関連出願 本出願は、本出願と同日に同じ発明者が出願した２つの特許出願と関連する。 その２つの出願は通信リンクを使用した改良型ＧＰＳ受信機（１９９６年３月８日出願のシリアルＮｏ．０８／６１２，５８２号）、パワー管理機能付き改良型ＧＰＳ受信機（１９９６年３月８日出願のシリアルＮｏ．０８／６１３，９６６号）である。
本出願は、同じ発明者Ｎｏｒｍａｎ Ｆ． Ｋｒａｓｎｅｒにより１９９５年１０月９日に出願された仮特許出願「Ｌｏｗ Ｐｏｗｅｒ，Ｓｅｎｓｉｔｉｖｅ Ｐｓｅｕｄｏｒａｎｇｅ Ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ Ａｐｐａｒａｔｕｓ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓａｔｅｌｌｉｔｅｓ Ｓｙｓｔｅｍｓ」と題する米国特許出願第６０／００５，３１８号に関連し、その出願日の権利を主張する。
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本発明は、サテライトの位置情報を決定することができる受信機に関し、特に全世界測位衛星（ＧＰＳ）システムに応用される受信機に関する。
ＧＰＳ受信機は通常、複数のＧＰＳ（またはＮＡＶＳＴＡＲ）衛星から同時に送信される信号の到着の相対的時間を計算することによって、その位置を決定する。 これらの衛星は、そのメッセージの一部として、クロック計時データの他に、「天文暦（エフェメリス）」データと呼ばれる衛星の位置データを送信する。 ＧＰＳ信号を探索し、取得して、複数の衛星の天文暦（エフェメリス）データを読み取り、このデータから受信機の位置を計算するプロセスは、時間を消費し、往々にして数分かかる。 多くの場合、この長い処理時間は許容できず、さらに超小型化したポータブル用途でバッテリの寿命を大幅に制限する。 現在のＧＰＳ受信機のもう一つの制約は、その動作が、複数の衛星が障害物もなくはっきり見え、このような信号を受信する良質のアンテナを適切に配置した場合に制限されることである。 したがって、これは通常、体に取り付けたポータブルの用途、大量の葉群か建物で妨害された区域や屋内の用途では使用不可能である。 ＧＰＳ受信システムには次の２つの基本的機能がある。 つまり（１）様々なＧＰＳ衛星の疑似距離を計算し、（２）その疑似距離と衛星の計時および天文暦（エフェメリス）データとを使用して受信プラットフォームの位置を計算する。 疑似距離とは、単に各衛星からの受信信号と地域の時計との間で測定された時間の遅れである。 衛星の天文暦（エフェメリス）および計時データは、取得したらＧＰＳ信号から抽出し、トラッキングする。 上述したように、この情報の収集には通常比較的長い時間（３０秒から数分）かかり、低いエラー率を達成するために、良好な受信信号レベルで実行しなければならない。 既知のほぼすべてのＧＰＳ受信機は、相関法を使用して疑似距離を計算する。 この相関法はリアルタイムで実行され、往々にしてハードウェアの相関装置で行う。 ＧＰＳ信号は疑似乱数（ＰＮ）シーケンスと呼ばれる高速反復信号を含む。 民生用途に使用可能なコードはＣ／Ａコードと呼ばれ、１．０２３ＭＨｚの２進位相反転率、つまり「チッピング」率と、１ミリ秒のコード期間に１０２３チップの反復期間を有する。 コード・シーケンスはゴールド・コードとして知られるファミリーに属する。 各ＧＰＳ衛星は、一意のゴールド・コードを有する信号を放送する。 任意のＧＰＳ衛星から受信した信号ごとに、相関受信機はベースバンドへの逓減プロセス後、受信信号にそのローカル・メモリに含まれる該当ゴールド・コードの記憶レプリカを乗算し、次に信号の存在の指標を獲得するために積を積分、つまり低域濾波器にかける。 このプロセスは「相関」動作と呼ぶ。 受信信号に対してこの記憶レプリカの相対的タイミングを順次調整し、相関出力を観察することによって、受信機は受信信号とローカル・クロックとの時間の遅れを決定することができる。 このような出力の存在を最初に決定することを、「捕捉」と呼ぶ。 捕捉が生じると、プロセスは、高相関出力を維持するためにローカル基準の計時を少量調整する「トラッキング」フェーズになる。 トラッキング・フェーズ中の相関出力は、疑似乱数コードを除去したＧＰＳ信号、あるいは一般的用語では「デスプレッド（despred）」と見なすことができる。 この信号は帯域が狭く、帯域は、ＧＰＳの波形に重ねた５０ビット／秒の２進移相変調されたデータ信号と同一基準である。 相関捕捉プロセスは非常に時間がかかり、受信信号が弱い場合は特にそうである。 捕捉時間を改善するため、大部分のＧＰＳ受信機は、相関ピークを平行探索できる複数の相関装置（通常は最大１２個）を使用する。 以前の幾つかのＧＰＳ受信機は、ＦＦＴ技術を用いて受信ＧＰＳ信号のドップラー周波数を決定した。 この受信機は、従来通りの相関動作を用いてＧＰＳ信号をデスプレッドし、一般に１０ｋＨｚないし３０ｋＨｚの帯域を有する狭帯域信号を供給する。 その結果得られる狭帯域信号を、次にＦＦＴアルゴリズムを用いてフーリエ分析し、搬送波の周波数を決定する。 このように搬送波を決定すると、同時に、ローカルＰＮ基準が受信信号の正しい位相に合わせて調整される指標も与え、搬送波周波数を正確に測定する。 次に、この周波数を受信機のトラッキング動作に使用することができる。 Ｊｏｈｎｓｏｎの米国特許第５，４２０，５９２号は、ＦＦＴアルゴリズムを使用して、移動ユニットではなく中央処理位置で疑似距離を計算することを検討している。 その方法によると、データのスナップショットがＧＰＳ受信機に収集され、次にデータ・リンクを介して遠隔受信機に送信され、そこでＦＦＴ処理を受ける。 しかし、ここで開示された方法は、相関の組を実行するのに、順方向および逆高速フーリエ変換を１つ（４つのＰＮ期間に相当）しか計算しない。 本発明の以下の説明から明白なように、多数のＦＦＴ動作を、特殊な前処理および後処理動作とともに実行することによって、感度を上げ、処理速度を上げることができる。
（用語） 本特許では、相関、畳み込み、および整合フィルタリングという用語を頻繁に使用する。 「相関」という用語は、２系列の数字に適用する場合は、２系列の対応するメンバーを項ごとに掛け、その後で系列を合計することである。 これは「直列相関」と呼ぶこともあり、一つの数字の出力を生じる。 環境によっては、連続グループのデータで一連の相関動作を実施する。 「畳み込み」という用語は、２系列の数字に適用されると、当技術分野で通常使用しているのと同じであり、フィルタで長さｍの第２系列をフィルタリングし、長さｎのインパルス応答を有する第１系列に対応させることに等しい。 結果は、長さｍ＋ｎ−１の第３系列となる。 「整合フィルタリング」とは、前述したフィルタが第１系列と時間が反転した複雑な共役であるインパルス応答を有する畳み込み、つまりフィルタリング動作を指す。 「高速畳み込み」という用語は、効率的な方法で畳み込み演算を計算する１系列のアルゴリズムを指す。 相関と畳み込みという用語を交換可能な方法で使用する著者もいるが、本特許では、相関という用語は常に上述した直列の相関演算を指す。 （概要）
本発明の一つの実施態様は、データ通信リンクを介して基地局から遠隔ユニットまたは移動ＧＰＳユニットにドップラーなどのＧＰＳ衛星情報を送ることにより、遠隔ＧＰＳ受信機の位置を決定する方法を提供する。 遠隔ユニットは、この情報およびビュー衛星からの受信ＧＰＳ信号を使用して、その後、衛星の疑似距離を計算する。 次に、計算した疑似距離を基地局に送信し、そこで遠隔ユニットの位置を計算する。 この方法を実施することができる装置の様々な実施態様についても述べる。 本発明の別の実施態様は、ビュー衛星からＧＰＳ信号を受信するアンテナと、受信ＧＰＳ信号のＲＦ周波数を中間周波数（ＩＦ）に減少させる逓減器とを有するＧＰＳ受信機を提供する。 ＩＦ信号はディジタル化され、後で受信機が処理するためにメモリに記憶される。 この処理は通常、本発明の一つの実施態様では、サンプリングしたＩＦのＧＰＳ信号で高速畳み込み（例えばＦＦＴ）動作を実行して疑似距離情報を得るのに必要な命令を実行するプログラム可能ディジタル信号プロセッサを使用して実行される。 これらの動作は、通常、ＧＰＳ信号の記憶済みバージョンまたはＧＰＳ信号の処理または記憶済みバージョンの（高速畳み込みの前の）前処理および（高速畳み込みの後の）後処理も含む。 本発明のさらに別の実施態様は、ＧＰＳ受信機の電力管理法を提供し、電力管理機能を有するＧＰＳ受信機も提供する。 ビュー衛星からＧＰＳ信号を受信し、その信号をバッファリングしてからＧＰＳ受信機を切ることにより、電力消耗は従来技術のシステムより減少する。 他の電力管理機能についても述べる。
本発明は、電力消耗が非常に少なく、非常に低い受信信号レベルで動作することができる遠隔ハードウェアになる方法で、移動、つまり遠隔物体の位置を計算する装置および方法に関する。 つまり、電力消費量が減少する一方で、受信機の感度は上昇している。 これは、図１Ａで示すように、遠隔受信機能を実現し、個別に配置された基地局１０から遠隔またはＧＰＳ移動ユニット２０へとドップラー情報を送ることにより可能になる。 疑似距離を使用して、様々な方法で遠隔ユニットの地理的位置を計算できることを理解されたい。 以下のような３つの例がある。
１． 方法１：衛星のデータ・メッセージを基地局１０から遠隔ユニット２０に再送することにより、遠隔ユニット２０はこの情報を疑似距離測定値と組み合わせ、その位置を計算することができる。 例えば、参照により本明細書に組み込んだ米国特許第５，３６５，４５０号を参照すること。 通常、遠隔ユニット２０は、遠隔ユニット２０の位置の計算を実行する。
２． 方法２：遠隔ユニット２０は、当技術分野で一般に実施されている普通の方法で受信したＧＰＳ信号から衛星の天文暦（エフェメリス）データを収集する。 このデータは、通常は１時間ないし２時間有効で、疑似距離測定値と組み合わせて、通常は遠隔ユニットで、位置計算を完成することができる。
３． 方法３：遠隔ユニット２０は、通信リンク１６を介して疑似距離を基地局１０に送信し、基地局は、この情報を衛星の天文暦（エフェメリス）データと組み合わせて、位置計算を完成することができる。 例えば、参照により本明細書に組み込んだ米国特許第５，２２５，８４２号を参照すること。 アプローチ（すなわち方法）１および３では、基地局１０と遠隔ユニット２０とは、関係する全衛星を共通して見て、ＧＰＳ疑似距離コードの反復率に伴う時間の曖昧さを解決するのに十分なだけ接近して配置されると想定される。 これは、基地局１０と遠隔ユニット２０との間の範囲が、光速にＰＮ反復期間（１ミリ秒）を掛けた値の１／２倍、つまり約１５０ｋｍの場合に満たされる。 本発明を説明するために、方法３は位置計算を完成するために使用すると想定される。 しかし、本明細書を検討すると、当業者には本発明の様々な態様および実施形態を、上記の３つの方法および他のアプローチとともに使用できることが理解される。 例えば、方法１の変形では、衛星の天文暦（エフェメリス）を表すデータのような衛星データ情報は、基地局から遠隔ユニットに送信され、この衛星データ情報を、バッファしたＧＰＳ信号から本発明により計算した疑似距離と組み合わせて、遠隔ユニットの緯度と経度を（および多くの場合は高度も）提供することができる。 遠隔ユニットから受信する位置情報は、緯度および経度に制限するか、緯度、経度、高度、速度および遠隔ユニットの方位を含む包括的情報にすることができることが理解される。 さらに、本発明の局部発振器の補正および／または電力管理の態様を、方法１のこの変形に使用することができる。 さらに、ドップラー情報を遠隔ユニット２０に送信し、本発明の態様により遠隔ユニット２０で使用することができる。 方法３では、基地局１０が、図１Ａで示すようにデータ通信リンク１６で送るメッセージを介して、遠隔ユニット２０に測定を実施するよう命令する。 基地局１０は、このメッセージ内で視界にある衛星にドップラー情報も送る。 これは衛星データ情報の一形態である。 このドップラー情報は通常、周波数情報の形式で、メッセージは通常、視界にある特定の衛星の識別データまたは他の初期化データも特定する。 このメッセージは、遠隔ユニット２０の部品である別個のモデム２２に受信され、低電力マイクロプロセッサ２６に結合されたメモリ３０に記憶される。 マイクロプロセッサ２６は、遠隔ユニット処理エレメント３２〜４８とモデム２２との間のデータ情報転送を扱い、以下の検討で明白なように、遠隔受信機２０内の電力管理機能をも制御する。 通常、マイクロプロセッサ２６は、疑似距離および／または他のＧＰＳの計算を実施中、または代替電源が利用可能な場合を除き、大部分または全部の遠隔ユニット２０のハードウェアを低電力状態または電力断状態に設定する。 しかし、モデムの受信機部分は、少なくとも周期的に電源を（全力まで）入れ、基地局１０が遠隔ユニットの位置を決定する命令を送信したか否かを決定しなければならない。 この上記のドップラー情報は、このようなドップラー情報に要求される精度が高くないので、継続時間が非常に短い。 例えば、１０Ｈｚの精度が必要で最大ドップラーが約±７ｋＨｚの場合、視界にある衛星ごとに１１ビットのワードで十分である。 ８個の衛星が視界にある場合は、このようなドップラーを全部指定するのに、８８ビット必要となる。 この情報を使用すると、遠隔ユニット２０がこのようなドップラーを探索する必要がなくなり、したがってその処理時間は十分の一以下に短縮される。 ドップラー情報を使用すると、さらに、ＧＰＳ移動ユニット２０がＧＰＳ信号のサンプルをさらに素早く処理でき、これはプロセッサ３２が位置情報を計算するために全電力を受け取らねばならない時間を短縮する傾向がある。 これだけでも遠隔ユニット２０が消費する電力が低下し、感度向上に貢献する。 ＧＰＳメッセージのデータのエポック（epoch）など、追加の情報を遠隔ユニット２０に送ることもできる。 受信したデータ・リンク信号は、高精度搬送波周波数を使用することができる。 遠隔受信機２０は、以下で説明する図６に示すように、自動周波数制御（ＡＦＣ）ループを使用して、この搬送波にロックし、それによってその基準発振器をさらに較正する。 １０ミリ秒というメッセージ送信時間、２０ｄＢの受信Ｓ／Ｎ比によって、通常はＡＦＣを介した周波数測定に１０Ｈｚ以上の精度が可能になる。 これは一般に、本発明の要件に十分な精度を上回る。 この特徴は、従来通りに実行するか、本発明の高速畳み込み法を用いて実行する位置計算の精度も改善する。 本発明の一つの実施形態では、通信リンク１６は、双方向ページャー・システムのように市販されている狭帯域無線周波数通信媒体である。 このシステムは、遠隔ユニット２０と基地局１０との間で送信されるデータ量が比較的少ない実施形態に使用することができる。 ドップラーおよび他のデータ（例えば視界にある衛星のＩＤなどの初期化データ）の送信に必要なデータ量は比較的少なく、位置情報（例えば疑似距離）に必要なデータ量も同様に比較的少ない。 したがって、この実施形態に対しては狭帯域システムで十分である。 これは、短期間に大量のデータを送る必要があるようなシステムとは異なり、このシステムはより高い帯域の無線周波数通信媒体を必要とすることがある。 遠隔ユニット２０が（例えば基地局１０から）ＧＰＳ処理命令とドップラー情報をともに受信すると、バッテリおよび電力調整器および電力スイッチ回路３６（および制御された電力線２１ａ、２１ｂ、２１ｃおよび２１ｄ）を介して、マイクロプロセッサ２６がＲＦ／ＩＦ変換器４２、アナログ／ディジタル変換器４４およびディジタル・スナップショット・メモリ４６を起動し、これによってこれらの構成要素に十分な電力を供給する。 これによってアンテナ４０を介して受信したＧＰＳ衛星からの信号はＩＦ周波数に逓減され、その後ディジタル化される。 通常は１００ミリ秒から１秒（またはこれより長いこともある）の継続時間に対応するこのようなデータの連続セットは、次にスナップショット・メモリ４６に記憶される。 記憶されるデータの量は、電力の節約がよりよい感度の獲得ほど重要でない場合には、（よりよい感度を獲得するために）メモリ４６に記憶できるデータを増加させ、電力の節約が感度より重要な場合はデータの記憶量が少なくなるようマイクロプロセッサ２６により制御される。 通常、ＧＰＳ信号が部分的に妨害された場合は、感度の方が重要になり、豊富な電源（例えば自動車用バッテリ）を使用可能な場合は、電力の節約がそれほど重要ではない。 このデータを記憶するためにこのメモリ４６にアドレスすることは、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ集積回路４８が制御する。 ＧＰＳ信号の逓減は、以下でさらに検討するように、局部発振器信号３９を変換器４２に提供する周波数合成装置３８を使用して達成される。 この時間を通して（スナップショット・メモリ４６を視界内の衛星からのディジタル化ＧＰＳ信号で満たす間）、ＤＳＰマイクロプロセッサ３２は低電力状態に維持することができる。 ＲＦ／ＩＦ変換器４２およびアナログ／ディジタル変換器４４は、通常、疑似距離の計算に必要なデータを収集し記憶するのに十分な短期間、オン状態にされる。 データ収集が完了すると、変換器回路はオフにされるか、（メモリ４６が十分な電力を受け続けながら）制御された電力線２１ｂおよび２１ｃを介して他の方法で電力が削減され、したがって実際の疑似距離計算中にさらなる電力消耗に貢献しない。 疑似距離計算は、一つの実施形態では、Ｔｅｘａｓ ＩｎｓｔｒｕｍｅｎｔｓからのＴＭＳ３２０Ｃ３０集積回路で例証されるような汎用プログラマブル・ディジタル信号処理ＩＣ３２（ＤＳＰ）を使用して実行される。 このＤＳＰ３２は、このような計算を実行する前に、制御された電力線２１ｅを介してマイクロプロセッサ２６および回路３６によって能動電力状態にされる。 このＤＳＰ３２は、特殊化したカスタム・ディジタル信号処理ＩＣではなく汎用およびプログラマブルＩＣを使用するという点で、ある種の遠隔ＧＰＳユニットに使用されている他のＤＳＰとは異なる。 さらに、ＤＳＰ３２は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）アルゴリズムの使用を可能にし、これによってローカルに生成した基準と受信信号との間で大量の相関演算を素早く実行することにより、疑似距離を非常に高速に計算することができる。 通常、受信した各ＧＰＳ信号のエポックの探索を終了するのに、このような相関が２０４６必要である。 高速フーリエ変換アルゴリズムによって、このような位置を全て同時にかつ平行に探索することができ、したがって従来通りのアプローチに対して、必要な計算プロセスが１０倍から１００倍高速化できる。 ＤＳＰ３２は、視界内衛星のそれぞれに対して疑似距離の計算を終了すると、本発明の一つの実施形態では、相互接続バス３３を介してこの情報をマイクロプロセッサ２６に送る。 この時点で、マイクロプロセッサ２６は、適切な制御信号をバッテリおよび電力調整回路３６に送ることにより、ＤＳＰ３２およびメモリ４６を再び低電力状態に入れることができる。 次に、マイクロプロセッサ２６はモデム２２を使用して、最終的な位置計算のために、データ・リンク１６で疑似距離データを基地局１０に送る。 疑似距離データに加えて、バッファ４６で最初にデータを収集した時刻からデータ・リンク１６でデータを送る時刻までに経過した時間を示す時間タグを、基地局１０に同時に送ることができる。 この時間タグは、位置計算を実行する基地局の能力を向上させる。 というのは、データの収集時にＧＰＳ衛星位置を計算できるからである。 代替方法として、上記の方法１により、ＤＳＰ３２は遠隔ユニットの位置（例えば緯度、経度または緯度、経度および高度）を計算し、このデータをマイクロプロセッサ２６に送ることができ、これは同様にモデム２２を介してこのデータを基地局１０に中継する。 この場合、位置計算は、ＤＳＰが衛星のデータ・メッセージを受信した時刻からバッファのデータ収集が開始した時刻までの経過時間を維持することによって容易になる。 これによって、位置計算を実行する遠隔ユニットの能力が向上する。 というのは、データ収集時にＧＰＳ衛星位置を計算できるからである。 図１Ａで示すように、モデム２２は、一つの実施形態では別のアンテナ２４を使用して、データ・リンク１６で受信メッセージを送受信する。 モデム２２は、交互にアンテナ２４に結合される通信用受信機および通信用送信機を含むことが理解される。 同様に、基地局１０は、別のアンテナ１４を使用して、データ・リンク・メッセージを送受信することができ、したがって基地局１０でＧＰＳアンテナ１２を介してＧＰＳ信号を連続的に受信することができる。 典型的な例では、ＤＳＰ３２の位置計算は、ディジタル・スナップショット・メモリ４６に記憶されたデータ量および単数または複数のＤＳＰの速度によって、数秒かからないことが予想される。 以上の検討から、遠隔ユニット２０は、基地局１０からの位置計算命令が頻繁でなければ、電力消費量の多い回路をわずかな時間しか起動しなくて済むことが明白である。 少なくとも多くの状況で、このような命令の結果、遠隔装置が高い電力消耗状態へと起動されるのは、時間のわずか約１％以内になることが予測される。 次に、これによってバッテリは、他の場合に可能な長さより１００倍長く動作できる。 電力管理操作の実行に必要なプログラム命令は、ＥＥＰＲＯＭ２８または他の適切な記憶媒体に記憶される。 この電力管理戦略は、様々な電力稼働率の状況に適用可能である。 例えば、原動機が使用可能な場合、位置の決定は連続的に実施される。 上記で示したように、ディジタル・スナップショット・メモリ４６は、比較的長い期間に対応するレコードを捕らえる。 高速畳み込み法を用いてこの大きなデータのブロックを効率的に処理すると、（例えば建物、樹木などで部分的に妨害されたために受信状態が悪い場合に）低受信レベルの信号を処理する本発明の能力に貢献する。 可視ＧＰＳ衛星の全疑似距離が、同じバッファ済みデータを使用して計算される。 これによって、信号の振幅が急速に変化している（都市部の妨害状態のような）状態で、連続的にトラッキングするＧＰＳ受信機より性能が改善される。 図１Ｂで示したわずかに異なる実現形態は、マイクロプロセッサ２６およびその周辺機器（ＲＡＭ３０およびＥＥＰＲＯＭ２８）を不要にし、その機能を、さらに複雑なＦＰＧＡ（フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ）４９内に含まれる追加の回路が肩代わりする。 この場合、ＦＰＧＡ４９、つまり低電力装置は、相互接続部１９を通してモデム２２からの起動を感知すると、ＤＳＰ３２ａチップを目覚めさせる働きをする。 相互接続部１９は、モデムをＤＳＰ３２ａおよびＦＰＧＡ１９に連結する。 ＤＳＰチップ３２ａは、目覚めると、モデムと直接にデータを送受信する。 ＤＳＰ３２ａは、バッテリおよび電力調整器およびスイッチ３６に連結して回路３６に電力オン／オフ命令を与える相互接続部１８を通じて、電力制御操作も実行する。 ＤＳＰ３２ａは、図７に示すような電力管理法により、相互接続部１８によって回路３６に与えられた電源オン／オフ命令を通して、様々な構成要素の電力を選択的にオンにしたり、低下させたりする。 回路３６は、このようなコマンドを受信し、様々な構成要素に選択的に電力を供給する（または電力を低下させる）。 回路３６は、相互接続部１７を介してＤＳＰ３２ａを目覚めさせる。 回路３６は、選択した制御装置の電力線２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄおよび２１ｆを通る電力を選択的に切り換えることによって、様々な構成要素に選択的に電力を与える。 したがって、たとえば変換器４２および変換器４４に電力を供給するには、線２１ｂおよび２１ｃを通してそれらの変換器に電力を供給する。 同様に、モデムへの電力は、制御した電力線２１ｆを通じて供給される。 低周波数結晶発振器４７は、メモリおよび電力管理ＦＰＧＡ４９に連結される。 一つの実施形態では、メモリおよび電力管理ＦＰＧＡ４９は、低周波数発振器４７を含む低電力タイマを含む。 ＦＰＧＡ４９のタイマが切れると、ＦＰＧＡ４９は相互接続部１７を通じてＤＳＰ３２ａに目覚まし信号を送り、次にＤＳＰ３２ａはバッテリおよび電力調整器および電力スイッチ回路３６へ電力オン／オフ命令を与えることにより、他の回路を目覚めさせることができる。 他の回路は、位置決め操作する（たとえば疑似距離または緯度および経度などの位置情報を決定する）ため、回路３６の制御により、制御された電力線２１ａ、２１ｂ、２１ｃ、２１ｄおよび２１ｆを通して電力を供給される。 位置決め操作の後、ＤＳＰ３２Ａは、図７で示す方法により、ＦＰＧＡタイマをリセットし、それ自体への電力を削減し、回路３６も他の構成要素への電力を削減する。 単数または複数のバッテリが、メモリおよび電力管理ＦＰＧＡ４９およびＤＳＰ３２ａによって制御される制御電力線を通して、全電力制御回路に電力を供給することが予測される。 構成要素への電力線（２１ｂなど）を制御することによって電力を直接削減するのではなく、構成要素が消費する電力は、（図１Ｂの相互接続部１７を介したＤＳＰ３２ａの場合のように）構成要素へ信号を送って電力を削減するか、十分な電力になるよう目覚めさせることによって削減できることも予測され、これは往々にして、集積回路などの構成要素が、構成要素の電力状態を制御する入力部を有し、構成要素が電力消費を制御するのに必要な内部論理（たとえば構成要素の様々な論理ブロックへの電力を削減する論理）を有する場合に可能である。 メモリおよび電力管理ＦＰＧＡ４９は、データが変換器４４からメモリ４６に記憶される時、またはＤＳＰ構成要素３２ａがメモリ４６からデータを読み取っている時のアドレス操作など、メモリを制御し、管理する。 ＦＰＧＡ４９は、必要に応じて、メモリ・リフレッシュなどの他のメモリ機能も制御することができる。 図１Ｃは、図１Ａおよび図１Ｂに示したＧＰＳ移動ユニットと同じ構成要素を多く含むＧＰＳ移動ユニットの本発明による別の実施形態を示す。 図１Ｃに示すＧＰＳ移動ユニットは、複数のバッテリ８１、さらにオプションの外部電源入力部８３および太陽電池７９からの電力を受けるよう結合される電力調整器７７を含む。 電力調整器７７は、図１Ｃに示すＤＳＰチップ３２ａおよびメモリおよび電力管理ＦＰＧＡ３９に管理された制御電力線の制御下で、全回路に電力を供給する。 太陽電池７９は、従来通りの充電技術を用いて、これらのバッテリを充電することができる。 太陽電池７９は、バッテリを充電する以外に、ＧＰＳ移動ユニットに電力を供給することもできる。 図１Ｃに示した実施形態では、ＦＰＧＡ４９は相互接続部７５を介してＤＳＰチップ３２ａに目覚まし信号を与える。 この信号によってＤＳＰチップは十分な電力状態に復帰し、ＤＳＰチップ３２ａについて説明する様々な機能を実行する。 ＤＳＰチップは、相互接続部１９を介してＤＳＰに直接結合されるモデム２２から、外部コマンドを介して十分な電力状態に起動することもできる。 図１Ｃも、ＧＰＳ移動ユニットが電力節約のために感度を犠牲にすることができる本発明の特徴を示す。 本明細書で述べるように、ＧＰＳ移動ユニットの感度は、メモリ４６に記憶した干渉ＧＰＳ信号の量を増加させることによって向上させることができる。 これは、より多くのＧＰＳ信号を捕捉してディジタル化し、このデータをメモリ４６に記憶することによって実施する。 このようにバッファリングを多くすると電力消費量が増加するが、ＧＰＳ移動ユニットの感度も向上させる。 このように感度を上げたモードは、ＧＰＳユニットの電力モード・スイッチ８５で選択することができ、これはバス１９に結合されてＤＰＳチップ３２ａにコマンドを与え、高感度モードにする。 あるいは、この電力モード・スイッチ８５は、ＤＳＰ３２ａチップにコマンドを送り、ＧＰＳ信号の捕捉スナップショットを小さくし、それによってメモリ４６に記憶するＧＰＳ信号の量を少なくすることによって、電力記憶量を増加させ、感度を下げるようにすることもできる。 この電力モードの選択は、基地局からモデム２２へ送信した信号で行われ、次にモデムが相互接続部１９を介してＤＳＰチップ３２ａにこのコマンドを通信することもできることが理解される。 移動ＧＰＳユニットのＲＦ／ＩＦ周波数変換器およびディジタル化システムの代表的な例を、図２Ａに示す。 １５７５．４２ＭＨｚの入力信号が、帯域制限フィルタ（ＢＰＦ）５０および低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）５２を通過し、周波数変換ステージに送られる。 このステージで使用される局部発振器（ＬＯ）５６は、（ＰＬＬ５８を介して）２．０４８ＭＨｚ（またはその高調波）の温度補正済み水晶発振器（ＴＣＸＯ）６０に位相ロックされる。 好ましい実施形態では、ＬＯの周波数は１５３１．３９２ＭＨｚで、これは２９９１×０．５１２ＭＨｚである。 その結果生じるＩＦ信号は、ここで４４．０２８ＭＨｚを中心とする。 このＩＦが望ましいのは、４４ＭＨｚ付近で低価格の構成要素が入手できるからである。 特に、テレビ用途に豊富に使用されている表面弾性波フィルタ（ＳＡＷ）は容易に入手することができる。 言うまでもなく、ＳＡＷ装置の代わりに他の帯域制限装置を使用することができる。 受信したＧＰＳ信号は、ミキサー５４でＬＯ信号と混合され、ＩＦ信号を生成する。 このＩＦ信号は、２ＭＨｚの帯域まで精密帯域制限するためＳＡＷフィルタ６４を通過し、次にＩ／Ｑ逓減器６８に送られ、これが信号を近ベースバンド（通常は４ｋＨｚ中心の周波数）に変換する。 この逓減器６８の局部発振器の周波数は、１．０２４ＭＨｚの４３番目の高調波、つまり４４．０３２ＭＨｚの形で２．０４８ＭＨｚのＴＣＸＯ６０から得られる。 Ｉ／Ｑ逓減器６８は、通常はＲＦ構成要素として市販されている。 これは通常、２つのミキサーとロウパス・フィルタで構成される。 このような場合、一方のミキサーの入力ポートにはＩＦ信号およびＬＯ信号が供給され、他方のミキサーの入力ポートには同じＩＦ信号および９０°位相をシフトしたＬＯ信号が供給される。 ２つのミキサーの出力にはローパス・フィルタがかけられ、フィードスルーや他の歪み生成物を除去する。 図２Ａで示すように、必要に応じて、帯域制限操作の前後に増幅器６２および６６を使用することができる。 Ｉ／Ｑ逓減器６８の２つの出力は、信号を２．０４８ＭＨｚでサンプリングする２つの整合Ａ／Ｄ変換器４４に送られる。 代替実現形態は、Ａ／Ｄ変換器４４を比較器（図示せず）と交換するが、これはそれぞれ着信信号の極性に従って２価値（１ビット）系列のデータを出力する。 このアプローチは、マルチレベルＡ／Ｄ変換器に対して受信機の感度が約１．９６ｄＢ失われる結果となることが、よく知られている。 しかし、比較器を使用すると、Ａ／Ｄ変換器に対して大幅に費用が節約でき、さらにその後のスナップショット・メモリ４６でのメモリ要件が軽減される。 逓減器およびＡ／Ｄシステムの代替実現形態を図２Ｂに示す。 これは帯域サンプリング法を使用する。 使用するＴＣＸＯ７０は、周波数が４．０９６ＭＨｚ（またはその高調波）である。 ＴＣＸＯの出力は、Ａ／Ｄ変換器４４（または比較器）へのサンプル・クロックとして使用することができ、これは信号を１．０２８ＭＨｚに変換する働きをする。 この周波数は、４．０９６ＭＨｚの第１１高調波と４４．０２８ＭＨｚという入力ＩＦ周波数との差である。 その結果として生じる１．０２８ＭＨｚのＩＦは、サンプル率の約４分の１であり、これはサンプリング・タイプの歪みを最小にするのにほぼ理想的であることが知られている。 図２ＡのＩ／Ｑサンプリングと比較すると、この信号サンプラは、２チャンネルではなく１チャンネルのデータを与えるが、速度は２倍である。 また、データは１．０２８ＭＨｚというＩＦで効果的である。 次に、ほぼ０ＭＨｚへのＩ／Ｑ周波数変換が、下記の後続の処理でディジタル手段により実現される。 図２Ａおよび図２Ｂの装置は、費用および複雑さは同等で、構成要素の入手しやすさが好ましいアプローチを決めることが多い。 しかし当業者には、同様の結果を得るために他の受信機の構成を使用できることが明白である。 以下の検討を単純にするために、以下では、図２ＡのＩ／Ｑサンプリングを使用し、スナップショット・メモリ４６は２．０４８ＭＨｚの２チャンネルのディジタル化データを含むものとする。 ＤＳＰ３２で実行される信号処理の詳細は、図３の流れ図および図４Ａ、図４Ｂ、図４Ｃ、図４Ｄおよび図４Ｅの図の助けを借りて理解することができる。 当業者には、下記の信号処理を実行するためのマシン・コードまたは他の適切なコードがＥＰＲＯＭ３４に記憶されていることが明白である。 他の不揮発性記憶装置を使用することもできる。 処理の目的は、ローカルに生成した波形に対する受信波形のタイミングを決定することである。 さらに、高感度を達成するために、このような波形の非常に長い部分、通常は１ミリ秒ないし１秒を処理する。 処理を理解するために、まず、受信した各ＧＰＳ信号（Ｃ／Ａモード）は、通常は「チップ」と呼ばれる、１０２３個の記号でできた高速（１ＭＨｚ）反復疑似乱数（ＰＮ）パターンで構成されることが分かる。 この「チップ」は図４Ａに示す波形に似ている。 このパターンにはさらに、５０ボーで衛星から送信された低速データが加えられる。 このデータはすべて、２ＭＨｚの帯域で測定した状態で、非常に低いＳ／Ｎ比で受信される。 搬送波の周波数およびすべてのデータ速度が、非常に高い精度まで分かり、かつ、データがないとしたら、Ｓ／Ｎ比を大幅に改善し、互いに連続するフレームを加えることにより、データを大幅に減少させることができる。 たとえば、１秒の期間に１０００のＰＮフレームがある。 最初のこのようなフレームを、次のフレームに一貫して追加し、結果を第３フレームに追加し、以下同様にすることができる。 その結果、継続時間は１０２３チップの信号となる。 これで、このシーケンスの位相をローカル基準シーケンスと比較し、２つの間の相対的時間を決定して、いわゆる疑似距離を確立することができる。 上記のプロセスは、スナップショット・メモリ４６に記憶された受信データの同じセットから、視界内の各衛星について別個に実施しなければならない。 というのは、概して異なる衛星からのＧＰＳ信号はドップラー周波数が異なり、ＰＮパターンが互いに異なるからである。 信号ドップラーの不確実さのために搬送波の周波数が５ｋＨｚ以上で不明になり、受信機の局部発振器の不確実さのためにこの量が追加されるので、上記のプロセスは困難になる。 このドップラーの不確実さは、本発明の一つの実施形態では、視界内の衛星からの全ＧＰＳ信号を同時にモニタする基地局１０から、このような情報を送ることによって取り除かれる。 したがって、ドップラー探索は遠隔ユニット２０では回避される。 局部発振器の不確実さも、図６に示すように、基地−リモート間通信信号を使用してＡＦＣ操作を実行することにより、（恐らく５０Ｈｚまで）大幅に削減される。 ＧＰＳ信号に重ねた５０ボーのデータが存在することで、２０ミリ秒の期間を超えるＰＮフレームの一貫した加算がなお制限される。 つまり、データ符号の反転でさらなる処理利得が妨げられるまでに、最大２０のフレームを一貫して追加することができる。 以下のパラグラフで詳述するように、フレームの整合フィルタリングおよび絶対値（または絶対値の平方）の加算によって、追加の処理利得を達成することができる。 図３の流れ図は、ステップ１００から開始し、基地局１０からのコマンドでＧＰＳの処理操作を初期化する（図３では「固定コマンド」と呼ぶ）。 このコマンドは、通信リンク１６を介して視界内の各衛星のドップラー・シフトおよびその衛星のＩＤとを送ることを含む。 ステップ１０２で、遠隔ユニット２０は基地局１０から送信された信号への周波数ロックによって、局部発振器のドリフトを計算する。 代替法は、遠隔ユニットに非常に良質の温度補正水晶発振器を使用することである。 例えば、ディジタル制御のＴＣＸＯ、いわゆるＤＣＸＯは現在、約０．１／百万の精度、つまりＬ１のＧＰＳ信号に約１５０Ｈｚの誤差を達成することができる。 ステップ１０４では、遠隔ユニットのマイクロプロセッサ２６は、受信機のフロントエンド４２、アナログ／ディジタル変換器４４およびディジタル・スナップショット・メモリ４６への電源を投入し、Ｃ／ＡコードのＰＮフレームＫ個の継続時間だけデータのスナップショットを収集し、ここでＫは通常１００ないし１０００（１００ミリ秒から１秒の継続時間に相当）である。 十分な量のデータが収集されたら、マイクロプロセッサ２６はＲＦ／ＩＦ変換器４２およびＡ／Ｄ変換器４４の電源を切る。 各衛星の疑似距離は、以下のように計算される。 まず、ステップ１０６では、処理すべき任意のＧＰＳ衛星信号について、対応する疑似乱数コード（ＰＮ）コードをＥＰＲＯＭ３４から検索する。 手短に検討するように、好ましいＰＮ記憶フォーマットは、実際はこのＰＮコードのフーリエ変換を、１０２３ＰＮビットあたりサンプル２０４８個の率でサンプリングしたものである。 スナップショット・メモリ４６のデータは、Ｎ個の連続するＰＮフレームのブロック、つまり２０４８Ｎ個の複雑なサンプルのブロックで処理される（Ｎは通常は５ないし１０の範囲の整数である）。 図３の底部のループ（ステップ１０８〜１２４）で示すように、各ブロックで同様の操作を実行する。 つまり、このループを、処理すべきＧＰＳ信号ごとに合計Ｋ／Ｎ回、実行する。 ステップ１０８では、２０４８Ｎ個のデータ・ワードのブロックに、信号搬送波のドップラー効果と、受信機の局部発振器のドリフト効果とを取り除く複素指数を掛ける。 例証するために、基地局１０から送信されるドップラー周波数と、ｆｅＨｚに対応する局部発振器のオフセットとを想定してみる。 データを予め逓倍すると、関数ｅ −j2πf e ｎ T ，ｎ＝［０，１，２・・・、２０４８Ｎ−１］＋（Ｂ−１）×２０４８Ｎの形をとり、ここでＴ＝１／２．０４８ＭＨｚはサンプリング期間で、ブロック数Ｂは１ないしＫ／Ｎの範囲である。 次に、ステップ１１０では、ブロック内のデータの隣接するフレームＮ個（通常は１０個）のグループを互いに加算する。 つまり、サンプル０、２０４８、４０９６、・・・２０４８（Ｎ−１）を互いに加算し、次に１、２０４９、４０９７、・・・２０４８（Ｎ−１）＋１を互いに加算し、以下同様とする。 この時点で、ブロックは２０４８個しか複素サンプルを含まない。 このような加算演算によって生成した波形の例を、ＰＮフレーム４個の場合で図４Ｂに示す。 この加算演算は、高速畳み込み演算に先立つ前処理演算と見なすことができる。 次に、ステップ１１２〜１１８で、平均化したフレームはそれぞれ、整合フィルタリング操作を受けるが、その目的はデータのブロック内に含まれる受信ＰＮコードとローカルに生成したＰＮ基準信号との間に相対的時間を決定することである。 同時に、サンプリング時間に対するドップラー効果も補正される。 これらの演算は通常、一つの実施形態では、本明細書で述べるように、巡回畳み込みを実行する方法で用いた高速フーリエ変換アルゴリズムなど、高速畳み込み演算を使用することにより、大幅に高速化される。
話を単純にするために、上記のドップラー補正は最初は無視される。 実行される基本的動作は、処理されるブロックのデータ（２０４８個の複素数サンプル）を、ローカルに記憶される同様の基準ＰＮブロックと比較することである。 比較は実際には、データ・ブロックの各エレメントに対応する基準エレメントを（複素数で）掛けて、結果を合計することによって実行される。 この比較を「相関」と呼ぶ。 しかし、個々の相関はデータ・ブロックのある特定の開始時間にしか実行せず、よりよく整合のとれそうな可能な位置が２０４８ある。 すべての可能な開始位置の全相関動作のセットを、「整合フィルタリング」操作と呼ぶ。 好ましい実施形態では、完全な整合フィルタリング操作が必要である。 ＰＮブロックの他の時間は、ＰＮ基準を循環シフトし、同じ操作を実行することによって試験することができる。 つまり、ＰＮコードをｐ（０）、ｐ（１）・・・ｐ（２０４７）とすると、サンプル１個による循環シフトはｐ（１）ｐ（２）・・・ｐ（２０４７）ｐ（０）となる。 この変形シーケンスは、データ・ブロックがサンプルｐ（１）で開始するＰＮ信号を含むか、試験して決定する。 同様に、データ・ブロックはサンプルｐ（２）、ｐ（３）等で開始でき、それぞれは基準ＰＮを循環シフトし、試験を再実行することによって試験される。 完全な試験のセットは２０４８×２０４８＝４，１９４，３０４の動作が必要で、それぞれが複素数の乗法と加算法とを必要とすることが明白である。 高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を使用して、より効率的で数学的に同等の方法を使用することができ、これは約１２×２０４８の複素数乗法と２倍の加算数を必要とするだけである。 この方法では、ステップ１１２でデータ・ブロックに対してＦＦＴが行われ、かつＰＮブロックに対してＦＦＴが行われる。 データ・ブロックのＦＦＴは、ステップ１１４で基準のＦＦＴの複素共役行列を掛け、その結果をステップ１１８で逆フーリエ変換する。 このようにして得られた結果としてのデータは、長さ２０４８で、あらゆる可能な位置のデータ・ブロックおよびＰＮブロックの相関のセットを含む。 順方向または逆のＦＦＴ演算はそれぞれ、Ｐ／２ ｌｏｇ 2 Ｐの演算を必要とし、ここでＰは送るデータのサイズである（基数を２とするＦＦＴアルゴリズムを使用するものとする）。 問題のケースの場合、Ｂ＝２０４８なので、各ＦＦＴには１１×１０２４の複素数乗法が必要である。 しかし、好ましい実施形態の場合のように、ＰＮシーケンスのＦＦＴをＥＰＲＯＭ３４に予め記憶しておくと、フィルタリング・プロセス中にＦＦＴを計算する必要がない。 複素数の合計を順方向ＦＦＴ、逆ＦＦＴについて掛け、ＦＦＴの積は（２×１１÷２）×１０２４＝２４５７６となり、これは直接的な相関に対して１７１倍の節約になる。 図４Ｃは、この整合フィルタリング演算で生成した波形を示す。 本発明の好ましい方法は、データのサンプル２０４８個がチップ１０２３個のＰＮ期間に採取されるようなサンプル率を使用する。 これによって、長さ２０４８のＦＦＴアルゴリズムを使用することができる。 べき数２または４のＦＦＴアルゴリズムは他のサイズ（および２０４８＝２ 11 ）より通常ははるかに効率的であることが分かっている。 したがって、このようにして選択したサンプリング率は、処理速度を大幅に改善する。 適切な循環畳み込みが達成できるよう、ＦＦＴのサンプル数は、一つのＰＮフレームのサンプル数に等しいことが好ましい。 つまり、上述したように、この状態によって、データ・ブロックをＰＮコードのすべての循環シフト・バージョンと突き合わせて試験することができる。 ＦＦＴのサイズを、一つのＰＮフレームの長さとは異なるサンプル数にまたがるよう選択する場合は、当技術分野で「オーバラップ・セーブ」または「オーバーラップ加算」として知られる代替方法のセットを使用することができる。 このアプローチには、好ましい実現形態について上述したアプローチより、約２倍の計算が必要である。 当業者には、様々なサイズおよび様々なサンプル率の様々なＦＦＴアルゴリズムを使用して上記のプロセスを修正し、高速畳み込み演算を行う方法が明らかである。 また、必要な計算の数が、直接的な相関で必要なＢ 2ではなくＢｌｏｇ 2 Ｂに比例する特性も有する高速畳み込みアルゴリズムのセットが存在する。 このようなアルゴリズムの多くは、標準的な参考文献、たとえばＨ． Ｊ． Ｎｕｓｓｂａｕｍｅｒの「Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ ａｎｄ Ｃｏｎｖｏｌｕｔｉｏｎ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ」（Ｎｅｗ Ｙｏｒｋ，Ｓｐｒｉｎｇｅｒ−Ｖｅｒｌａｇ，Ｃ１９８２）に列挙されている。 このようなアルゴリズムの重要な例は、Ａｇａｒｗａｌ−Ｃｏｏｌｅｙのアルゴリズム、分割入れ子アルゴリズム、再帰的な多項式入れ子アルゴリズム、およびＷｉｎｏｇｒａｄフーリエ・アルゴリズムであり、最初の３つは畳み込みに、後者はフーリエ変換の実行に使用する。 これらのアルゴリズムを、上述した好ましい方法の代わりに使用してもよい。 次に、ステップ１１６で使用する時間ドップラー補正法について説明する。 好ましい実現形態では、受信ＧＰＳ信号へのドップラー効果および局部発振器の不安定さのため、使用するサンプル率は、ＰＮフレームにつきサンプル２０４８個という数字に正確に対応しなくてもよい。 たとえば、ドップラー・シフトは±２７００ナノ秒／秒という遅延誤差を生じることがあることが知られている。 この効果を補正するために、上記のように処理したデータのブロックは、この誤差を補正するために時間をシフトする必要がある。 一例として、処理するブロックのサイズがＰＮフレーム５個（５ミリ秒）に相当する場合は、ブロックごとの時間シフトは±１３．５ナノ秒にもなり得る。 局部発振器の不安定さによる時間シフトはこれより小さい。 これらのシフトは、単一のブロックに必要な時間シフトの倍数で、連続するデータのブロックを時間シフトさせることにより補正することができる。 つまり、フロック当たりのドップラー時間シフトがｄの場合、ブロックはｎｄ（ｎ＝０、１、２・・・）だけ時間シフトされる。 概して、これらの時間シフトはサンプルの断片である。 ディジタル信号処理法を使用してこれらの演算を直接実行すると、非整数の信号補間法を使用することになり、計算の負担が大きくなる。 代替アプローチ、つまり本発明の好ましい方法は、高速フーリエ変換の関数に処理を組み込む。 ｄ秒の時間シフトは、ある関数のフーリエ変換にｅ −j2πfdを掛けた値に等しいことがよく知られており、ここでｆは周波数の変数である。 したがって、時間シフトは、データ・ブロックのＦＦＴにｅ −j2πnd／T f （ｎ＝０、１、２・・・、１０２３）およびｅ −j2π（n−2048）d／T f （ｎ＝１０２４、１０２５、・・・２０４７）を掛けることによって達成され、ここでＴ fはＰＮフレームの継続時間（１ミリ秒）である。 この補正は、ＦＦＴ処理に伴う処理時間を約８％しか増加させない。 補正は、０Ｈｚにわたる位相補正の連続性を保証するため、２つの半分に分割される。 整合フィルタリング演算が終了したら、ブロックの複素数の絶対値、または絶対値の平方をステップ１２０で計算する。 いずれの選択肢でもほぼ同様に働く。 この演算は、（図４Ｄに示すような）５０Ｈｚのデータ位相の反転、および残っている低周波数搬送波の誤差を取り除く。 次に、サンプル２０４８個のブロックをステップ１２２で処理された前のブロックの合計に加算する。 ステップ１２２は、ステップ１１２〜１１８で行った高速畳み込み演算に続く後処理演算と見なすことができる。 これは、ステップ１２４の決定ブロックで示すように、すべてのＫ／Ｎブロックが処理されるまで続き、ここでサンプル２０４８個の１ブロックが残り、これで疑似距離を計算する。 図４Ｅは加算演算の後の結果となる波形を示す。 疑似距離の決定はステップ１２６で行う。 ローカルで計算したノイズ・レベルより上でピークを探索する。 このようなピークを発見したら、ブロックの開始時刻に対するその発生時刻が、特定のＰＮコードおよび付随のＧＰＳ衛星に伴う疑似距離を表す。 ステップ１２６で補間ルーチンを使用し、サンプル率（２．０４８ＭＨｚ）に伴う精度よりはるかに大きい精度までピークの位置を探す。 補間ルーチンは、遠隔受信機２０のＲＦ／ＩＦ部分に使用した前の帯域フィルタリングによって決まる。 良質のフィルタは、底辺の幅がサンプル４個に等しいほぼ三角形のピークをもたらす。 この状態で、（ＤＣベースラインを除去するため）平均振幅を引いた後、最も大きい２つの振幅を使用して、ピーク位置をより精密に決定することができる。 サンプル振幅をＡ pおよびＡ p＋1とし、ここでＡ p ≧Ａ p＋1で、一般性の損失がなく、ｐがピーク振幅の指標とする。 これで、Ａ pに対応する位置に対するピークの位置は、ピーク位置＝ｐ＋Ａ p ／（Ａ p ＋Ａ p＋1 ）という式で得られる。 たとえば、Ａ p ＝Ａ p＋1とすると、ピーク位置はｐ＋０．５である、つまり２つのサンプルの指標の中間であることが分かる。 場合によっては、帯域フィルタリングがピークをまるめることができ、３ポイントの多項式補間の方が適切である。 以上の処理では、閾値決定に使用するローカル・ノイズ基準は、このような最大ピークを幾つか除去した後に平均化した最終ブロックの全データを平均することによって計算することができる。 疑似距離が分かったら、衛星を全て処理するまで、ステップ１２８で、視界内にある次の衛星について同様の方法で処理を続行する。 全衛星の処理が終了したら、プロセスはステップ１３０に続き、疑似距離データを通信リンク１６を介して基地局１０に送り、ここで遠隔ユニットの最終位置計算が実行される（方法３を使用するものとする）。 最後にステップ１３２で、遠隔ユニット２０の回路の大部分を低電力状態にし、別の位置決め操作を実行するという新しいコマンドを待つ。 次に、上述し図３で図示した信号処理について概略する。 遠隔ＧＰＳユニット上のアンテナを使用して、視界内の単数または複数のＧＰＳ衛星からのＧＰＳ信号を遠隔ＧＰＳユニットで受信する。 この信号をディジタル化し、遠隔ＧＰＳユニットのバッファに記憶する。 この信号を記憶した後、プロセッサは前処理、高速畳み込み処理、および後処理操作を実行する。 これらの処理操作は以下のことを伴う。
ａ）記憶したデータを、ＧＰＳ信号に含まれる疑似乱数（ＰＮ）コードのフレーム期間の倍数と継続時間を等しくする一連の隣接ブロックに分割する。
ｂ）各ブロックで、データの連続するサブブロックを一貫して加算することにより、疑似乱数コード期間の継続時間に等しい長さを有するデータの圧縮ブロックを生成する前処理ステップを実行する。 サブブロックの継続時間は１ＰＮフレームに等しい。 この加算ステップは、各サブブロックの対応するサンプル数を互いに加算することである。
ｃ）圧縮ブロックごとに、整合フィルタリング演算を実行する。 これは高速畳み込み技術を用いて、データのブロック内に含まれる受信ＰＮコードとローカルで生成したＰＮ基準信号（たとえば処理しているＧＰＳ衛星の疑似乱数シーケンス）との間の相対的タイミングを決定する。
ｄ）前記整合フィルタリング演算で生成した積で絶対値平方演算を実行して疑似距離を決定し、絶対値平方データのブロックを互いに加算してピークを生成し、全ブロックの絶対値平方データを単一ブロックのデータにまとめることにより後処理する。
ｅ）ディジタル補完法を用いて高精度で前記単一ブロックのデータのピーク位置を探す。 ここで、その位置はデータ・ブロックの開始から前記ピークまでの距離で、位置は処理中の疑似乱数シーケンスに対応するＧＰＳ衛星の疑似距離を表す。 通常、バッファしたＧＰＳ信号の処理に使用する高速畳み込み技術は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）で、畳み込みの結果は圧縮ブロックの順方向変換の積と予め記憶した疑似乱数シーケンスの順方向変換の表現とを計算し、第１結果を生成し、次に第１結果の逆変換を実行して結果を回収することによって生成する。 また、ドップラーによって誘発された時間遅延および局部発振器によって誘発された時間誤差の影響は、圧縮ブロックの前方向ＦＦＴと、ブロックに必要な遅延補正に対応するようサンプル数に対する位相が調整された複素指数関数との乗法を、前方向と逆高速フーリエ変換演算との間に挿入することにより、データの各圧縮ブロックごとに補正される。 以上の実施形態では、各衛星からのＧＰＳ信号の処理は、並列ではなく、時間の経過とともに順番に発生しする。 代替実施形態では、視界内の全衛星のＧＰＳ信号を、時間的に並列にまとめて処理することができる。 基地局１０は、対象となる全衛星に対して共通の視野を有し、Ｃ／Ａ ＰＮコードの反復期間に伴う曖昧さを避けるために、遠隔ユニット２０と十分に近い距離にあるものとする。 ９０マイルの距離であればこの基準を満足する。 基地局１０はまた、ＧＰＳ受信機を有し、視界にある全衛星を高精度で連続的にトラッキングするような良好な地理的位置にあるものとする。 記載された基地局１０の幾つかの実施形態は、移動ＧＰＳユニットの緯度および経度のような位置情報を計算するための基地局のコンピュータなど、データ処理構成要素を使用するが、各基地局１０は、単に、移動ＧＰＳユニットからの疑似距離などの受信情報を、実際に緯度および経度を計算する単数または複数の中心位置に中継するだけでもよい。 この方法で、各中継基地局からデータ処理ユニットおよびそれに関連する構成要素を除去することにより、これら中継基地局の費用および複雑さを軽減することができる。 中心位置は、受信機（例えば遠隔通信受信機）およびデータ処理ユニットおよび関連の構成要素を含むことになる。 さらに、特定の実施形態では、基地局は、遠隔ユニットにドップラー情報を送る衛星でよく、これによって送信セル中の基地局をエミュレートするという点で仮想的でよい。 図５Ａおよび図５Ｂは、本発明による基地局の２つの実施形態を示す。 図５Ａに示す基地局では、ＧＰＳ受信機５０１がＧＰＳアンテナ５０１ａを通してＧＰＳ信号を受信する。 ＧＰＳ受信機５０１は、従来通りのＧＰＳ受信機でよく、通常はＧＰＳ信号に対して計時した計時基準信号を提供し、視界内の衛星に対するドップラー情報も提供する。 ＧＰＳ受信機５０１は、時刻基準信号５１０を受信してこの基準に位相ロックする調整された局部発振器５０５に結合される。 この調整された局部発振器５０５はモジュレータ５０６へと出力する。 モジュレータ５０６は、ＧＰＳ移動ユニットの視界内にある各衛星からのドップラー・データ情報信号や他の衛星データ情報信号５１１も受信する。 モジュレータ５０６は、送信機５０３に変調信号５１３を与えるため、調整された局部発振器５０５から受信した局部発振器信号でドップラー情報や他の衛星データ情報を変調する。 送信機５０３は相互接続部５１４を介してデータ処理ユニット５０２に接続されている。 データ処理ユニットは、ドップラー情報などの衛星データ情報を送信機のアンテナ５０３ａを介してＧＰＳ移動ユニットに送信させるように送信機５０３の動作を制御する。 この方法で、ＧＰＳ移動ユニットはドップラー情報を受信することができ、その発生源はＧＰＳ受信機５０１で、図６に示すように、ＧＰＳ移動ユニットの局部発振器の較正に使用することができる、高精度の局部発振器搬送波信号も受信する。 図５Ａに示したような基地局は、通信アンテナ５０４ａを介して遠隔またはＧＰＳ移動ユニットからの通信信号を受信するよう接続された受信機５０４も含む。 アンテナ５０４ａは、１本のアンテナが従来通りの方法で送信機と受信機との両方の働きをするという点で、送信機のアンテナ５０３ａと同じアンテナであることが理解される。 受信機５０４は、データ処理ユニット５０２に接続される。 処理ユニットは従来通りのコンピュータ・システムでよい。 処理ユニット５０２は、ＧＰＳ受信機５１１からドップラー情報や他の衛星データ情報を受信する内部接続部５１２も含む。 この情報は、受信機５０４を介して移動ユニットから受信した疑似距離情報や他の情報の処理に使用することができる。 このデータ処理ユニット５０２は、従来通りのＣＲＴなどのディスプレイ装置５０８に接続される。 データ処理ユニット５０２は、ディスプレイ５０８に地図を表示するのに使用するＧＩＳ（地理情報システム）ソフトウェア（例えばカリフォルニア州Ｓａｎｔａ ＣｌａｒａのＳｔｒａｔｅｇｉｃ Ｍａｐｐｉｎｇ，Ｉｎｃ．によるＡｔｌａｓ ＧＩＳ）を含む大量記憶装置５０７にも接続される。 ディスプレイの地図を使用して、ディスプレイ上で表示された地図に対する移動ＧＰＳの位置をディスプレイ上に表示することができる。 図５Ｂに示す代替基地局は、図５Ａと同じ構成要素を多く含む。 しかし、ドップラー情報や他の衛星データ情報をＧＰＳ受信機から獲得するのではなく、図５Ｂの基地局は、従来通りに遠隔通信リンクや無線リンクから獲得したドップラー情報や他の衛星データ情報５５２の発生源を含む。 このドップラー情報や衛星情報は、相互接続部５５３を通してモジュレータ５０６に伝達される。 図５Ｂに示すモジュレータ５０６の他の入力は、セシウム基準局部発振器などの基準品質の局部発振器から得た発振器出力信号である。 この基準局部発振器５５１は、ドップラー情報や他の衛星データ情報を変調する精密な搬送波周波数を供給する。 この情報は送信機５０３を介して移動ＧＰＳユニットに送信される。 図６は、図１Ａのアンテナ２４と同様の通信チャンネル・アンテナ６０１を通して受信した精密な搬送波周波数信号を使用する、本発明のＧＰＳ移動ユニットの実施形態を示す。 アンテナ６０１は図１Ａのモデム２２に似ているモデム６０２に接続される。 このモデム６０２は、本発明の一つの実施形態により本明細書で述べる基地局から送られた精密な搬送波周波数信号にロックされた自動周波数制御回路６０３に接続される。 自動周波数制御回路６０３は出力６０４を与える。 これは通常、精密搬送波周波数の周波数にロックされている。 比較器６０５で、この信号６０４を、相互接続部６０８を介したＧＰＳ局部発振器６０６の出力と比較する。 比較器６０５が実行した比較の結果は、周波数合成器６０９に与えられる誤差補正信号６１０である。 この方法で、周波数合成器６０９は、相互接続部６１２を通してＧＰＳ逓減器６１４へ、より高品質で較正された局部発振信号を供給する。 相互接続部６１２に供給される信号は、図１Ａの相互接続部３９によって変換器４２に与えられる局部発振器信号と同様であり、また変換器４２はＧＰＳアンテナ６１３に接続してＧＰＳ信号を受信するＧＰＳ逓減器６１４と同様である。 代替実施形態では、比較器６０５が実行する比較の結果は、誤差補正として相互接続部６１０ａを介して図１Ａに示すＤＳＰチップ３２と同様なＤＳＰ構成要素６２０に出力される。 この場合、周波数合成器６０９には誤差補正信号６１０が供給されない。 自動周波数制御回路は、位相ロック・ループまたは周波数ロック・ループまたはブロック位相推定器など、従来通りの幾つかの技術を使用して実行することができる。 図７は、本発明の一つの実施形態による特定の電力管理シーケンスを示す。 電力を低減するには、当技術分野で多くの方法が知られていることが理解される。 それには、計時した同期構成要素に与えられる時間を遅くしたり、特定の構成要素への電力を完全に遮断するか、構成要素の特定の回路を切って残りを切らないようにすることなどがある。 例えば、位相ロック・ループおよび発振器回路は、始動および安定化の時間が必要であり、したがって設計者はこれらの構成要素の電源を完全には（または全く）切らないよう決定できることが理解される。 図７に示す例は、システムの様々な構成要素を初期化し、低電力状態にするステップ７０１で始まる。 周期的に、あるいは所定の時間の後、モデム２２の通信用受信機はフル・パワー状態に復帰し、基地局１０からコマンドが送信されていないか判断する。 これはステップ７０３で発生する。 ステップ７０５で、ベース・ユニットからの位置情報を求める要求が受信されたら、モデム２２はステップ７０７で電力管理回路に警告する。 この時点で、モデム２２の通信用受信機は、所定の時間だけ電源を切るか、電源を切ってから後で再び周期的に電源を入れるが、これをステップ７０９として示す。 通信受信機は、この時点では電源を切らずに、フル・パワー状態に維持することができる。 次にステップ７１１で、電力管理回路は、変換器４２およびアナログ／ディジタル変換器４４の電力を上げることにより、移動ユニットのＧＰＳ受信機部分をフル・パワー状態に戻す。 周波数発振器３８も電源断であれば、この構成要素はこの時点で電源投入し、フル・パワー状態に戻り、時間をかけて安定化する。 次にステップ７１３で、構成要素３８、４２および４４を含むＧＰＳ受信機が、ＧＰＳ信号を受信する。 このＧＰＳ信号は、ＧＰＳ受信機がステップ７１１でフル・パワー状態に戻った時に同様にフル・パワー状態に戻ったメモリ４６内でバッファされる。 スナップショット情報の収集が終了すると、ＧＰＳ受信機はステップ７１７で低電力状態に戻る。 これは通常、変換器４２および４４の電力が低下し、メモリ４６はフル・パワー状態を維持する。 次にステップ７１９で、処理システムがフル・パワー状態に戻るが、一つの実施形態では、ＤＳＰチップ３２にもフル・パワーを供給することになる。 しかし、ＤＳＰチップ３２に、図１Ｃに示す実施形態の場合のように電力管理機能がある場合は、ＤＳＰチップ３２ａは通常はステップ７０７でフル・パワー状態に戻ることが理解される。 マイクロプロセッサ２６が電力管理機能を実行する図１Ａで示す実施形態では、ＤＳＰチップ３２のような処理システムは、ステップ７１９でフル・パワー状態に戻ってもよい。 ステップ７２１で、ＧＰＳ信号は、図３に示すように、本発明の方法により処理される。 次に、ＧＰＳ信号の処理が終了したら、処理システムは、（上述したように処理システムが電力管理機能も制御していない限り）ステップ７２３で示すように低電力状態になる。 次にステップ７２５で、モデム２２の通信用送信機が、ステップ７２７で処理済みＧＰＳ信号を基地局１０に送り返すために、フル・パワー状態に戻る。 疑似距離情報または緯度および経度情報などの処理済みＧＰＳ信号の送信が終了すると、通信用送信機はステップ７２９で低電力状態に戻り、電力管理システムは、ステップ７３１で所定のような期間だけ遅延を待つ。 この遅延の後、モデム２２の通信用受信機は、基地局から要求が送信されているか判断するために、フル・パワー状態に戻る。 本発明の方法および装置について、ＧＰＳ衛星を参照しながら説明してきたが、教示はスードライト（psuedolite）または衛星とスードライトとの組合せを使用する位置決めシステムにも同様に適用できることが理解される。 スードライトとは、ＧＰＳの時間とほぼ同期された、Ｌ帯域搬送波信号で変調されたＰＮコード（ＧＰＳ信号に類似）を放送する地上ベースの送信機である。 各送信機は、遠隔受信機が特定できるよう、一意のＰＮコードが割り当てられる。 スードライトは、トンネル、鉱山、建物またはその他の封鎖された区域など、軌道衛星からのＧＰＳ信号が利用できない状況で有用である。 「衛星」という用語は、本明細書では、スードライトまたはスードライトの同等品を含み、ＧＰＳ信号という用語は、本明細書ではスードライトまたはスードライトの同等品からのＧＰＳのような信号を含むものとする。 以上の検討では、本発明を米国全世界測位衛星（ＧＰＳ）システムでの用途を参照しながら説明してきた。 しかし、これらの方法は同様の衛星測位システム、および特にロシアのＧｌｏｎａｓｓシステムにも同様に適用できることは明白である。 Ｇｌｏｎａｓｓシステムは、主に、異なる疑似乱数コードを使用するのではなくわずかに異なる搬送波周波数を使用することにより、異なる衛星からの放射を互いに識別するという点で、ＧＰＳシステムとは異なる。 この状態では、上記のほぼ全ての回路およびアルゴリズムを適用することができるが、ただし新しい衛星の放射を処理する場合は、異なる指数乗数を使用してデータを前処理する。 この操作は、追加の処理演算を必要とせずに、図３のボックス１０８のドップラー補正演算と組み合わせることができる。 この状況では１つのＰＮコードしか必要ではなく、したがってブロック１０６が省略される。 本明細書では「ＧＰＳ」という用語は、ロシアのＧｌｏｎａｓｓシステムなど、このような代替衛星測位システムを含む。 図１Ａ、図１Ｂおよび図１Ｃはディジタル信号を処理する複数の論理ブロック（例えば図１Ａの４６、３２、３４、２６、３０、２８）を示すが、このブロックの幾つかまたは全部を単一の集積回路に統合しながら、このような回路のＤＳＰ部分のプログラム可能な性質は残せることを理解されたい。 このような実現形態は、非常に低電力で価格が問題になる用途には重要である。 また、図３の動作の一つまたは幾つかは、全体的な処理速度を向上させるために、ＤＳＰプロセッサのプログラム可能な性質を維持しながら、物理的に組み込まれた論理で実行できることを理解されたい。 例えば、ブロック１０８のドップラー補正能力は、ディジタル・スナップショット・メモリ４６とＤＳＰ ＩＣ３２との間に配置できる専用のハードウェアで実行することができる。 図３のその他の全てのソフトウェア機能は、このような場合、ＤＳＰプロセッサで実行してもよい。 また、１つの遠隔ユニットに幾つかのＤＳＰを一緒に使用して、処理電力を大きくしてもよい。 また、ＧＰＳデータ信号のフレームの複数セットを収集（サンプリング）して、図３に示すように各セットを処理しながら、各フレーム・セットの収集間の時間を考える。 本発明の実施形態の一例であり、本明細書で述べた方法およびアルゴリズムの演算を検証し、さらにこの方法およびアルゴリズムを使用することによって可能な感度の改善を示すデモンストレーション・システムを構築した。 デモンストレーション・システムは、ＧＥＣ Ｐｌｅｓｓｅｙ ＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒｓからのＧＰＳアンテナおよびＲＦ逓減器で構成され、Ｇａｇｅ Ａｐｐｌｉｅｄ Ｓｃｉｅｎｃｅｓ，Ｉｎｃ． のディジタイザ・バッファ・ボードが続く。 アンテナおよび逓減器は、図１Ａの機能３８、４０、４２および４４を実行し、ディジタイザ・バッファは図１Ａの機能４４、４６および４８を実行する。 信号処理は、ウィンドウズ（登録商標）９５のオペレーティング・システムで動作するペンティアム（登録商標）・マイクロプロセッサを使用するＩＢＭ ＰＣ互換システムで実行した。 これは、ＤＳＰチップ３２およびメモリ周辺機器３４の機能をエミュレートした。 視界内の衛星のドップラー情報は、信号処理ルーチンへの入力として信号処理ソフトウェアに供給され、モデムおよびマイクロプロセッサ２２、２４、２５、２６の機能をエミュレートした。 このデモンストレーション・システムのアルゴリズムは、ＭＡＴＬＡＢプログラミング言語を使用して開発した。 様々な妨害状況で獲得した生のＧＰＳ信号で、多数の試験を実施した。 その試験により、デモンストレーション・システムの感度性能が、同時に試験した幾つかの商用ＧＰＳ受信機より非常に優れていることが検証された。 付録Ａは、この試験に使用したＭＡＴＬＡＢマシン・コードの詳細なリストを提供し、本発明の高速畳み込み演算の一例（例えば図３）である。 以上の明細書で、本発明について特定の例証的な実施形態を参照しながら説明してきた。 しかし、添付の請求の範囲で述べる本発明の幅広い精神および範囲から逸脱することなく、様々な修正および変更ができることは明白である。 したがって、明細書および図面類は、限定的な意味ではなく例示と見なすものとする。 付録Ａ
本発明を、例および非制限的な添付図面類の図によって例証し、そこで参照番号は同様の要素を示す。
本発明の方法を使用する遠隔または移動ＧＰＳ受信システムの主要構成要素のブロック図で、基地局と遠隔ユニットとの間に存在するデータ・リンクを示す。 代替ＧＰＳ移動ユニットのブロック図である。 別の代替ＧＰＳ移動ユニットのブロック図である。 本発明の実施形態である受信機のＲＦおよびＩＦ部分の２つの代替形態である。 本発明の実施形態である受信機のＲＦおよびＩＦ部分の２つの代替形態である。 本発明の方法によりプログラム可能ＤＳＰプロセッサが実行する主要動作（例えばソフトウェア動作）の流れ図である。 本発明の方法による様々な処理ステージにおける信号処理波形を示す。 本発明の一つの実施形態の基地局システムを示す。 本発明の代替実施形態の基地局システムを示す。 本発明の一つの態様により、局部発振器の相関または較正機能を有するＧＰＳ移動ユニットを示す。 本発明の一つの実施形態による移動ユニットの電力管理法を示す流れ図である。 符号の説明 １０：基地局１６：データリンク２０：移動または遠隔ユニット３２：汎用プログラマブルＤＳＰチップ４０：ＧＰＳアンテナ４２：ＲＦ／ＩＦ変換器４４：アナログ／ディジタル変換器４６：ディジタル・スナップショット・メモリ４９：ＦＰＧＡ（フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ）
５６：局部発振器５８：ＰＬＬ
５０１：ＧＰＳ受信機６０３：自動周波数制御回路６１３：ＧＰＳアンテナ６１４：ＧＰＳ逓減器６１６：アナログ／ディジタル変換器６１８： ディジタル・スナップショット・メモリ |
