一实施方式的MAP检测部23(图3)的构成的一例的图。MAP检测部23具备：提取区间设定部40(也称为时间带设定部)、软消除块部45-1～45-3、MMSE(Minimum-Mean Square-Error：最小均方误差)滤波部46(也称为合成部)、各码对数似然比输出部47-1～47-4。
软消除块部45-1～45-3分别具备：延迟波复制品生成部41、加法部42(也称为减法部)、GI去除部43、FFT部44。软消除块部45-1～45-3(也称为信号提取部)基于复制信号和在提取区间设定部40中设定的时间带，提取接收信号r(t)的规定的时间带的信号。即，软消除块部45-1～45-3使用复制信号生成部28生成的复制信号从接收信号r(t)中去除不希望的波成分，提取各软消除块部的规定的时间带的所希望的信号成分。
提取区间设定部40设定这些提取的多个时间带，以使接收信号r(t)的一部分的信号区间包含在提取的多个时间带中，并将该设定结果向延迟波复制品生成部41输出。即，提取区间设定部40作为在各软消除块部45-1～45-3中提取的时间带，维持由基准时间信息决定的规定的基准区间宽度，算出各时间带重合(重叠)的信号区间，向各软消除块部45-1～45-3的延迟波复制品生成部41输出。
延迟波复制品生成部41基于根据接收信号r(t)推定的传输路径推定值即信道冲击响应推定值、复制信号生成部28(图3)生成的复制信号s＾(t)、提取区间设定部40设定的时间带，生成接收信号r(t)内所希望的信号区间的时间带中本来不含有的延迟波成分(含有最初到来的信号波，以下同样)的复制品。
加法部42通过从接收信号r(t)中减去延迟波复制品生成部41生成的延迟波的复制品，提取规定时间带的所希望的信号成分。
各码对数似然比输出部47-1～47-4分别具备：解扩部48、符号去交织部49、软判定输出部50。
向MAP检测部23输入的接收信号r(t)用加法部42算出向所述MAP检测部23输入的复制信号s＾(t)与基于信道冲击响应推定值h～(t)求出的延迟波复制品生成部41的输出之间的差分，将其向GI去除部43输出。在GI去除部中去除保护间隔GI，向FFT部44输出。在FFT部44中对输入信号进行时间频率转换，得到信号R～1、R～2、R～3。
接着，MMSE滤波部46将软消除块部45-1～45-3去除不希望波成分后而提取出的各软消除块部45-1～45-3的各时间带的信号成分进行合成。具体而言，使用软消除块部45-1～45-3的输出R～1、R～2、R～3及信道冲击响应推定值、噪音功率推定值，在MMSE滤波部46中进行MMSE滤波处理，得到信号Y’。
使用该信号Y’在Cmux个(在此，Cmux＝4)各码对数似然比输出部47-1～47-4中，在各码中进行每个比特的对数似然比的输出。
解扩部48使用各扩散码进行解扩处理。符号去交织部49对于解扩部48的输出按每个符号进行调换。软判定输出部50对MMSE滤波部46合成的信号进行软判定。软判定输出部50对符号去交织输出将每比特的对数似然比λ1作为软判定结果输出。
软判定输出部50利用以下的式(1)～式(3)算出对数似然比λ1。即，将符号去交织部49的第n符号的输出作为Zn时，QPSK调制时的软判定结果λ1能够用以下式(1)及式(2)表示。
[数学式1]
$\lambda 1\left(b0\right)=\frac{2R\left[\mathrm{Zn}\right]}{\sqrt{2}[1-\mu \left(n\right)]}...\left(1\right)$
[数学式2]
$\lambda 1\left(b1\right)=\frac{2\mathrm{Im}\left[\mathrm{Zn}\right]}{\sqrt{2}[1-\mu \left(n\right)]}...\left(2\right)$
在此，R[]表示取括弧内实数部分、Im[]表示取括弧内的虚数部分，μ(n)表示n符号下的基准符号(导频信号的振幅)。另外，调制信号Zn可以用以下的式(3)表示。
[数学式3]
$\mathrm{Zn}=\frac{1}{\sqrt{2}}(b0+\mathrm{jb}1)...\left(3\right)$
另外，在此表示了QPSK调制的例子，但是，在其它的调制方式中也能够同样求取每比特的软判定结果(对数似然比)λ1。
在图3及图4中，配置有比特交织部30、比特去交织部25以及符号交织部32、符号去交织部49双方，但是，按照发送机具备的比特交织部及符号交织部，也可以是任一方，即也可以仅为比特交织部30及比特去交织部25，也可以仅为符号交织部32及符号去交织部49。另外，也可以不配置比特交织部30、比特去交织部25以及符号交织部32、符号去交织部49全部。
图5是表示本发明第一实施方式的无线接收机200的动作的一例的流程图。MAP检测部23判定是否是初次动作(步骤S1)。在步骤S1中判定为是初次动作的情况下，GI去除部43从接收信号r(t)中去除保护间隔GI(步骤S2)。而且，FFT部44进行高速傅立叶变换处理(时间频率转换处理)(步骤S3)。接着，MMSE滤波部46进行通常的MMSE滤波处理(步骤S4)。
而且，解扩部48进行解扩处理(步骤S5)。接着，符号去交织部49进行符号去交织处理(步骤S6)。而且，软判定输出部50进行软判定比特输出处理(步骤S7)。接着，比特去交织部25进行比特去交织处理(步骤S8)。而且，MAP解码部26进行MAP解码处理(步骤S9)。接着，Cmux次重复上述的步骤S5～S9的处理后，对是否以规定的次数重复解码处理(各码MAP解码部是否输出规定次数解码结果λ2)进行判定(步骤S10)。另外，如图3说明所示，在Cmux个并列配置的电路中也可以进行处理。另外，关于初次的MMSE滤波处理后述。
在步骤S10中，判定为未以规定次数重复步骤S1～S19的处理(S11～S19后述)时，使用Cmux码份的解码结果λ2，比特交织部30将对数似然比进行比特交织(步骤S11)。而且，符号生成部31进行调制信号复制品生成(步骤S12)。接着，符号交织部32进行符号交织处理(步骤S13)。
而且，频率-时间扩散部33使用规定的扩散码进行扩散处理(步骤S14)。
Cmux次重复上述的步骤S11～S14的处理后，DTCH复用部34进行DTCH复用(步骤S15)。而且，PICH复用部35进行导频信道PICH的复用(步骤S16)。接着，加扰部36进行加扰处理(步骤S17)。而且，IFFT部37进行逆高速傅立叶变换处理(步骤S18)。接着，GI插入部38插入保护间隔GI(步骤S19)。在步骤S19中，将插入保护间隔GI的信号作为复制信号，在重复解调时使用。
以步骤S1重复时，即在判定为不是初次动作的情况下，软消除块部45-1～45-3按每个块去除规定的延迟波(含有直达波)以外的波(步骤S20)。而且，GI去除部43进行GI去除处理(步骤S21)。接着，FFT部44进行高速傅立叶变换处理(步骤S22)。进行B(B是大于1的自然数)块量的上述步骤S20～S22的处理后，MMSE滤波部46将来自B块的输出信号通过MMSE滤波，根据最小平方误差规范进行合成。即，进行MMSE滤波处理(步骤23)。另外，步骤23以后前进至步骤S5，进行与初次处理相同的处理。
在步骤S10中，直到判定为以规定次数重复上述的处理为止，都重复步骤S1～S9、S11～S23的处理。
下面，对图4的MAP检测部23的软消除块部45-1～45-3的处理进行具体地说明。
如图4所示，提取区间设定部40设定由各软消除块部45-1～45-3提取的信号区间，维持由基准时间信息决定的规定的基准区间宽度，以使各信号区间重合(重叠)。通过以各信号区间重叠的方式来设定提取的信号区间，能够使各提取的信号区间满足规定的基准时间宽度，遍及上述基准时间宽度来平均设定在到来波存在的区间中。或者，通过以各信号区间重叠的方式来设定提取的信号区间，能够使各提取的信号区间满足规定的基准时间宽度，增大提取的信号区间内的信号功率。基准时间信息预先在接收机中已知的情况下有时有通过接收信号的控制信息通知给接收信号的情况等。
图6是表示本发明第一实施方式的提取区间设定部40的构成的方块图。如图6所示，提取区间设定部40具备：到来波区间计算部101、分割数决定部102、提取时间决定部103。
到来波区间计算部101计算自传输路径推定值即冲击响应推定值到来的延迟波的推定区间。例如图7所示，从信道冲击响应推定值推定为P1～P6的6波延迟波到来。另外，在图7中，横轴表示时间，纵轴表示功率。该情况将从最初到来的波到最后到来的波的区间的Tall作为到来的延迟波的推定区间进行计算。
分割数决定部102基于来自上述到来波区间计算部101的输出和预先决定的规定的基准时间信息来计算分割数。具体而言，规定的基准时间信息设定为Tb时，使用下述的式(3’)计算分割数B。
[数学式4]

其中，
[数学式5]

是表示x在除不尽的情况下把小数进到个位上。
在此，作为一例，使用上述式(3’)计算分割数B，但是，Tall＝nTb的情况下，B≥n、Tall＞nTb+m、(n＞m)的情况下，只要以满足B≥n+1的方式计算即可。
作为分割数决定的例子，图8(a)中表示规定的基准时间Tb为GI(保护间隔)长TGI时的例子。到来的延迟波的推定区间Tall为GI长的基准时间TGI的1.5倍的情况下，根据上述式子计算分割数时，分割数B＝2。
在此，作为基准时间信息，表示了使用GI长的例子，但是，也不局限于此，也可以将SINR(Signal to Interference plus Noise power Ratio：信号对干扰噪音比)变大的期间作为基准时间进行设定，也可以基于错误率特性成为规定值以上的接收功率来设定基准时间。
提取时间决定部103基于上述分割数B、基准时间信息、冲击响应推定值，使各软消除块部45-1～45-3的信号区间满足规定的基准时间宽度，遍及上述基准时间宽度来平均设定在到来波存在的区间中(按照到来波不偏向基准时间宽度内的一部分的方式来设定在区间中)，并输入到软消除块部45-1～45-3。
下面，使用图8(a)～图8(c)说明信号区间的设定例。如图8(a)所示，GI长是TGI，P1～P6的延迟波到来，将到来的延迟波的推定区间的时间Tall设定为GI长TGI的1.5倍。
提取区间设定部40使用以下的式(3”)设定多个时间带，以使从提取的多个时间带TGI的总计时间B*TGI中除去上述接收信号的延迟波的推定区间长即信号区间Tall后的时间长，成为提取的多个时间带中含有的信号区间Td。如图8(b)所示，分割数B＝2，同时，图示信号区间Td。
Td＝B*Tb-Tall＝B*TGl-Tall  …(3”)
接着，按照使各软消除块部45-1～45-3的信号区间在信号区间Td中重合的方式来决定区间。图8(c)表示在分割数B＝2时，规定基准时间TGI的时间带B1、时间带B2为两个软消除块部的各自提取的区间。如图8(c)所示，本实施方式的提取区间设定部40设定提取的多个时间带B1、B2，以使接收信号P1～P6的一部分的信号区间Td包含于提取的多个时间带B1、B2中。通过进行该处理，时间带B1和时间带B2成为仅在正中重合(重叠)信号区间Td的区间。信号区间Td包含于时间带B1和时间带B2中。
图9表示分割数B＝3时的信号区间的设定例。将由3个软消除块部45-1～45-3各自提取的规定基准时间内的信号区间设定为时间带B1、B2、B3时，时间带B1和时间带B2在信号区间Td1重合，时间带B2和时间带B3在信号区间Td2重合，Td＝Td1+Td2。
属于各软消除块部45-1～45-3的延迟波复制品生成部41(图4)基于信道冲击响应推定值和复制信号生成部28生成的复制信号s＾(t)，生成用于提取设定的信号区间的时间带的信号的延迟波复制品。
例如图9所示，由提取区间设定部40决定时间带B1、B2、B3，从提取区间设定部40向软消除块部45-1～45-3分别输入时间带B1、B2、B3。该情况下，属于时间带B1的软消除块部45-1的延迟波复制品生成部41进行与延迟波P4～P6对应的冲击响应推定值h1(t)和复制信号s＾(t)的卷积运算，并输出其值。同样，属于时间带B2的软消除块部45-2的延迟波复制品生成部41进行与延迟波P1、P2、P5、P6对应的冲击响应h2(t)和复制信号s＾(t)的卷积运算，并输出其值。
属于时间带B3的软消除块部45-3的延迟波复制品生成部41进行与延迟波P1～P3对应的冲击响应h3(t)和复制信号s＾(t)的卷积运算，并输出其值。
图10(a)～图10(c)表示基于上述设定的信号区间，由各软消除块部45-1～45-3去除的延迟波。图中，以点划线所示包围的延迟波表示去除不希望的波成分，在提取所希望的信号波成分时生成的复制品。
在软消除块部45-1的加法部42中，从接收信号r(t)中减去冲击响应h1(t)和复制信号s＾(t)的卷积运算的结果。
在正确生成复制品的情况下，软消除块部45-1的加法部42的输出可以认为是经由以(h(t)-h1(t))表示的传输路径而接收到的信号，时间带B1的时间带的信号波成分从加法部42中提取。
在软消除块部45-2的加法部42中，从接收信号r(t)中减去冲击响应h2(t)和复制信号s＾(t)的卷积运算的结果。
在正确生成复制品的情况下，加法部42的输出可以认为是经由以(h(t)-h2(t))表示的传输路径而接收到的信号，时间带B2的时间带的信号波成分从加法部42中提取。
同样，在软消除块部45-3的加法部42中，从接收信号r(t)中减去冲击响应h3(t)和复制信号s＾(t)的卷积运算的结果。在正确生成复制品的情况下，加法部42的输出可以认为是经由以(h(t)-h3(t))表示的传输路径而接收到的信号，时间带B3的时间带的信号波成分从加法部42中提取。
如上述，通过设定由各软消除块部45-1～45-3提取的信号的信号区间，维持规定的基准区间宽度，以使各信号区间重合(重叠)，能够降低区间内的信号功率、或SINR极端小的信号区间发生的概率，另外，能够维持规定的基准期间宽度，因此，也能够降低从接收信号中减去复制品时的除去余差极端大的信号区间发生的概率。
例如图11(a)所示，以指数函数方式衰减的延迟波到来时，将由软消除块部45-1～45-3提取的时间带B1、B2从最初到来的波开始顺序地进行分配而没有重叠时，属于时间带B2的延迟波P5、P6的功率小，因此时间带B2的SINR小。另外，为了提取时间带B2而生成的延迟波复制品成为P1～P4四个。生成的信号复制品越多，从接收信号中去除复制品后的残留误差越多。
另一方面，如图11(b)所示，使用本实施方式的提取基准时，设定重叠的信号区间，属于时间带B2的延迟波的数目成为P3～P6，能够增大功率。另外，为了提取时间带B1或时间带B2而生成的延迟波复制品一起成为2路径(path)，能够比分配为没有重叠的情况更少(提取时间带B1的情况下，生成P5、P6的延迟波2个复制品，提取时间带B2的情况下，生成P1、P2的延迟波2个复制品)，因此，能够降低从接收信号中去除复制品后的残留误差。因此，能够抑制因信号功率极端低的区间及除去余差极端大而产生的特性劣化。
下面，对图4的MMSE滤波部46进行说明。图12(a)～图12(c)是表示本发明第一实施方式的初次处理的信道冲击响应推定值和MMSE滤波部的图。在此，对图4所示的MMSE滤波部46和图5所示的步骤S4及步骤S23的动作进行说明。
首先，表示初次的MMSE滤波部46的动作。由频率区域表现接收信号时，接收信号R可以用下式(4)表示。
[数学式6]
$R=\hat{H}S+N...\left(4\right)$
在此，H＾表示推定的传输路径的传递函数(transfer function)，假设只存在保护间隔GI内的延迟波时，可以用Nc*Nc的对角矩阵表示。另外，Nc表示MC-CDM的副载波数。H＾可以以下式(5)表示。
[数学式7]

式(4)中含有的S表示发送符号，如下式(6)所示，可以用Nc*1的矢量表示。
[数学式8]
ST＝(S1，S2，…，SNc)…    (6)
同样，接收信号R、噪音成分N如下式(7)、式(8)所示，可以用Nc*1的矢量表示。
[数学式9]
RT＝(R1，R2，…，RNc)…    (7)
[数学式10]
NT＝(N1，N2，…，NNc)…    (8)
另外，在式(6)～式(8)中，用于上标的T表示是转置矩阵。
接收到这种接收信号时，MMSE滤波部46的输出Y如下式(9)所示，可以用Nc*1矢量表示。
[数学式11]
Y＝WR…    (9)
MMSE滤波部46基于信道冲击响应推定值及噪音功率推定值决定MMSE滤波系数W。在此，MMSE滤波系数W如下式(10)所示，可以用Nc*Nc的对角矩阵表示。
[数学式12]

另外，上述的MMSE滤波系数Wm的各要素，在频率方向扩散时可以用下式(11)表示。
[数学式13]
$W_m=\frac{{\hat{H}}_m^H}{{\hat{H}}_m^H{\hat{H}}_m+(C_{\mathrm{mux}}-1){\hat{H}}_m^H{\hat{H}}_m+{\hat{\sigma }}_N^2}=\frac{{\hat{H}}_m^H}{C_{\mathrm{mux}}{\hat{H}}_m^H{\hat{H}}_m+{\hat{\sigma }}_N^2}...\left(11\right)$
另外，
[数学式14]
$(C_{\mathrm{mux}}-1){\hat{H}}_m^H{\hat{H}}_m$
是码复用时来自其他码的干扰成分。
[数学式15]
${\hat{\sigma }}_N^2$
是表示噪音功率的推定值。另外，上标H表示哈密尔顿算符(共轭转置)。
另外，上述的MMSE滤波系数Wm的各要素可以用时间方向扩散时假设保持码间的正交性而由下式(12)表示。
[数学式16]
$W_m=\frac{{\hat{H}}_m^H}{{\hat{H}}_m^H{\hat{H}}_m+{\hat{\sigma }}_N^2}...\left(12\right)$
另外，图12(a)～图12(c)表示在初次处理中通过传输路径的信号输入基于上述系数的MMSE滤波部46的形态。图12(b)表示用频率轴表现了上述信道冲击响应的传递函数。另外，在图10(b)中，横轴表示频率，纵轴表示功率，可以看出在初次处理中，频率选择性高(频率轴方向的功率的变动激烈)。这种状态如前所述，意思是在MC-CDMA中在码间，正交性破坏，产生码间干扰。
下面，对重复时的MMSE滤波部的动作进行说明。首先，在重复解调时，可以用下式(13)表示在第i个软消除块部45-i中使用的复制信号r＾i。
[数学式17]
${\hat{r}}_i=(\hat{h}-{\hat{h}}_i)\otimes \hat{s}...\left(13\right)$
在此，h＾i是仅提取了在第i个软消除块部45-i中进行处理的延迟波的延迟侧面。s＾(t)是基于通过前次的MAP解码而得到的含有对数似然比的解码结果λ2来计算的复制信号。
[数学式18]
$\otimes$
表示卷积运算。因此，软消除块部45-i的输出即图4的第i个软消除块部45的输出R～i可以用下式(14)表示。
[数学式19]
${\tilde{R}}_i=R-{\hat{R}}_i=[{\hat{H}}_1{\hat{H}}_2...{\hat{H}}_B]{[{\hat{S}}^T{\hat{S}}^T...{\hat{S}}^T]}^T+\Delta ={\hat{H}}^{\prime }{\hat{S}}^{\prime }+\Delta ={[{\tilde{R}}_1^T{\tilde{R}}_2^T...{\tilde{R}}_B^T]}^T...\left(14\right)$
在此，Δ设定为包括由于复制品的不确定性而导致的误差信号和热噪音成分。这时，MMSE滤波部46的输出Y’可以用下式(15)表示。
[数学式20]
$Y^{\prime }=W^{\prime }{\tilde{R}}^{\prime }=[W_1^{\prime }{W}_2^{\prime }...W_B^{\prime }]·{[{\tilde{R}}_1^T{\tilde{R}}_2^T...{\tilde{R}}_B^T]}^T...\left(15\right)$
在此，复制品信号高精度地生成，在上述Δ中不含有复制品误差的成分，假设仅含有热噪音成分时，MMSE滤波系数的子矩阵可以如下式(16)所示用对角矩阵表示。
[数学式21]

另外，向MMSE滤波部46的输入信号如后述，频率选择性少，假设由于成为与平衰落(flat fading)近似的状态，所以码复用时的码间干扰也没有时，各要素可以用下式(17)表示。
[数学式22]
${W^{\prime }}_{i,m}=\frac{{\hat{H}}_{i,m}^H}{\underset{i^{\prime }=1}{\overset{B}{\Sigma }}{\hat{H}}_{i^{\prime },m}^H{\stackrel{H}{H}}_{i^{\prime },m}+{\hat{\sigma }}_N^2}...\left(17\right)$
另外，H＾i’，m是第i’个软消除块部的第m个传输路径的传递函数，H＾i’，mH是H＾i’，m的哈密尔顿算符。
图13(a)～图13(g)是表示本发明第一实施方式的重复处理的信道冲击响应推定值和MMSE滤波部的图。在图13中表示在重复处理中通过传输路径的信号输入基于上述MMSE滤波系数的MMSE滤波部46的形态。另外，在此，将软消除块部的数目B设定为3。
MMSE滤波部46在初次解调时使用式(11)或式(12)表示的MMSE滤波系数Wm，重复解调时使用式(17)表示的MMSE滤波系数W’i，m。
在重复处理时，可知频率选择性低(频率轴方向的功率的变动小)。这种状态如前所述，意思是在MC-CDMA中在码间，保持正交性，难以产生码间干扰。这样，通过进行重复处理，在去除超过保护间隔GI的延迟波的同时，也能够起到去除码间干扰的影响的效果。
图14是表示本发明第一实施方式的传输路径·噪音功率推定部22(图3)的构成的图。传输路径·噪音功率推定部22具备：传输路径推定部61、前导码复制品生成部62、噪音功率推定部63。
传输路径推定部61使用接收信号中含有的导频信道PICH进行信道冲击响应推定。前导码复制品生成部62使用通过上述传输路径推定部61求得的信道冲击响应推定值、和已知信息即导频信道PICH的信号波形来生成导频信道PICH的复制信号。噪音功率推定部63通过取得接收信号中含有的导频信道PICH的部分、和由上述前导码复制品生成部62输出的导频信道PICH的复制信号之间的差分来进行噪音功率的推定。
另外，作为传输路径推定部61的传输路径推定方法，可以使用如下各种方法：即，采用RLS算法等，基于最小平方误差规范进行导出的方法、或使用频率相关的方法等。
根据本发明第一实施方式的无线接收机200，使用复制信号生成部28生成的复制信号，延迟波复制品生成部41从接收信号r(t)中按每个规定的时间带去除延迟波，MMSE滤波部46对按该每个规定的时间带去除了延迟波后的信号进行合成，对该合成的信号，软判定输出部50进行软判定，因此，对去除了延迟波后的信号能够进行FFT的处理。另外，通过去除延迟波，对减少了频率选择性的信号能够进行解扩的处理，用与码数无关的运算量能够进行码间干扰的去除。
在本实施方式中，作为本发明的接收机的一例，说明了使用来自接收信号的软判定结果的消除、复制品生成、解调处理、解码处理的情况，但是，也可以使用硬判定结果进行消除、复制品生成、解调处理、解码处理。即，作为从接收信号中对QPSK、16QAM等调制信号进行解调(比特分解)的解调处理部来进行软判定，使用具备输出对数似然比的软判定输出部的MAP检测部，但是，也可以使用输出硬判定值的检测部。另外，也可以使用由硬判定值生成发送信号的复制信号的复制信号生成部。另外，使用基于由软判定值生成的复制信号来去除延迟波的软消除块部，但是，也可以使用基于由上述硬判定值生成的复制信号从接收信号中去除延迟波的消除部。在以下的实施方式中也同样。
另外，在本实施方式中，在对各软消除块部输出进行合成时，使用线性合成的一种方法即MMSE合成部，但是，也可以使用ZF(Zero Forcing)、MRC(Maximum Ratio Combining)。另外，也可以使用非线性合成。
另外，在本实施方式中，对在MC-CDM系统中使用本发明的情况进行了说明，但是，也可以应用于OFDM系统、单载波系统。
(第二实施方式)
下面，对本发明第二实施方式进行说明。在本实施方式中，针对通过从接收信号中去除延迟波来提取的所希望的波区间的规定时间带的设定方法，说明以各信号区间重合(重叠)的方式来设定的情况的另一实施方式。第二实施方式的无线接收机的MAP检测部的构成与第一实施方式不同，因此，对于MAP检测部的构成专门说明，除此以外的说明省略。
图15是表示本发明第二实施方式的MAP检测部的构成的一例的图。
MAP检测部223具备：提取区间设定部240(也称为时间带设定部)、软消除块部245-1～245-B、MMSE滤波部246、各码对数似然比输出部247-1～247-4。另外，软消除块部245-1～245-4分别具备：延迟波复制品生成部241、加法部242、GI去除部243、FFT部244。各码对数似然比输出部247-1～247-4分别具备：解扩部248、符号去交织部249、软判定输出部250。
第二实施方式的MAP检测部223的构成具备与第一实施方式的MAP检测部23(图4)大致相同的构成，但是，提取区间设定部240的处理与第一实施方式不同。另外，该实施方式的软消除块部245-1～245-B的数目根据分割数B设定。关于其它的构成，与上述的第一实施方式同样。
提取区间设定部240按照从接收信号r(t)的多个时间带中提取的信号的至少一部分重合，并且时间带内的信号功率尽可能大的方式，来设定多个时间带，并向延迟波复制品生成部241输出该设定结果。
图16是表示本发明第二实施方式的提取区间设定部240的构成的方块图。如图16所示，提取时间设定部240具备：到来波区间计算部2101、分割数决定部2102、提取时间决定部2103、功率测定部2104。
到来波区间计算部2101与第一实施方式的到来波区间计算部101同样，计算自传输路径推定值即冲击响应推定值到来的延迟波的推定区间Tall。
分割数决定部2102与第一实施方式的分割数决定部102同样，基于来自上述到来波区间计算部2101的输出和预先决定的规定的基准时间信息来计算分割数B。
功率测定部2104基于分割数B、基准时间信息、冲击响应推定值计算由基准时间信息得到的基准时间带的信号功率。
提取时间决定部2103基于分割数B、基准时间信息、冲击响应推定值、区间功率值计算结果，将由各软消除块部245-1～245-3提取的时间带输入软消除块部245-1～245-B。
作为一例，如图17所示，对如下情况进行说明：在冲击响应推定值中从接收信号推定存在延迟波P21～延迟波P26，在区间计算部2101中算出延迟波P21～延迟波P26的区间作为到来的延迟波的推定区间Tall，在分割数决定部2102中算出分割数B＝3。时间带B21、时间带B22、时间带B23表示由各个软消除块部45-1～45-3分别提取的区间，区间宽度由基准时间信息得到。
提取区间设定部240按照使时间带B21的前头与延迟波P21一致、使时间带B23的最后与延迟波P26一致的方式进行调整，由此，将时间带B21的功率作为延迟波P21、延迟波P22、延迟波P23的合计功率，将时间带B23的功率作为延迟波P24、延迟波P25、延迟波P26的合计功率。
另外，提取区间设定部240按照使提取的多个时间带(在此，时间带B21～B23)的至少一个时间带(在此，时间带B22)中含有的信号(在此，P23～P25)的功率成为最大的方式，来设定至少一个时间带(在此，时间带B22)。即，提取区间设定部240使时间带B22在区间Tn中在与时间带B21及时间带B23不同的区间滑动，测定时间带B22内的功率值，选定时间带B22内的功率值成为最大的区间。在图17中，提取区间设定部240将含有延迟波P23、P24、P25的区间设定为时间带B22。设定为含有上述延迟波P23、P24、P25的时间带的时间带B22，时间带B21和信号区间Td3重合，时间带B23和信号区间Td4重合，与式(3”)的基准时间Tb即GI长TGI的B倍之间的差分即信号区间Td成为Td＝Td3+Td4。
提取时间决定部2103将在各软消除块部45-1～45-3中提取的时间带决定为在功率测定部中选定的区间内的功率值成为最大的时间带B21、时间带B22、时间带B23，输出各时间带。＾
属于各软消除块部245-1～245-B的延迟波复制品生成部241基于信道冲击响应推定值和复制信号生成部28生成的复制信号s＾(t)，生成用于提取设定的信号区间的时间带的信号的延迟波复制品，加法部242从接收信号r(t)中减去上述延迟波复制品。
图18(a)～图18(c)表示基于上述设定的时间带B21～B23，由各软消除块部45-1～45-3去除的延迟波。在图18(a)～图18(c)中，以点划线所示包围的延迟波表示去除不希望的波成分，在提取所希望的信号波成分时生成的复制品。
在软消除块部245-1的加法部242中，从接收信号r(t)中减去冲击响应h1(t)和复制信号s＾(t)的卷积运算的结果。在正确生成复制品的情况下，软消除块部245-1的加法部242的输出可以认为是经由以(h(t)-h1(t))表示的传输路径接收到的信号，时间带B21的时间带的信号波成分从加法部242提取。
在软消除块部245-2的加法部242中，从接收信号r(t)中减去冲击响应h2(t)和复制信号s＾(t)的卷积运算的结果。在正确生成复制品的情况下，软消除块部245-2的加法部242的输出可以认为是经由以(h(t)-h2(t))表示的传输路径接收到的信号，时间带B22的时间带的信号波成分从加法部242提取。
在软消除块部245-3的加法部242中，从接收信号r(t)中减去冲击响应h3(t)和复制信号s＾(t)的卷积运算的结果。在正确生成复制品的情况下，软消除块部245-3的加法部242的输出可以认为是经由以(h(t)-h3(t))表示的传输路径接收到的信号，时间带B23的时间带的信号波成分从加法部242提取。
以上为提取时间设定部240按照提取的时间带的信号功率成为最大值的方式进行设定的情况，但是，也可以预先设定预先规定的信号功率值，按照在功率测定部2104中测定的功率和上述规定的信号功率值之差大致为零的方式来设定时间带B22。上述规定的信号功率值例如有保持得到预先规定的错误率特性的信号功率值等。另外，代替信号功率值也可以是SINR。通过按照满足预先设定的规定的信号功率值的方式来设定提取区间，能够保持一定的传送品质。
如上述，设定使各时间带重合(重叠)的时间带，使由各软消除块部245-1～245-B提取的时间带，维持规定的基准区间宽度，使上述提取的时间带内的信号功率尽可能大，由此，能够降低各时间带内的信号功率或SINR极端小的时间带发生的概率，另外，能够维持规定的基准期间宽度，因此，也能够降低从接收信号中减去复制品时的除去余差成为极端大的时间带发生的概率。
(第三实施方式)
图19是表示本发明第三实施方式的无线接收机200中的MAP检测部123的构成的图。MAP检测部123具备：提取区间设定部140(也称为时间带设定部)、软消除块部145-1～145-B、MMSE滤波部146、各码对数似然比输出部147-1～147-4。
软消除块部145-1～145-B分别具备：延迟波复制品生成部141、加法部142、GI去除部143、FFT部144。各码对数似然比输出部147-1～147-4分别具备：解扩部148、符号去交织部149、软判定输出部150。
第三实施方式的无线接收机200的构成具备与第一实施方式的无线接收机200及MAP检测部23(图4)相同的构成，但是，第一实施方式的提取区间设定部40与该实施方式的提取区间设定部140的部分不同。
另外，该实施方式的软消除块部145-1～145-B的数目根据分割数B设定。关于其它的构成，与上述的第一实施方式同样。
在第三实施方式中，提取区间设定部140由来自接收信号的基准时间信息和冲击响应推定值算出基准功率，按照各时间带的接收信号功率和上述基准功率之差成为规定的功率差的方式来分割提取的时间，另外，在该时间带的接收功率和基准功率之差不满足规定的功率差的情况下，按照与相邻的另外的时间带重合(重叠)的方式来分割时间带。这时的分割数通过上述基准功率和冲击响应推定值决定。
另外，基准时间信息例如可以由接收信号r(t)的控制符号得到。即，如图20所示，在数据符号之前发送控制符号，由该数据符号之前的控制符号可得到基准时间信息。该基准时间信息也可以作为预先在发送接收机中已知的。
图21表示提取区间设定部140的构成。如图21所示，提取区间设定部140具有：基准功率计算部201、提取区间决定部202。以下，作为基准时间信息，以接受设定GI长的信息的情况进行说明。
向基准功率计算部201输入冲击响应推定值和基准时间信息即GI长，基准功率计算部201算出在GI长区间成为最小的功率值作为基准功率。例如图22所示，作为冲击响应推定值，在推定为P101～P107七个波到来的情况下，设定GI长TGI的计测窗口，使计测窗口从延迟波P101的冲击响应推定值滑动至到达延迟波P107的冲击响应推定值为止，在各滑动点，测定进入GI长内的计测窗口的期间的路径功率，输出测定的功率中成为最小的功率Pmin。在图22中，滑动点与延迟波P104一致时的功率成为延迟波P104、P105、P106的功率的合计，在各滑动点中成为最小功率。
提取区间决定部202将信道冲击响应推定值和上述基准功率计算部201输出的最小功率Pmin作为基准功率，计算按照各时间带的功率值成为与基准功率Pmin近似的值的方式进行分割时的各时间带的时间宽度，将该各时间带的时间宽度作为提取的信号区间，输入各软消除块部145-1～145-B的延迟波复制品生成部141。另外，提取区间设定部140也可以改变各时间带的时间宽度，计算属于各区间的路径的到来时间。
如上述，图23是表示按照各时间带的功率值成为基准功率值Pmin的方式分割各时间带时的例子。首先，将冲击响应推定值以从到来时间早的延迟波(含有直达波)开始的顺序来设定时间带，使属于各时间带的延迟波的功率值(属于该时间带的延迟波的功率的合计)和基准功率值Pmin之差成为规定的功率差。即，在图23中，从延迟波P101的冲击响应推定值得到的功率值与基准功率值Pmin接近。因此，设定含有延迟波P101的时间带B101。接着，将从延迟波P102的冲击响应推定值得到的功率值和从延迟波P103的冲击响应推定值得到的功率值相加后，与基准功率值Pmin接近。因此，设定含有延迟波P102、P103的时间带B102。接着，将从延迟波P104的冲击响应推定值得到的功率值、从延迟波P105的冲击响应推定值得到的功率值、从延迟波P106的冲击响应推定值得到的功率值相加后，与基准功率值Pmin接近。
因此，设定含有延迟波P104、P105、P106的时间带B103。由此，能够分割为时间带B101～时间带B103各区间。
接着，在通过上述处理在未选择的时间带中有延迟波的情况下，按照该区间功率值和基准功率值Pmin之差成为规定的功率差的方式，含有属于已经确定的相邻的时间带的延迟波，选择时间带。在图23的例子中，未选择延迟波P107，因此，按照含有延迟波P107、和与之相邻的时间带B103的延迟波并与基准功率值Pmin接近的方式，选择时间带。由此，利用时间带B103中已经含有的延迟波P105、P106、P107，设定时间带B104。以上确定的时间带B101～时间带B104四个时间带作为提取的时间带，输入各软消除块部145-1～145-B。
另外，在上述例子中，从最初推定为到来波的信号开始按顺序，按照成为基准功率值Pmin的方式来分割冲击响应推定值，但是，也可以从推定为最后的到来波的信号开始。另外，在上述的例子中，以到来的延迟波为基准来分割时间带，但是，也可以以AD转换器的抽样点为基准来决定时间带。
MAP检测器123的软消除块部145-1～145-B具备与上述分割数相当的块，也可以用并行处理。在图23的例子中，延迟波分割为B101～B104四个时间带，分割数B为B＝4。因此，作为软消除块部145-1～145-B，至少保持4个软消除块部145-1～145-4。另外，也可以仅具备一个软消除部，按每个时间带进行串行处理。
软消除块部145-1～145-B的延迟波复制品生成部141进行上述各时间带的冲击响应推定值和复制信号生成部28生成的复制信号s＾(t)的卷积运算，由此，生成由加法部142去除的延迟波复制品。
图24(a)的点转斜线表示由软消除块部145-1去除的延迟波。在软消除块部145-1的加法部142中，从接收信号r(t)中减去通过冲击响应h1(t)和s＾(t)的卷积运算而生成的延迟波P102～P107的复制信号。在正确生成复制品的情况下，软消除块部145-1的加法部142的输出可以认为是经由以(h(t)-h1(t))表示的传输路径接收到的信号，时间带B101的时间带的信号成分P101从加法部142提取。
图24(b)的斜线表示由软消除块部145-2去除的延迟波。在软消除块部145-2的加法部142中，从接收信号r(t)中减去通过冲击响应h2(t)和s＾(t)的卷积运算而生成的延迟波P101、P104～P107的复制信号。在正确生成复制品的情况下，加法部142的输出可以认为是经由以(h(t)-h2(t))表示的传输路径接收到的信号，时间带B102的时间带的信号成分从加法部142提取。
图24(c)的斜线表示由软消除块部145-3去除的延迟波。在软消除块部145-3的加法部142中，从接收信号r(t)中减去通过冲击响应h3(t)和s＾(t)的卷积运算而生成的延迟波P101～P103、P107的复制信号。在正确生成复制品的情况下，加法部142的输出可以认为是经由以(h(t)-h3(t))表示的传输路径接收到的信号，时间带B103的时间带的信号成分从加法部142提取。
图24(d)的斜线表示由软消除块部145-4去除的延迟波。在软消除块部145-4的加法部142中，从接收信号r(t)中减去通过冲击响应h4(t)和s＾(t)的卷积运算而生成的延迟波P105～P106的复制信号。在正确生成复制品的情况下，加法部142的输出可以认为是经由以(h(t)-h4(t))表示的传输路径接收到的信号，时间带B104的时间带的信号成分从加法部142提取。
如上述，按照成为接收信号的冲击响应推定值的基准时间内的基准功率值(在上述例子中为基准时间内的最小的功率值Pmin)的方式来分割延迟波的时间带，在不满足上述基准功率值的情况下，设定相邻的其它的时间带中含有的延迟波也使用的区间，由此，能够防止复制品去除后的信号在基准时间以下且由各软消除块部生成的延迟波复制品的功率差极端小。另外，在该条件中能够将分割数抑制为最小数，因此，能够降低属于分割的时间带内的信号的功率、或起因于SINR低的复制品误差及起因于分割数的增加的复制品误差导致的特性劣化。其结果，能够避免某时间带的显著的复制品精度低下成为整体的特性劣化，能够将由复制品误差导致的特性劣化抑制为最小。
另外，在以上说明的实施方式中，也可以将用于实现图1的无线发送机100、图3的无线接收机200的功能的程序记录于计算机可读取的记录介质中，将记录于该记录介质的程序读入计算机系统，通过执行程序来进行无线接收机200的控制。另外，这里所说的“计算机系统”包括OS及外围设备等硬件。
另外，所谓“计算机可读取的记录介质”，指的是软磁盘、光磁盘、ROM、CD-ROM等可移动介质、内置于计算机系统的硬盘等存储装置。另外，所谓“计算机可读取的记录介质”，也包括：以通过英特网等网络及电话线等通信线路发送程序时的通信线路的方式，短时间、动态保持程序的储存装置；和以成为这时的服务器及客户端的计算机系统内部的易失性存储器的方式，保持一定时刻程序的储存装置。另外，上述程序也可以是用于实现上述功能的一部分的程序，另外，也可以是通过与在计算机系统中已经记录了的程序相组合而能够实现上述功能的程序。
以上，对该发明的实施方式参照附图进行了详细叙述，但是，具体的构成不局限于该实施方式，不脱离该发明的宗旨范围的设计等也包括在专利请求的范围内。
工业上的应用
本发明能够适用于接收机及接收方法等，能够减少对从发送机接收到的信号进行解调时的运算量。