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【発明の属する技術分野】
本発明は、複数の送信信号を増幅する多端子電力合成形電力増幅器に関し、特に、アレーアンテナに用いて好適な多端子電力合成形電力増幅器に関する。
【従来の技術】
マルチビーム通信を行う衛星搭載用電力増幅器として、多端子電力合成形電力増幅器が例えば米国特許No.4,618,831に示されている。 図１に、いわゆるマルチポートアンプである多端子電力合成形電力増幅器１０の基本構成を示す。
多端子電力合成形電力増幅器１０は、複数のハイブリッドにより構成される入力側多端子電力合成器３と、複数の主増幅器4Mと、入力側多端子電力合成器に対応する出力側多端子電力合成器５により構成される。 入力側多端子電力合成器３は、４入力４出力の場合を例に図２に示すように、π/2ハイブリッドＨＢを複数組み合わせ構成される。 出力側多端子電力合成器５も同様の構成である。 一般にポート数Ｐとハイブリッドの段数ｍの関係は、P＝ｍ ２となる。
多端子電力合成形電力増幅器１０はマルチビーム、アダプティブアレーなどのアレーアンテナと組み合わせて使用される。 マルチビームアンテナ及びアダプティブアレーアンテナでは、トラフィックの変動に応じて各アンテナエレメントのビームの電力が増減する。 このとき、ビームの最大送信電力は、フルトラフィック時であり、１つのアンテナエレメントに最大でアンテナのエレメント数倍の送信電力が集中する可能性がある。 例えば、１エレメントの最大送信電力を１Ｗとし、エレメント数を８とすれば、最大８Ｗの電力が１エレメントに給電される可能性がある。 従って、アレーアンテナの各エレメントの増幅器は、フルトラフィック時を想定して飽和出力を設計する必要がある。 このため、個別増幅器によるアレーアンテナは、大規模な装置となる。
これに対して、多端子電力合成形電力増幅器１０をアレーアンテナに用いると、ビーム間のトラフィック変動があっても入力側多端子電力合成器３により、例えば入力端子IP １の入力信号は多端子電力合成器３によりその全ての出力端子に電力を均等に分配し、それぞれの主増幅器4Mを経て出力側多端子電力合成器５によりもとの系統と同じ出力端子OP １に出力するので、それぞれの主増幅器4Mに入力される電力は理想的には常に互いに等しい。 このため、フルトラフィック時を想定した飽和電力を端子数分の１にして各個別増幅器の飽和電力を設計できる。 従って、多端子電力合成形電力増幅器１０は、アレーアンテナの各エレメントに個別増幅器を設ける場合と比べて、増幅器の飽和電力を低減できる利点がある。 このように、多端子電力合成形電力増幅器のアレーアンテナへの適用は効果がある。
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、多端子電力合成形電力増幅器には、江上、川合らの論文「多端子電力合成形マルチビーム送信系」、電子情報通信学会論文誌Ｂ、Vol.J69-B,No.2,1986,２月で述べられているように、次のような特性が要求される。 第１に、多端子電力合成器のπ/2ハイブリッドの電気的特性が均一で低損失であること、第２に、主増幅器の電気的特性が均一であることである。 これらの特性のばらつきは、電力増幅器１０の出力ポート間に電力洩れを生じさせる。 これらの技術的課題のうち、π/2ハイブリッドは特性のばらつきを小さく、高精度に構成することが比較的に容易であるが、主増幅器の電気的特性を均一にすることはかなり困難である。
江上らの論文で述べられているように、多端子電力合成形電力増幅器のポート間のアイソレーションを30dB、ポート数を８とすれば、主電力増幅器の利得の標準偏差は0.7dB以下、位相量の標準偏差は５deg以下とする必要がある。 このような標準偏差の条件を満たすように主増幅器を、装置温度等の変化、経年変化などを考慮して多数製造、調整することは困難である。
この発明の目的は、装置温度の変化、経年変化などによらず高いポート間アイソレーションの実現が可能な多端子電力合成形電力増幅器を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
この発明によれば、フィードフォワード多端子電力合成形電力増幅器を、複数系統の入出力ポートを備え、各系統に送信信号を増幅し、主信号として出力する主増幅器を有する多端子電力合成形電力増幅器と、各系統の上記入出力ポート間において対応する上記主増幅器を含んで構成され、その主増幅器が出力する上記主信号中の歪み成分を除去するフィードフォワード増幅回路、とを含むように構成し、その主増幅器が出力する上記主信号中の歪み成分を除去する。
フィードフォワード増幅器の特性により各系統の主増幅器の歪みが除去され、特性が均一化されるので、ポート間の洩れ電力を小さくすることができる。
【発明の効果】
本発明は上記構成を備えることにより、以下の効果を奏するものである。
（１）独立した複数の主増幅器の電気的特性を均一化することができる。
（２）装置の温度変化、経年変化等に対して十分安定した電気的特性を得ることができる。
（３）製造における調整が簡易となる。
（４）各ポートごとにフィードフォワード構成化することで、多端子電力合成器の電気的特性と各電力増幅器の電気的特性の不均一による他ポートへの電力漏洩を各電力増幅器の非線形歪と合わせて検出し、除去できる。
（５）アレーアンテナのビーム形成に影響を与えない電力増幅器が提供できる。
（６）アレーアンテナ用電力増幅器の小型化、経済化、低消費電力化ができる。
【発明の実施の形態】
原理的構成 この発明によるフィードフォワード多端子電力合成形電力増幅器の原理的構成を図３に示す。 この発明によれば、図１に示した入力側多端子電力合成器３と、主増幅器4Mと出力側多端子電力合成器５から成る従来の多端子電力合成形電力増幅器に対し、各系統の入出力ポートIP ｎ -OP ｎ間において主増幅器4Mを含むフィードフォワード増幅回路40 ｎを構成する。
多端子電力合成形電力増幅器では、ハイブリッドの電気的特性と主増幅器の電気的特性のばらつきにより、ポート間に電力漏洩を生じる。 そのため、ポート間で干渉が生じ、アレーアンテナで形成されるビーム指向性が所定の設計通りにならない。 アレーアンテナで形成されるビーム指向性を設計どうりにするには、ポート間アイソレーションをなるべく小さくする必要がある。 そのためには、主増幅器及び入力側及び出力側多端子電力合成器を構成するπ/2ハイブリッドの特性のばらつきを小さくする必要がある。 π/2ハイブリッドの特性は比較的に容易に高い精度で構成できる。 そこで、この発明の原理によれば、各系統ごとに主増幅器に対しフィードフォワード増幅回路を構成することで、主増幅器の電気的特性のばらつきを小さくする。 その結果、他ポートへの電力漏洩を小さくでき、従って、ポート間アイソレーションを大きくできる。
第１ 提案例 図４に本発明に関連する第１提案例を示す。 この提案例は、図３に示した原理的構成における各フィードフォワード増幅回路40 ｎを入力側多端子電力合成器３と出力側多端子電力合成器５との間に各ポートに対応して構成したものである。 即ち、この第１実施例では、Ｎ系統の入力端子IP １ ,…,IP Ｎを有し、Ｎ系統の入力電力合成及び分配を行う入力側多端子電力合成器３と、入力側多端子電力合成器３のＮ個の出力端子にそれぞれ接続されたＮ系統の独立したフィードフォワード増幅回路40 １ ,…,40 Ｎと、Ｎ系統のフィードフォワード増幅回路40 １ ,…,40 Ｎの出力端子OP １ ,…,OP Ｎにそれぞれ接続された入力端子を持つ出力側多端子電力合成器５とからフィードフォワード多端子電力合成形電力増幅器が構成される。
各フィードフォワード増幅回路40 ｎは入力信号を主増幅器経路4AM と線形信号伝達経路4AL に分配する電力分配器41と、主増幅器経路4AM に直列に挿入された第１可変位相器4P1 、第１可変減衰器4A1 及び主増幅器4Mと、主増幅器経路4AM の出力と線形信号伝達経路4AL の出力を分配合成し、主信号伝達経路4BM と歪み注入経路4DL に出力する電力分配・合成器42と、歪み注入経路4DL に直列に挿入された第２可変位相器4P2 、第２可変減衰器4A2 及び補助増幅器4Xと、主信号伝達経路4BM の出力と歪み注入経路4DL の出力を電力合成し、主増幅器4Mの生成した歪みをキャンセルする電力合成器43とから構成される。 フィードフォワード増幅回路40 ｎの電力分配器41から電力分配・合成器42までのループを歪み検出回路40A と呼び、電力分配・合成器42から電力合成器43までのループを歪み除去回路40B と呼ぶ。
線形信号伝達経路4AL と主信号伝達経路4BM は単にケーブルから成る遅延線路であり、電力分配器41、電力分配・合成器42、電力合成器43などは、例えば方向性結合器あるいはハイブリッドで構成される。 歪み検出回路40A の線形信号伝達経路4AL に対し、第１可変減衰器4A1 と第１可変位相器4P1 を調整して電力分配器42の歪み注入経路4DL への出力側で主信号成分がキャンセルされ、主増幅器4Mによる非線形歪み成分（差成分）だけが残るようにすることにより、歪み検出回路40A のループを平衡させる。 同様に、歪み除去回路40B の主信号伝達経路4BM の信号に対し、第２可変減衰器4A2 及び第２可変位相器4P2 を調整して電力合成器43の出力側で主増幅器4Mの非線形歪み成分がキャンセルされ主信号成分だけが残るようにすることにより、歪み除去回路40B のループを平衡させる。 主増幅器4Mの非線形歪みを除去するためのこの様なフィードフォワード増幅回路自体はよく知られている技術である。
次に本発明に関連する第１提案例のフィードフォワード多端子電力合成形電力増幅器の電気的特性の均一性について説明する。
図４に示す各フィードフォワード増幅器40 ｎは、歪検出回路40A と歪除去回路40B に遅延線路4D1, 4D2を持つ。 歪検出回路40A 及び歪除去回路40B は、電力分配・合成器42及び電力合成器43で、それぞれの経路4AMと4AL及び4BMと4DLからの信号を等振幅、等遅延、逆位相になるように片方の経路で振幅と位相を調整して二経路の信号を合成する。 このとき振幅と位相の調整精度により、歪検出回路40A 及び歪除去回路40B のループ平衡性がきまる。 日本国特許出願公開No.1-198809号「フィードフォワード増幅器の自動利得調整回路」に示されているように、例えば、30dB以上の歪抑圧量を得るためには振幅偏差及び位相偏差がそれぞれ±0.3dB及び±2deg以内のループ平衡性を達成する必要がある。
線形信号伝達経路4AL を構成する遅延線路は電力分配器41と電力分配・合成器42間を接続するケーブルであり、その長さにより遅延量が決まるので、この遅延量のばらつき、即ち長さのばらつきは非常に小さくできる。 第１可変位相器4P1 はこの遅延線路4AL を基準として調整すればよいので、これも精度高く決めることができる。 実際のループの平衡調整においては図５の実施例を参照して後述するように、第１パイロット信号を使って位相及び振幅調整を行うことにより、高精度にループ平衡調整ができ、その結果、ループの位相偏差を±2deg以内、振幅偏差を±0.3dB 以内とすることが比較的容易に可能である。 歪み除去回路40B のループ平衡調整も同様に遅延線で構成された主信号伝達経路4BM を基準として第２可変位相器4P2 を第２可変減衰器4A2 と共に調整すればよいので、図５の提案例を参照して後述するように第２パイロット信号を使って位相偏差±2deg以内、振幅偏差±0.3dB 以内の高精度のループ平衡調整ができる。
このように、多端子電力合成形電力増幅器における複数の主増幅器の均一な電気的特性を実現する方法として、それぞれの主増幅器をフィードフォワード構成化することが有効である。
フィードフォワード増幅器の位相特性は、図４のフィードフォワード増幅器の構成より、歪検出回路40A と歪除去回路40B の遅延線路4D1, 4D2の加工精度で決まることが容易に分かる。 また、複数のフィードフォワード増幅器の利得特性については、歪検出回路40A にて主信号を遅延線路4D1 から送信信号を基準として相殺し、歪み成分を検出することから、フィードフォワード増幅器入力信号のレベルが等しい場合において、均一な利得特性にできることが容易に分かる。
このようにして、複数の独立した主増幅器の電気的特性を均一化するには、それぞれの主増幅器をフィードフォワード構成にすることで達成できる。
この発明に関連する第１提案例はこのことを多端子電力合成形電力増幅器に利用することにより、従来困難であったポート間アイソレーションの高い多端子電力合成形電力増幅器を実現可能にするものである。 これは、素子の不均一な電気的特性のない、いわゆる理想的な多端子電力合成形電力増幅器を実現できることを意味する。
第２ 提案例 図５に本発明に関連する第２提案例を示す。
フィードフォワード増幅回路40 ｎにおける歪検出回路40A と歪除去回路40B のループの平衡性は変動する。 これは回路の負荷変動、温度変化、経年変化などで容易にループの平衡条件が変化するためである。 この問題を解決する方法として、パイロット信号を用いたフィードフォワード構成のループの平衡性を達成する自動利得調整回路（日本国特許出願公開1-198809号、フィードフォワード増幅器の自動調整回路）がある。 これによると、パイロット信号を各ループに注入し、検出し、検出されたパイロット信号のレベルを最小にするように、可変位相器と可変減衰器を調整してループの平衡性を達成する。 この方法を用いて構成された移動通信用基地局電力増幅器（楢橋祥一、野島俊雄、移動通信用超低歪多周波共通増幅器、電子情報通信学会無線通信システム研究会技術報告RCS90-4,1990）が実用化されている。
この第２ 提案例においてもフィードフォワード構成のループの平衡性を容易に達成するためにパイロット信号を用いる。 第２ 提案例は、フィードフォワード構成特有のループ平衡性の経時変化による劣化を修正するために、図４の提案例におけるフィードフォワード増幅回路40 ｎに第１及び第２パイロット信号を用いて歪検出回路40A 及び歪除去回路40B のループ平衡性を容易に修正できるように構成したものである。 パイロット信号を用いたループ平衡性の達成方法については、前述の日本国特許出願公開1-198809あるいは米国特許No.5,166,634に示されている。 本提案では、これらに示されているのと同様の制御方法によりループの平衡性を達成する。
フィードフォワード増幅器40 ｎの入力にハイブリッドまたは方向性結合器による第１パイロット信号結合器451 を設け、第１パイロット信号発生器441 で発生された第１パイロット信号PS1 を第１パイロット信号結合器451 からフィードフォワード増幅器40に入力する。 第１及び第２パイロット信号発生器441, 442としては、例えば米国特許No.5,166,634に示されているＣＷを用いる方法（特願昭63-23574号「フィードフォワード増幅器の自動 利得調整回路」）、低周波の変調波を用いる方法（特願平3-249440号「フィードフォワード干渉回路」）、周波数拡散波を用いる方法（特願平3-140349号「フィードフォワード干渉回路」）などを使用した発振器を用いる。 第２パイロット信号結合器452 は、第１パイロット信号結合器451 と同様にハイブリッドまたは方向性結合器にて主増幅器4Mの段間に挿入される。 第１パイロット信号抽出器461 は、ハイブリッドまたは方向性結合器にて実現され、歪増幅回路4DL に挿入される。 第２パイロット信号抽出器462 は、ハイブリッドまたは方向性結合器にて実現され、電力合成器４３の出力側に挿入される。
第１パイロット信号抽出器461 で検出された第１パイロット信号PS1 のレベルがレベル検出器471 で検出され、第１制御器481 に入力される。 第１制御器481 は、第１パイロット信号PS1 のレベルを最小にするように、主信号の伝達経路4AM の第１可変位相器4P1 と第１可変減衰器4A1 を段階的に調整する。 これにより、歪検出回路40A のループ平衡性を達成することができる。 第２パイロット信号抽出器462 で検出された第２パイロット信号PS2 のレベルがレベル検出器472 で検出され、第２制御器482 に入力される。 第２制御器482 は、第２パイロット信号PS2 のレベルを最小にするように、歪増幅経路4DL の第２可変位相器4P2 と第２可変減衰器4A2 を段階的に調整する。 これにより、歪除去回路40B のループ平衡性を達成することができる。 この様なループ平衡調整は定期的に行っても、あるいは必要に応じて行ってもよい。 また、第１及び第２制御器481, 482によりそれぞれ歪み検出回路40A と歪み除去回路40B のループの平衡制御を行う例を示したが、１つの制御器で両方のループ平衡制御を行ってもよい。
なお、図５の提案例では第１及び第２パイロット信号発生器441, 442と，第１及び第２レベル検出器471, 472と，第１及び第２制御器481, 482とを各系統のフィードフォワード増幅回路40 ｎに専用に設けた場合を示したが、図７の実施例で後述するように、これら第１及び第２パイロット信号発生器441, 442と，第１及び第２レベル検出器471, 472とを全系統に対し共通に１つずつ設け、それぞれ第１及び第２パイロット信号発生器481, 482と、第１及び第２レベル検出器471, 472とをそれぞれ切替器により所望の系統の第１及び第２パイロット信号結合器451, 452及び第１及び第２パイロット信号抽出器461, 462に接続するように構成してもよい。 第１及び第２制御器481, 482は第１及び第２レベル検出器471, 472の検出レベルに基づいて全系統の第１及び第２可変減衰器4A1, 4A2と、第１及び第２可変位相器4P1, 4P2を制御する。
このようにして、フィードフォワード増幅器40 ｎの歪抑圧特性を安定的に得ることができる。 また、独立した複数の主増幅器4Mの電気的特性のばらつきを容易に小さくすることができる。 また、フィードフォワード増幅器に関する各種の歪補償技術、パイロット信号の高感度化技術、などを本発明に適用しても同様な効果があることは容易に類推できる。
以上の第１ 提案例及び第２ 提案例により本提案は、フィードフォワード多端子電力合成形電力増幅器の調整の簡易化、経年変化、温度変化などによる電気的特性の偏りの防止、アレーアンテナのビーム形成に対して影響を与えないなどの利点がある。
第３ 提案例 図６に本発明に関連する第３ 提案例を示す。 第１及び第２ 提案例では図３における入力側多端子電力合成器３と出力側多端子電力合成器５の間に各ポートに対応して主増幅器4Mを含むフィードフォワード増幅回路40 ｎを構成する場合を示したが、図６の提案例では、図３において、各入力ポートIP ｎから、主増幅器4Mを経て出力ポートOP ｎに至る各系統全体でフィードフォワード増幅回路40 ｎを構成した場合である。 具体的には、図６の提案例は、図４の提案例において、入力側多端子電力合成器３を全系統の主増幅器4Mの入力側に移し、出力側多端子電力合成器５を全系統の主増幅器4Mの出力側に移した構成であり、その他の構成は図４と同様である。 従って、各入力ポートIP ｎからの入力信号は対応するフィードフォワード増幅回路40 ｎの電力分配器４１に供給され、そのフィードフォワード増幅回路40 ｎの電力合成器43の出力から出力ポートOP ｎに各系統の信号が出力される。
各入力ポートIP ｎの送信信号は、フィードフォワード増幅回路40 ｎの電力分配器41に入力される。 電力分配器41から、第１可変減衰器4A1 、第１可変位相器4P1 、入力側多端子電力合成器３、主電力増幅器4M、及び出力側多端子電力合成器５を経て電力分配・合成器４２に至る主増幅器経路4AM と、電力分配器41から遅延線路4D1 を経て電力分配・合成器42に至る線形信号伝達経路4D1 とにより歪検出回路40A を構成する。
電力分配・合成器42は主増幅器経路4MA の出力信号と遅延線路4D1 の出力信号とを分配・合成して歪み除去回路40B の主信号伝達経路4BM に和成分を出力し、歪み注入経路4DL に差成分である主増幅器の非線形歪成分を出力する。 電力分配・合成器42から電力合成器43に至る遅延線路により構成される主信号伝達経路4D2 と、電力分配・合成器42から第２可変減衰器4A2 、第２可変位相器4P2 及び補助増幅器4Xを経て電力合成器43に至る歪注入経路4DL と、電力合成器43は歪み除去回路40B を構成している。
主信号伝達経路4BM の出力と歪注入経路4DL の出力は、電力合成器43にて電力合成され、それにより主信号伝達経路4BM の出力信号中の歪成分は、主信号伝達経路4BM の出力信号の歪成分と等振幅、等遅延、逆位相の歪注入経路出力信号を合成することにより除去される。
この提案例で特徴的なことは、各系統の主増幅器経路の主信号は主増幅器4Mの入力側に設けられた入力側多端子電力合成器３により全系統の主増幅器4Mに分配され、それら主増幅器4Mからの出力が出力側多端子電力合成器５により合成されてその大部分の電力が対応する１つの系統の電力分配・合成器42に供給され、残りの電力が他の系統の電力分配・合成器42に分配される。 この時、上記１つの系統の電力分配・合成器42には他の系統からの洩れ電力も入力されるが、その洩れ電力はフィードフォワード増幅回路40 ｎを構成する歪み検出回路40A により歪みとして主増幅器4Mによる非線形歪みと共に検出され、歪み除去回路40B の電力合成器43でキャンセルされる。
即ち、全系統の電力合成器３、５及び主増幅器4Mの特性のばらつきに起因するポート間の電力の洩れも歪みとしてそれぞれの歪み検出回路40A により検出され、その歪みは電力合成器43においてキャンセルされる。 このことは、構成部品の電気的特性にばらつきが非常に小さい、従ってポート間アイソレーションが非常に高い理想的なフィードフォワード多端子電力合成形電力増幅器を実現できることと等価であることを意味している。 また、この構成によれば、主増幅器4Mの特性のばらつきについて要求される条件はないので、それだけ安価な増幅器を使用することができる。
第１実施例 図７の実施例は図６の提案例に対し、図５の提案例で示したと同様な第１及び第２パイロット信号による歪み検出回路40A と歪み除去回路40B のループ平衡を行うための構成を付加したものである。 ここでは、各系統の入力ポートIP ｎと電力分配器41の入力側との間に第１パイロット信号結合器451 を設け、出力側多端子電力合成器５の各出力と電力分配・合成器42の入力との間に第２パイロット信号結合器452 を設け、各歪み除去回路40B の電力分配・合成器42と補助増幅器4Xとの間の歪み注入経路4DL に第１パイロット抽出器461 が設けられ、電力合成器43の出力側に第２パイロット信号抽出器462 が設けられる。
切り替え器６及び７により選択した系統に対し第１及び第２パイロット信号発生器441, 442からの第１及び第２レベル検出器471, 472と切り替え器８及び９により選択した所望の系統のパイロット信号抽出器461, 462から抽出した第１及び第２パイロット信号のレベルをレベル検出器471, 472により検出する。 レベル検出器471, 472の検出レベルは第１及び第２制御器481, 482に与えられ、これらに基づいて第１可変減衰器4A1, 第１可変位相器4AB, 及び第２可変減衰器4A2, 第２可変位相器4P2 が制御される。 切り替え器６と８は連動して同じ系統を選択するように第１制御器481 により制御され、切り替え器７と９は連動して同じ系統を選択するように第２制御器482 により制御される。
入力端子IP ｎの送信信号は、第１パイロット信号結合器451 に入力される。 第１パイロット信号結合器451 は、第１パイロット信号PS1 を系統ｎに結合する。 第１パイロット信号結合器451 の出力は、フィードフォワード増幅回路40 ｎの電力分配器41に入力される。
電力分配・合成器４２は主増幅器経路4MA の出力信号と遅延線路4D1 の出力信号とを分配・合成して歪み除去回路40B の主信号伝達経路4BM に和成分を出力し、歪み注入経路4DL に差成分である主増幅器の非線形歪成分とポート間洩れ電力を歪みとして出力する。 第２パイロット信号結合器452 は、増幅された送信信号系統１に第２パイロット信号PS2 を注入する。 電力分配・合成器42の和成分出力は遅延線路にて構成される主信号伝達経路4D2 に供給され、電力分配・合成器42の差成分出力は、第１パイロット信号抽出器461 、第２可変減衰器4A2 、第２可変位相器4P2 及び補助増幅器4Xにより構成される歪注入経路4DL に供給される。
主信号伝達経路4D2 の出力と歪注入経路4DL の出力は、電力合成器４３にて電力合成される。 即ち、主信号伝達経路4D2 の出力信号中の歪成分は、主信号伝達経路4DL の出力信号である歪成分と等振幅、等遅延、逆位相の歪注入経路出力信号を合成することにより除去される。
第１パイロット信号PS1 は、トーンまたは変調波を発生する信号発生器と所定の周波数に変換する周波数変換器にて構成される第１パイロット信号発生器441 にて生成する。 第１制御器481 は切替器６と８に所望の送信系統を選択するよう制御し、それによって、第１パイロット信号PS1 を選択された送信系統の第１パイロット信号結合器451 に注入し、その送信系統の第１パイロット信号抽出器461 により歪み注入経路4DL から第１パイロット信号PS1 を抽出する。
第１パイロット信号抽出器461 により抽出された第１パイロット信号PS1 は、第１レベル検出器471 に与えられ、そのレベルが検出される。 第１レベル検出器471 は、第１パイロット信号PS1 がトーンの場合、狭帯域フィルタ、周波数変換器とレベル検出器にて構成される。 第１パイロット信号PS1 が変調波の場合、帯域フィルタ、周波数変換器、検波器、判定器、搬送波同期回路等により構成される。 第１レベル検出器471 にて検出された第１パイロット信号のレベルは、第１制御器481 に入力され、第１制御器481 は、入力された第１パイロット信号の検出レベルを最小にするように第１可変減衰器4A1 と第１可変位相器4P1 を段階的に制御する。
これらの制御アルゴリズムは、従来から実用化されている摂動法、最急降下法、または各種の適応アルゴリズムなどで実現される。 第１制御器481 は、選択した系統の可変減衰器4A1 と可変位相器4P1 を調整後に、第１パイロット信号PS1 注入する系統を切り替える切替器６、８を制御して別の系統の可変減衰器4A1 と可変位相器4P1 を調整する。 第１制御器481 の制御手順は、予め決めた順に系統を選択することを切替器６、８に指示し、第１パイロット信号の検出レベルを最小にするように選択した系統の可変減衰器4A1 と可変位相器4P1 を１ステップまたは数ステップ制御し、切替器６、８に別の系統を選択する信号を送出する。 このようにして、Ｎ系統を順次制御する。
第２制御器482 により制御されて切替器７、９は所定の送信系統を選択し、選択された送信系統の第２パイロット信号結合器452 に第２パイロット信号発生器442 から発生された第２パイロット信号PS2 が注入される。 第２パイロット信号抽出器462 により抽出された第２パイロット信号PS2 が第２レベル検出器472 に与えられ、第２パイロット信号のレベルが検出され、第２制御器482 に与えられる。 第２レベル検出器472 は、第２パイロット信号PS2 がトーンの場合、狭帯域フィルタ、周波数変換器とレベル検出器にて構成される。 第２パイロット信号PS2 が変調波の場合、帯域フィルタ、周波数変換器、検波器、判定器、搬送波同期回路等により構成される。 第２制御器482 は、入力された第２パイロット信号のレベルを最小にするように第２可変減衰器4A2 と第２可変位相器4P2 を段階的に制御する。 これらの制御アルゴリズムは、従来から実用化されている摂動法、最急降下法、または各種の適応アルゴリズムなどで実現される。 第２制御器482 は、第１制御器481 の場合と同様に選択した系統の可変減衰器4A2 と可変位相器4P2 を調整後に、切り替える切替器７, ９を制御して別の系統を選択し、可変減衰器4A2 と可変位相器4P2 を調整する。
上記構成により、第１パイロット信号PS1 を用いてフィードフォワード構成の歪検出回路40A の平衡性を達成し、かつ、第２パイロット信号PS2 を用いて歪除去回路40B の平衡性を達成する。 また、制御器481, 482により、送信系統を切り換えてフィードフォワード増幅回路のループの平衡性を順次達成する。 電力増幅器のすべてのフィードフォワード増幅回路のループの平衡性を達成することで、電力増幅器におけるすべての送信系統の電気的特性を均一化できる。 本発明の電力増幅器に使用される第１及び第２パイロット信号については、拡散符号で周波数拡散されていてもよい。
図８に本発明に関連する第４提案例を示す。
図８の提案例は、図６の第３提案例において切り替え器６、７、８、９を用いず、それぞれの系統に対し専用の第１及び第２パイロット信号発生器(441 １ 〜441 Ｎ 、442 １ 〜442 Ｎ )と、第１及び第２レベル検出器(471 １ 〜471 Ｎ 、472 １ 〜472 Ｎ ）と、第１及び第２制御器（481 １ 〜481 Ｎ 、482 １ 〜482 Ｎ )を設けたものである。 これにより、全送信系統のフィードフォワード増幅回路40 １ 〜40 Ｎの全ループの平衡性を同時に達成する。 第１パイロット信号PS1 及び第２パイロット信号PS2 の周波数は、増幅器の相互変調歪みによる混変調を回避する周波数にそれぞれ設定される。 これにより、電力増幅器のすべてのループの平衡性を達成することで、電力増幅器におけるすべての送信系統の電気的特性を均一化できる。 電力増幅器のすべてのループの平衡性を達成することで、電力増幅器におけるすべての送信系統の電気的特性を均一化できる。
図９に本発明の第２実施例を示す。
図９は、本発明によるフィードフォワード多端子電力合成形電力増幅器100 をアレーアンテナに応用した実施例であり、ＦＤＤ(frequency division duplex) を使用し、送信信号と受信信号では異なるキャリア周波数を使用する場合である。 図３〜８のいずれかで示した本発明によるフイードフォワード多端子電力合成形電力増幅器100 の出力系統OP １ 〜OP Ｎは、それぞれ共用器（デュープレクサ）71 １ 〜71 Ｎに入力される。 共用器71 １ 〜71 Ｎは、アンテナ70 １ 〜70 Ｎで周波数の異なる受信した信号と送信信号を分配する。 アンテナ70 １ 〜70 Ｎで受信された信号は、共用器71 １ 〜71 Ｎを経て受信機(72 １ 〜72 Ｎ )に入力される。 受信機72 １ 〜72 Ｎでは所定の信号処理を行う。 このように、本発明のフィードフォワード多端子電力合成形電力増幅器100 は、アレーアンテナ70 １ 〜70 Ｎと組み合わせることができる。
図９のフィードフォワード多端子電力合成形電力増幅器は、これまで述べてきた図３から図８のいずれの増幅器構成であってもよい。
図１０にこの発明の第３実施例を示す。
図１０はこの発明によるフィードフォワード多端子電力合成形電力増幅器100 をアレーアンテナに応用した他の実施例である。 ここではＴＤＤ(time division duplex)を使用し、図９の共用器71 １ 〜71 ＮがＲＦスイッチSW １ 〜SW Ｎに置き換えられた構成となっている。 送信タイムスロットではＲＦスイッチSW １ 〜SW Ｎはフィードフォワード多端子電力合成形電力増幅器100 側に接続されて増幅器100 により増幅された送信信号をアンテナ70 １から70 Ｎから送出する。 受信タイムスロットではＲＦスイッチSW １ 〜SW Ｎは受信機72 １ 〜72 Ｎ側に接続され、アンテナ70 １ 〜70 Ｎからの受信信号を受信機72 １ 〜72 Ｎに供給する。 この様に、この発明による電力増幅器は、無線通信方式によらず、マルチビーム及びアダプティブアレーアンテナのための送信増幅器として適用できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】図１は多端子電力合成形電力増幅器の構成を示す図。
【図２】図２はハイブリッドを用いた多端子電力合成回路の一例を示す図。
【図３】図３はこの発明による多端子電力合成形電力増幅器の原理的構成を示す図。
【図４】図４は本発明に関連する第１提案例を示す図。
【図５】図５は本発明に関連する第２提案例を示す図。
【図６】図６は本発明に関連する第３提案例を示す図。
【図７】図７は本発明の第１実施例を示す図。
【図８】図８は本発明に関連する第４提案例を示す図。
【図９】図９は本発明の第２実施例を示す図。
【図１０】図１０は本発明の第３実施例を示す図。 |
