无线电接收系统

本发明涉及基于正交调制通信方法的无线电接收系统，特别涉及通过设 定带通滤波器的频率特性补偿由于取样操作引起的孔径效应的无线电接收 系统，该带通滤波器只允许在分配给该无线电接收系统从中接收信号的一通 信系统的频带上的信号通过，以便防止该孔径效应。

基于直接交换接收方法和具有简化的无线电部分的接收机是使用信道 滤波器实现的，该信道滤波器取样输入信号或进行模拟-数字变换操作，而 在变换为基带信号之前该输入信号仍保持在高频状态，并且使量化后的信号 进行具有高精度的稳定数字信号处理操作。但是该信道滤波器有以下四个问 题。

第一，由于取样操作的结果，取样频率使整个无线电接收系统的频率特 性不均匀。因此，数字化信号的解调差错率高。

第二，为了高精度地执行取样操作，该取样电路的前面和后面各级必须 具有保证在相当宽的频率范围内取样电路的速度性能所要求的高速特性，以 达到避免孔径效应目的。结果，取样电路具有比接收信号的带宽宽得多的带 宽。简言之，尽管为了限制接收信号的带宽为预定的带宽在前级中提供了带 通滤波器，在后级中提供的电路必须具有比该带通滤波器宽得多的带宽。 由该后级中提供的电路引起的热噪声超过在现有无线电接收系统中引起的 热噪声量，这也导致差错率的增加。

第三，根据直接变换接收方法，需要提供具有代替在现有接收机的IF(中 频)级传统上提供的信道滤波器功能的基带电路。为此目的，还需要一个HF 级(高频)，其滤波不足以保持宽的动态范围和宽的带宽。还有，需要对具有 这样宽动态范围及带宽的信号进行滤波的滤波器。

第四，取样的信号通常包括直流(d．c．)分量。由于该信号变得易受d．c．噪 声、漂移或偏移损害，在基于数字调制的便携蜂窝电话的情况下包含这样噪 声的信号导致大的差错率。

图9表示使用有限带宽取样方法的现有直接变换接收机的一个例子。这 个电路相应于在“125 MSPS单片取样放大器AD 9101”中使用的直接IF 取样电路，该新产品在1997年7月Anolog Devises Co．，Ltd．公司“模拟器件 变换器数据手册”第1版中叙述。有一些叙述说明“采用奈奎斯特理论能够 消除IF频率和重构基带信号。例如，40Mhz IF信号以具有10MHz带宽的 信号进行调制，和要检测的信号以25MSPS的取样率检测”。以具有10MHz 带宽的信号调制的40MHz IF信号通常以40MHz频率两倍高的取样频率进行 检测。但是，由于该信号被限制在10MHz的带宽，IF信号可利用“香农 (Shannon)取样定理”以25MHz的取样频率检测，根据该取样定理，IF信号 能够以10MHz频率的两倍或更高的频率取样。

图10A至10D是表示在通过有限带宽取样操作执行直接变换接收时频 谱成分变化的视图。图10A表示在无线电频带中的希望波形及相邻波形，以 及包含这些波形的带通滤波器特性。在该图中，fs表示取样频率，其设置为 通信带宽或有限带宽滤波器带宽的两倍或更大宽度的频率。

图10B表示具有以取样频率变换为基带频率的频率的希望波形及相邻 波形的频谱成分。基带频率范围fBB原则上与fBW相同。

图10C表示通过信道滤波操作该希望信号的提取结果，其中对作为取样 操作的结果得到的量化信号进行数字信号处理操作。

图10D表示在这时由取样操作产生的孔径效应。换句话说，该图表示所 谓的取样功能的频谱成分。该频谱成分具有｛sin(πf／fs)｝／｛πf／fs｝的特 性，而且在取样频率fs出现一个零。虽然在零点不出现在比取样频率的一半 更小的范围中的希望波形，但是该波形具有向较高频率逐渐衰减波形的频率 特性。

本发明涉及具有内置信道滤波器的接收机电路，该信道滤波器与分配有 一个偏移频率的无线电接收系统一起使用(在日本专利申请公开平-9- 266452“接收系统”和日本专利申请平-9028271“接收系统”中披露了， 这两个专利申请都是由本专利申请的申请人提交的)并包括一个复系数滤波 器。在包括本发明所基于的复系数滤波器的信道滤波器中，要作复数运算的 正与负频率成分的中心不必一定出现在零频率。为此原因，使频率成分的中 心出现在零频率的信道滤波器的孔径特性使该运算产生畸变，导致运算精度 明显降低。而且，即使使用后续根奈奎斯特(Subsequent root Nyquist)滤波器 来整形频率成分以便具有完整的奈奎斯特特性，该频率成分也不能具有完整 的奈奎斯特特性。

本发明致力于解决现有无线电接收系统的上述问题，和本发明的目的是 通过给带通滤波器提供补偿由于取样操作引起的孔径效应的特性来解决该 问题，该带通滤波器放置在无线电接收系统的接收机电路的接收输入级，其 中信道滤波器通过取样以量化接收的信号和对这样量化的信号进行数字化 信号处理操作来实现。

本发明的第一方面针对无线电接收系统，其中信道滤波器通过利用取样 以量化接收的信号和对这样量化的信号进行数字化信号处理操作而构成，其 中在输入接收级提供具有补偿由于取样操作引起的孔径效应的特性的带通 滤波器。使用具有前述特性的带通滤波器能够补偿由于取样操作引起的孔径 效应。

根据本发明的第二方面，该无线电接收系统特征在于还包括：取样与保 持电路，用于取样并保持来自带通滤波器的输出；和积分电路，具有在取样 与保持电路的取样操作期间积分所接收信号的功能。由于无线电接收系统具 备该积分功能的结果，希望的波形信号的能量可被积分。特别是，即使在收 到弱的无线电波和希望波形信号被埋藏在电路的热噪声中的情况下，以正常 电平进行取样操作能够只在出现孔径效应的期间从输入信号产生能量。但 是，根据权利要求2的无线电接收系统具有能够通过积分所接收的信号加倍 该能量的效果，同时积分该接收信号的时间期间延长了。

根据本发明的第三方面，如在第二方面定义的无线电接收系统的特征在 于，该积分电路的积分工作时间可以改变或从多个值中选择。因此，取样与 保持电路的积分工作时间相对于该输入信号的频率或带宽的变化而变化，使 得能够实现希望的积分效果。

根据本发明的第四方面，如第三方面所定义的无线电接收系统的特征在 于，该积分电路的积分容量是可变的。因此，取样与保持电路的积分工作时 间相应于该输入信号的频率或带宽的变化而变化，使得能够实现希望的积分 效果。

根据本发明的第五方面，如第二方面所定义的无线电接收系统的特征在 于，设置该积分电路的积分选通功能以便产生奈奎斯特信号波形。因此，可 实现提供良好的信噪比的高效的取样与保持电路。

根据本发明的第六方面，如第二或第三方面所定义的无线电接收系统的 特征在于，设定取样与保持电路的时间常数变得比取样频率更长。因此，热 噪声或随机信号可充分地从较低的频率成分中去除。而且，取样频率的降低 导致由取样与保持电路或由所接到的外围电路所消耗的功率减少。

根据本发明的第七方面，如第一至第三方面的任一个方面所定义的无线 电接收系统的特征在于，还包括：取样装置，它由一个取样与保持电路构成 并取样所接收的信号；差值计算装置，用于计算从该取样与保持电路接收的 当前取样的信号和先前取样的信号之间的差；和用于计算从该差值计算装置 的输出与该带通滤波器的输出之间的差并且输入这样得到的差给取样与保 持电路的装置。因此，无线电接收系统具有能够防止原来不希望的成分如取 样电路的温度漂移或输入电路的d．c．偏移混合入接收的信号中的效果。

根据本发明的第八个方面，如第一至第三方面的任一个方面所定义的无 线电接收系统的特征在于，还包括：取样装置，它由一个取样与保持电路构 成并且取样所接收的信号；希尔伯特(Hilbert)变换装置，它从该取样与保持 电路输出的样值中产生矩形成分；差值计算装置，用于计算从变换装置接收 的矩形成分之一与先前取样的相同类型的矩形成分之间的差；以及用于计算 差值计算装置的输出与带通滤波器的输出之间的差并且输入这样得到的差 给取样与保持电路的装置。因此，无线电接收系统在去除包含在样值输出的 d．c．分量是有效的，该样值输出是在取样与保持电路对接收信号与d．c．分量或 混合在样值输出中原始不需要的成分，诸如取样与保持电路的温度漂移或该 输入电路的d．c．偏移进行采样时产生的。

本发明的第九方面在于通过使用多个级联信道滤波器接收直接交换接 收模式中的信号的无线电接收系统，每个信道滤波器包括一个复系数滤波 器，其中初级信道滤波器的操作精度与随后的信道滤波器比较时改善了。因 此，该无线电接收系统能够更有效率地衰减离开所需要波形的相邻波形间隔 频率，以及给后级的滤波器电路提供只从去除了强电平的相邻波形信号的所 需波形信号附近来的所需波形的信号。因此，即使设置在后级的滤波器电路 是以较低精度地制造的：即，滤波器电路不具有足够的去除与需要被相邻的 大电平的波形的能力，该无线电接收系统也能不易于出现问题。

根据本发明的第十方面，如在第九方面所定义的无线电接收系统的特征 在于：在前级提供的信道滤波器的操作精度与在后级提供的信道滤波器的操 作精度相比时，为了改善信道滤波器的操作精度，作为在后级提供的信道滤 波器的构成元件的电容器的电容量被设置，以便该电容器可以以高的尺寸精 度制造，而作为在前级提供的信道滤波器的构成元件的电容器电容量被设置 为使得当它们级联时，其电容量比前述的各电容器的总电容量更小。因此， 通过使用具有以最大可能精度实现的电容量的电容器改善了信道滤波器的 精度。而且，使用具有改善的尺寸精度的电容器，可实现其电容量小于所述 各电容器的总电容量的电容器。

图1是表示根据本发明第一实施例的无线电接收系统的接收机电路结构 的方框图；

图2是表示包括本发明所有实施例相同的复系数滤波器的信道滤波器基 本结构的方框图；

图3是说明所有实施例相同的单级复系数滤波器的频率特性的图；

图4A至4D是表示所有实施例相同的包括复系数滤波器的信道滤波器 基本结构的理论特征值的曲线图；

图5A至5C是说明所有实施例相同的复系数滤波器各个级中相位旋转 的图；

图6是表示所有实施例相同的复系数滤波器各个级中出现的相位旋转量 与整个信道滤波器出现的相位旋转总量A之间关系的曲线图；

图7A至7C是表示两个级联信道滤波器的总的频率特性的曲线图，每 个信道滤波器包括所有实施例相同的复系数滤波器，其中在后级提供的信道 滤波器的取样频率减少到原始频率的四分之一；

图8是表示这两个级联信道滤波器的具体结构的方框图，每个信道滤波 器包括所有实施例相同的复系数滤波器；

图9是表示使用有限带宽取样方法的现有无线电接收系统的无线电部分 结构的方框图；

图10A至10D是表示频率图和在根据第一实施例接收设备使用包括复 系数滤波器的信道滤波器的情况下取样操作对频率图的影响的示意图；

图11表示基于希尔伯特变换和所有实施例公用的正交调制波形分离电 路的具体电路结构；

图12A至12G是表示基于希尔伯特变换和对所有实施例操作相同的正 交调制波形分离电路定时的时序图；

图13是表示根据本发明第二实施例无线电接收系统的具体电路结构的 电路图；

图14A至14C是说明根据第二实施例无线电接收系统操作的曲线图；

图15是表示补偿由于取样操作引起的孔径效应的带通滤波器的特性的 视图；

图16是表示根据本发明的第三实施例可变延迟器件结构的电路图；

图17是表示根据本发明第四实施例无线电接收系统具体电路结构的电 路图；

图18是表示根据本发明第五实施例无线电接收系统具体电路结构的电 路图；

图19A和19B是说明根据第五实施例无线电接收系统操作的定时图；

图20是表示根据本发明第六实施例无线电接收系统具体电路结构的电 路图；

图21A和21B是说明根据第六实施例无线电接收系统操作的定时图；

图22是说明根据第六实施例无线电接收系统原理的曲线图；

图23是表示根据本发明第七实施例无线电接收系统接收机电路结构的 方框图；

图24是表示根据本发明第八实施例无线电接收系统接收机电路结构的 方框图；

图25是表示根据本发明第九实施例无线电接收系统接收机电路结构的 方框图；

图26A是说明在电容器形成时在电容器的电容中如何出现误差的示意 图；和

图26B是说明在本发明第十实施例中使用的电容器是如何形成的示意 图。

本发明的优选实施例将参见附图叙述。

第一实施例：

图1表示根据本发明第一实施例的无线电接收系统。无线电接收系统23 包括Q轴分量检测／信道滤波器部分4，和I信号根奈奎斯特滤波器20；Q 信号根奈奎斯特滤波器21和信号检测解调部分22。Q轴分量检测／信道滤 波器部分4还包括第一滤波器2，第一滤波器2只允许在分配给无线电接收 系统从其接收信号的通信系统的频带上的信号通过；低噪声自动增益控制HF 放大器3；取样与保持电路5；希尔伯特变换部分6；第一信道滤波器7； 和第二信道滤波器2；第N信道滤波器9。接收机电路23接收从天线来的 输入信号1、提供给取样与保持电路5的取样时钟信号10、提供给希尔伯 特变换电路6的时钟信号11、提供给第一信道滤波器7的时钟信号12、提 供给第二信道滤波器8的时钟信号13、提供给第N信通滤波器9的时钟信 号14、基准时钟信号16和时钟控制信号17。

接收机电路的操作将参照图1叙述。本发明原理上是根据专利申请(日 本专利申请公开平第-9-266452号“接收系统”和日本专利申请平第 9028271“接收系统”，二者都是由本专利申请的申请人提交的)，因此将叙 述本发明为接收机电路新提供的附加特性和这些特性所要求的原理。

回到图1，从天线接收的输入信号1通过第一滤波器2，第一滤波器2 只通过分配给无线电接收系统从其接收信号的通信系统的频带上的信号。在 由低噪声HF放大器3放大之后，该输入信号流过取样与保持电路5、希尔 伯特变换部分6和包括第一信道滤波器7至第N信道滤波器9的一组信道滤 波器。希尔伯特变换部分6和包括第一信道滤波器7至第N信道滤波器9的 该组信道滤波器接收由时钟信号发生器产生的各类时钟信号10、11、12、 13和14，该时钟信号发生器包括时钟信号整形／控制部分15和用作信道滤 波器。

正交调制的波形检测／信道滤波器部分4的输出是正交调制的波形检测 输出，它作为I信号输出18提供给I信号根奈奎斯特滤波器20和作为Q信 号输出19提供给Q信号根奈奎斯特滤波器21。在已整形以便具有奈奎斯特 特性之后，这些信号利用信号检测／解调部分22解调为基带信号25。

图11表示图1所示的希尔伯特变换部分6的I轴分量分离电路61和Q 轴分量分离电路62的具体例子，而图12表示分频器的操作。

翻到图11，取样与保持电路5输出的取样与保持信号提供给开关SW21 和开关SW31。倒相放大器U1利用电容器C3来的负反馈起着并联反馈放大 器的作用。当开关SW21和SW22处于如图11所示的状态时，取样与保持 电路5的输出由存储在电容器C1中的电荷确定的端电压给定。

当在时间t0开关S21和S22变为与图中状态相反时，接到倒相放大器 U1的输出端并且到目前倒相放大器输出的电压充电的电容器C2利用开关 SW22连接到倒相放大器U1的输入端。在电容器C2的电容与电容器C3相 同的情况下，倒相放大器U1输出电压的电位被保持在相同的电位。同时， 开关SW21连接取样与保持电路5的输出端到电容器C1，从而，相应于新 取样值的电压存储在电容器C1中。

当在时间t1开关SW21和SW22再回到如图11所示的状态时，存储取 样与保持电路5输出电压的电容器C1的输出端接到倒相放大器U1。如果电 容器C1和C3具有相同的电容，则在倒相放大器U1的输出端产生对应于新 取样值的电压。简言之，倒相放大器U1起着相对于取样与保持电路5的输 出的缓冲放大器作用，具有和取样与保持电路5相同的极性。

相反，倒相放大器U2起着从电容器C6接收负反馈的并联反馈放大器 的作用。当开关SW32和SW33保持在如图11所示的状态中时，取样与保 持电路的输出由存储在电容器C5中的电荷确定的端电压给定。在这时，电 容器C4由取样与保持电路5输出的电压充电。

当在时间t0开关S31和S32变为与图11中状态相反时，接到倒相放大 器U2的输入端并且到目前控制取样与保持电路5的输出电压的电容器C5 利用开关SW33连接到倒相放大器U2的输出端。同时，开关SW31接地， 开关SW32接到倒相放大器U2的输入端。因此，如果电容器C4和C6具有 相同的电容，则在倒相放大器U2的输出端产生相应于取样与保持电路5输 出的取样值的电压。而且，在同时，由于电容器C5利用开关SW33连接到 倒相放大器U2的输出端，倒相放大器U2的输出存储在电容器C5中。

当在时间t1开关SW32和SW33再次回到图11所示的状态时，电容器 C1的输出端连接到倒相放大器U1的输入端，因此更进一步保持取样与保持 电路输出的电位。简而言之，倒相放大器U2用作使取样与保持电路5输出 的极性反相的放大器。

D型触发器U3接收作为输入的取样时钟信号10，而倒相的输出Q馈 送回触发器输入端D，因此构成一个分频器。类似地，触发器U4也构成一 个分频器。由于这些级联的触发器U3和U4的结果，通过这些分频器的频率 被4倍分频。

现在利用图12所示的操作定时中提供的信号操作的例子来叙述分频器 的操作。取样时钟信号在均匀时间间隔到达分频器：即t1、t2、t3、t4、 t5、t6、t7、t8、t9、…。如前所述，取样时钟信号的波形是具有负载比 约50％的矩形波。当收到这样的取样时钟信号时，触发器U3产生逻辑1作 为在奇数定时t1、t3、t5、t7、…的输出Q信号。当收到触发器U3的输 出时，触发器U4产生逻辑1作为在定时t1、t2、t5、t6、t9、…的输出 Q信号。

为了在相位空间分开正交调制的信号为两个信号分量，所有要做的只是 在相同频率对正交调制的信号进行相位鉴别。正交调制的波形检测操作等效 于对只具有π／2偏移的信号的取样。为了从通过一个取样操作取样的一系列 值中产生经相位鉴别的信号，使用余弦和正弦函数对正交调制的信号进行相 乘和鉴别。

虽然如果接收的信号以取样频率限制来取样，这样取样的值相应于具有 π／2时间间隔的取样时钟信号，如图12A所示。简而言之，通过使用图12A 所示的取样时钟信号的四个脉冲来取样最高频率成分。在这时，只要求同时 地取样矩形分量，而为了提取正交分量目的的余弦和正弦函数设定为相应于 最高频率的频率。

简而言之，在通过使用取样时钟信号来取样其频率为取样时钟信号 “a”周期频率四分之一的正弦波形的情况下，余弦函数的+1、-1在如 图12D所示的位置取样，而正弦函数的+1、-1以如图12E所示的方式在 相对于余弦函数的那些位置对应于一个样值只延迟π／2的位置取样。

因此，通过在图12D所示的位置反向样值信号的极性得到I轴分量，和 通过在图12E所示的位置反向样值信号的极性得到Q轴分量。

通过前述操作，等效于通过取样正交调制信号得到的取样输出信号的取 样输出信号可从通过取样操作的单个信道得到的样值中产生。如果在图12D 中所示的I轴乘法系数和图12E所示的Q轴乘法系数按相同极性的每个段被 分成组，以便使电路执行前述取样操作，从图12F可看出，每两个取样周期 构成一对。

由于I轴正交分量和Q轴正交分量交替地输出，它们可用如图12G所示 的那样的方式表示。很明显，前述级联触发器的输出在通过使用一个电路管 理输出状态的这种变化方面是有效的。

包括复系数滤波器的信道滤波器的基本原理和结构在专利申请(日本专 利申请公开平-8-95891“接收系统”和日本专利申请平-9028271“接 收系统”，二者都由本专利申请的申请人提交)中叙述。因此，将只详细说明 本发明新提供的附加特性。

图2表示包括复系数滤波器的信道滤波器的基本结构。该图由前述专利 申请(日本专利申请公开平-8-95891“接收系统”)的说明书的图1，11，19， 21，24，29和32A构成。

现在叙述作为图2所示的信道滤波器的心脏的三级复系数滤波器的频率 特性的理论。图3是说明单级复系数滤波器频率特性的视图。假定被旋转的 和具有幅度A0的一个信号矢量在时间t0位于点P0和在每个时间τ执行取样 操作，则下一个信号矢量P+1位于只从点P0位移了对应角频率ω和时间 τ的乘积的一个位置。相反，假定为了消除相邻波形的目的矢量的旋转量为 θ，该矢量P0在时间t0移到点Pr0。复系数滤波器的输出相应于矢量P+1 和矢量Pr0之和。作为正交调制信号的正交分量的I轴分量和Q轴分量分别 表示如下：

Ir(nT)=I(τ)+Ir=Ao(cosωτ+cosθ)

Qr(nT)=Q(τ)+Qr=jAo(sinωτ-sinθ)

得到的矢量的频率特性以该信号矢量的包络即以输入电功率表示。更具 体地，

功率=｜Ir(nT)｜2+｜Qr(nT)｜2

=｜Ao(cosωτ+cos θ)｜2+｜jAo(sinωτ-sinθ)｜2

=Ao2｛cos2ωτ+2cosωτcosθ+cos2θ｝+

Ao2｛sin2ωτ+2sinωτsinθ+sin2θ｝

=Ao2｛cos2ωτ+sin2ωτ+cos2θ+sin2θ｝+

Ao2｛cosωτcosθ-2sinωτsinθ｝

=2Ao2｛1+cos(ωτ+θ)｝

前述表达式代表功率对应于该矢量的频率特性，该矢量具有角频率ω而 且包括取样间隔τ和旋转的相移量θ。假定Ao=1，复系数滤波器的增益 为1和取样间隔τ为1，则使用ω作为变量的频率函数示于图4A至4D。

图4A表示图2所示的第一级复系数滤波器块的特性，取该滤波器的相 位角旋转为-π／4。图4B表示以分贝表示的特性。图4C表示在第一、第二 和第三级中提供的复系数滤波器的特性。这些滤波器分别旋转相位角-π ／4、-2π／4和-3π／4。图4D表示图4C中所示的并且级联为三级的滤波 器的合成特性。相邻波形之一的中心频率被衰减到-125dB或更多。在相邻 波形之间的边界区中还有-25dB的衰减。

如在专利申请(日本专利申请公开平-8-95891“接收系统”)中所述 的，前述特性保证四个信道的滤波频率范围在每个取样频率的上和下侧。而 且，在频率变换操作时使用对应于基带频率的偏移频率来消除除希望波形外 的波形的三级梳状滤波器零频率被放置在相邻波形之间的中心频率。更具体 地，该信道滤波器的特征在于：能够利用取样频率保证镜象频率之间的四个 信道。

信道滤波器后接均衡器。均衡器所要求的相位补偿量将参照图5和6在 理论上进行说明。图5A表示有关消除第一相邻波形的复系数滤波器I的说 明。如图5A所示，假定负频带(-ωo)中相邻波形位于其相位为零的位置矢 量Po处，在一个取样时钟之后该波形的相位只顺时针偏移π／8到位置矢量P -1。在这时，为了从位置矢量Po产生抵消矢量位置P-1的矢量Pro，位 置矢量Po只反时针旋转7π／8。图5A以下式数学表示。很明显，矢量Pr0 通过将时间t0的矢量Po乘以cosθ和sinθ而产生。

Ir(nT)=Ao cos(-ωo(to)+θ)

      =Ao cos(-ωo(to))×cosθ-Ao sin(-ωo(to))

       ×sinθ

       =I0(to)×cosθ-Q0(to)×sinθ

Qr(nT)=Ao sin(-ωo(to)+θ)

      =Ao sin(-ωo(to))×cosθ-Ao cos(-ωo(to))

       ×sinθ

      =Q0(to)cosθ+I0(to)×sinθ

同样地，图5B和5C表示为了消除在下一个和第三个相邻信道中的相邻 波形的目的的相位旋转角。

用于消除下一相邻信道中相邻波形的相位旋转角为5π／8，和用于消除 第三相邻信道中相邻波形的相位旋转角为3π／8。

如前所述，相位旋转表明相位特性畸变。图6表示由每个复系数滤波器 I至III产生的相位畸变。在该信号通过该三级滤波器之后该信号的相位特性 以图6所示的参考符号AB表示。相位偏移值是点B表示的15π／16。

现在对前面的叙述进行说明。复系数滤波器I的零点设置为相邻波形的 中心频率-fb；复系数滤波器II的零点设置为相邻波形的中心频率-3fb； 和复系数滤波器III的零点设置为相邻波形的中心频率-5fb。利用16倍的 过取样频率，对应于一个取样时间的期间的希望波形相位中变化是π／8。在 一个取样时间的期间具有中心频率-fb的相邻波形中出现相位差-π／8。为 了通过旋转前面取样的信号矢量来抵消当前取样的信号矢量，前次取样的信 号矢量只旋转7π／8。在这时，希望的波形相对抵消的信号矢量具有π／8相 位差，因此仍然作为2sin(π／8)矢量留下来。简而言之，假定在时间t0取样 的值的I轴分量表示为Io，和其Q轴分量表示为Qo，则在时间t1的每个位 置矢量的旋转分别表示为

I轴位置矢量=Io×cos7π／8-Qo×sin7π／8，和

Q轴位置矢量=Io×sinπ／8+Qo×cos7π／8 关于所述得到的矢量，它是在时间t1取样的信号矢量和通过旋转在前一取样 时间取样的信号矢量得到的矢量二者之和，从复系数滤波器I输出的I轴分 量表示为I1，而从该复系数滤波器I输出的Q轴分量表示为Q1，每个以下 式表示

I1=Io(t=to+ts)+Io(t=to)×cos7π／8-Qo(t=to)

   ×sin7π／8    ……(1)

Q1=Qo(t=to+ts)+Io(t=to)×sin7π／8+Qo(t=to)

   ×cos7π／8    ……(2) 式中t和to代表时间，而ts代表取样时间间隔。

类似地，为了消除下一相邻信道的相邻波形的目的，复系数滤波器II 旋转该位置矢量5π／8，和为了消除该下一信道之后的相邻信道中的相邻波 形的目的，复系数滤波器III旋转该位置矢量3π／8。从复系数滤波器II输 出的I轴分量表示为I2，其输出的Q轴分量表示为Q2，各表示为

I2=I1(t=to+ts)+I1(t=to)×cos5π／8-Q1(t=to)

   ×sin5π／8    ……(3)

Q2=Q1(t=to+ts)+I1(t=to)×sin5π／8+Q1(t=to)

   ×cos5π／8    ……(4) 从复系数滤波器III输出的I轴分量表示为I3，其输出的Q轴分量表示为Q3， 各表示为

I3=I2(t=to+ts)+I2(t=to)×cos3π／8-Q2(t=to)

   ×sin3π／8    ……(5)

Q3=Q2(t=to+ts)+I2(t=to)×sin3π／8+Q2(t=to)

   ×cos3π／8    ……(6)

至于图5B，取希望波形的中心频率为+ωo，和取在较低的相邻三个 信道的各个相邻波形的中心频率为-ωo、-3ωo和-5ωo，消除相邻 波形的复系数滤波器I、II和III的相位特性P分别表示为

消除-ωo的复系数滤波器I

P=-πω／16ωo+3π／16

消除-3ωo的复系数滤波器II

P=-πω／16ωo+5π／16

消除-5ωo的复系数滤波器III

P=-πω／16ωo+7π／16 这三个滤波器的这些相位特性表示为三条向右下倾斜的平行线。这三个滤波 器相位特性之和表示为

P=-3πω／16ωo+15π／16 并且以在图6所示的线A表示。在ω=0线A的截距以对应于15π／16的点 B表示。因此，很明显，需要均衡器使相位移位以便抵消15π／16。

从图6很明显，各复系数滤波器I、II和III的相位特性是线性的。因 此，这些滤波器特性之和明显地为线性。

在多个信道滤波器是串联的情况下，信道波滤器的总特性以下式表示， 很明显总特性以对于频率的线性函数表示。更具体地讲，第一级信道滤波器 的相位特性表示为

P1=｛-πω／16ωo+3π／16｝+｛-ω／16ωo+5π／16｝

    +｛-πω／16ωo+7π／16｝

  =-3πω／16ωo+15π／16

假定第二级中的信道滤波器减小取样时钟信号的取样频率到其原始频 率的四分之一，在第二级的希望波形的频率变为ω0／4，因此第二级信道滤 波器的相位特性P2表示为

P2=｛-4πω／16ωo+3π／16｝+｛-4πω／16ωo

    +5π／16｝+｛-4πω／16ωo+7π／16｝

  =｛-πω／4ωo+3π／16｝+｛-πω／4ωo+5π／16｝

    +｛-πω／4ωo+7π／16｝

  =-3πω／4ωo+15π／16 第n信道滤波器的相位特性Pn表示为

Pn=｛-4nπω／64ωo+3π／16｝+｛-4nπω／64ωo

    +5π／16｝+｛-4nπω／64ωo+7π／16｝

  =｛-nπω／16ωo+3π／16｝+｛-nπω／16ωo

    +5π／16｝+｛-nπω／16ωo+7π／16｝

  =-3nπω／16ωo+15π／16 因此，第n级信道滤波器的总特性P总表示为

P总=∑i-1n(-3iπω／16ωo+15π／16)

  =-3n(n-1)πω／32πωo+15nπ／16 从前面的说明中，很明显该相位特性以对频率π的线性函数表示。

因此，很明显，均衡器通过旋转信号矢量15nπ／16补偿相位特性失真。

信道滤波器串联连接：

在多个信道滤波器串联连接的情况下，每个信道滤波器包括前述复系数 滤波器，很明显取样频率减少到其原始频率的四分之一能够实现在频率特性 方面具有超对称的非常高效的滤波器。

图7A至7C表示当两个信道滤波器是串联时信道滤波器的理论特性。

图7A表示当图2所示的信道滤波器以64倍于信道滤波器频率带宽的宽 度的过取样频率激活时的频率特性。图7B表示在信道滤波器以与图4B所示 的相同方式以16倍于该信道频率带宽的宽度的过取样频率激活时的频率特 性。图7C表示具有前述特性的这两个滤波器的总特性。从图7C很明显，16 个信道包含在取样波形之间。通过下一个相邻波形和在该下一个相邻波形后 的相邻波形之间的边界区的信号被衰减到-30dB，而通过第七相邻波形和 第八相邻波形之间边界区的信号被衰减到-60dB或更多。当然，零点出现 在该滤波器中相邻波形的中心频率上，而且出现-125dB或更多的衰减。

频率偏移的消除：

图8表示具体的实施例，其中每个包括一个复系数滤波器的信道滤波器 串联连接。在图8中，输入信号输入带通滤波器，和输出希望的频带分量。 这样输出的信号在取样与保持电路中以取样时钟信号的频率取样。取样与保 持电路的输出由希尔伯特变换部分分离为正交分量。这些正交分量传送给串 联的信道滤波器1和2。

在信道滤波器1中，这些正交分量通过复系数滤波器I、II和III，因 此允许希望的频带分量通过。由复系数滤波器产生的正交分量相位的旋转中 的误差由在后级中提供的均衡器补偿。正交分量通过平均电路，平均电路起 着低通滤波器的作用，用于消除高频范围中的重复噪声，输入分频器或取样 与保持电路，分频器或取样与保持电路变换取样频率为在后级中的信道滤波 器2所要求的较低的取样频率。随后，改变正交分量的偏移频率。正交分量 的偏移频率必须保持在相同频率，即使是在这些分量已完成了经历分频操作 之后。

如图7A所示，希望波形被分配一个频率偏移，该频率偏移是该希望波 形带宽的一半或是信道滤波器／通带带宽的四分之一。如果取样频率减小并且 提供给信道滤波器2，则频率偏移减少到信道滤波器2确定的通带带宽的四 分之一。结果，在图7A和7B所示的通带带宽的中心频率之间出现不一致。 防了避免这样的不一致，在信道滤波器1末端提供频率偏移电路。

信道滤波器1的输出提供给信道滤波器2。信道滤波器2的操作和结构 与信道滤波器1相同，除了在信道滤波器2中使用的取样频率与信道滤波器 1中使用的取样频率不同之外。得到了如图7B所示的滤波效果。

因此，图8所示的多频带接收滤波器表现出如图7C所示的总特性。利 用在信道滤波器2末端提供的频率偏移电路消除了到目前加到正交分量上的 频率偏移，而I和Q信号作为完全的基带信号输出。

从前面的叙述，本发明第一实施例的所含理论变得显而易见了。第一实 施例将进一步进行叙述。图10D表示由于取样操作即取样操作的频谱特性 ｛sin(πf／fs)｝／(πf／fs)引起的孔径效应对图4C所示的三级滤波器的合成特 性或对图7C所示的多频带接收滤波器特性的影响。

为了避免孔径效应的影响，为了只允许在分配给根据第一实施例的无线 电接收系统从其接收信号的通信系统的频带上的信号通过的目的，第一滤波 器(即带通滤波器)2的频率特性被设定以便成为与取样操作引起的孔径效应 相反，其方式如图15所示。具有这样特性的带通滤波器可使用SAW(表面声 波)滤波器很容易实现。

第二实施例：

如前所述，为了高精确地执行取样操作，为了避免孔径效应的目的，取 样电路的前级和后级必须具有在相当宽范围内保证取样电路的速度性能所 要求的高速特性。例如，为了以8比特的精度取样具有100MHz载波的1MHz 信号，孔径时间必须减少至13．67ps或更少。为了提供这样高速特性给取样 电路，为了保持的目的电容器的电容必须减少至几个PF。结果，包括保持 电容器的保持电路具有高速特性，和使用具有100MHz带宽的电路提取具有 1MHz带宽的信号。

换句话说，保持电路的带宽变得比接收信号带宽明显宽。为了限制接收 信号为预定带宽的目的，尽管在前级中提供了带通滤波器，在后级提供的电 路的带宽必须比该带通滤波器带宽明显宽。由保持电路产生的热噪声量变得 比在现有接收机电路中产生的热噪声量大得多，这又导致差错率的增加。即 使是以IF信号使用的现有电路，如图9所示的电路，也具有该保持电路后的 电路的宽带宽，以及热噪声增加的缺点。根据本发明第二实施例无线电接收 系统是通过量化经过取样的接收信号和使这样量化的信号进行数字化信号 处理操作来构成信道滤波器的无线电接收系统。该无线电接收系统包括用于 取样与保持来自带通滤波器的输出的取样与保持电路，该带通滤波器补偿由 于取样操作引起的孔径效应，和具有在取样与保持电路取样时间期间对接收 信号进行积分功能的积分电路。

图13是说明根据本发明第二实施例无线电接收系统的电路图。如图13 所示，具有积分功能的积分电路加到用于说明本发明第一实施例的图1所示 的取样与保持电路5。

在图13中，根据第二实施例的无线电接收系统包括取样与保持电路A 和积分电路B。输入信号提供给取样与保持电路A和积分电路B。在取样 与保持电路A中，输放信号101由分配器102分为两个信号分量。这样分开 的两个信号由耦合电容器103和104分别放大并且分别馈送到放大晶体管 105和106。放大晶体管105和106的输出传递给取样与保持开关晶体管 113、114和115、116。为了控制取样与保持开关晶体管113、114和115、 116的目的，门电路119和120由接收作为输入的取样脉冲信号117的取样 脉冲放大器118进行控制。

取样与保持晶体管113和114的输出端利用接到保持电容器122的输出 线121连接到一起。开关晶体管115t 116的输出端接地，因此在保持期间允 许输入信号流动。保持电容器122的端电压由缓冲放大器124增加和从取样 与保持输出信号125中输出。

放大晶体管105和106利用缓冲电阻111和112分别接到电流镜象晶体 管107和108。电流镜象晶体管107和108从恒流电源109和110接收恒定 电流。取样脉冲信号117被指定一个波形操作，如图14B所示的。

在积分电路B中，输入信号101提供给衰减器1100，衰减器1100的衰 减量利用衰减控制信号1101控制。衰减器1100的输出由分配器1102分为 两个信号分量。这样分开的两个信号分别由耦合电容器1103和1104放大并 且分别馈送给放大晶体管1105和1106。放大晶体管1105和1106的输出传 送给取样与保持开关晶体管1113、1114和1115、1116。

为了控制取样与保持开关晶体管1113、1114和1115、1116的目的， 门电路1119和1120由接收积分控制信号1117作为输入的取样脉冲放大器 1118进行控制。取样与保持晶体管1113和1114的输出端利用接到保持电容 器1122的输出线1121连接在一起。

开关晶体管1115和1116的输出端接地，从而在保持期间允许输入信号 流动。保持电容器1122的端电压由缓冲放大器124增加并且从取样与保持 输出信号125输出。放大晶体管1105和1106利用缓冲电阻1111和1112分 别接到电流镜象晶体管1107和1108。电流镜象晶体管1107和1108从恒流 电源1109和1110接收恒定电流。积分控制信号117被指定一个波形操作， 如图14C所示的。

取样与保持电路A与积分电路B的差别有两点：第一，它们使用不同 的控制信号。第二，耦合电容器103和104接到相应放大晶体管105和106 的漏极并且直接接到包括晶体管113、114、115和116的桥电路。相反， 耦合电容器1103和1104接到相应放大晶体管1105和1106的栅极并且利用 放大晶体管1105和1106的漏极接到包括晶体管1113、1114、1115和1116 的桥电路。

因此，利用从耦合电容器103及104和放大晶体管105及106形成的电 路结构，输入信号101作为电压信号提供给包括晶体管113、114、115和 116的桥电路。从耦合电容器1103和1104输入的信号利用放大晶体管1105 和1106从电压信号变换为电流信号，这样变换的电流信号提供给包括晶体 管1113、1114、1115和1116的桥电路。

图14A至14C表示根据图13所示的本发明第二实施例的无线电接收系 统操作原理。如图14A至14C所示，输入信号在t1、t2、t3、t4和t5取 样。在时间t1、t2、t3、t4和t5取样与保持电路A从跟踪(tracking)状态 改变为积分状态，在跟踪状态中该电路在取样定时之前立即保持。

如图14A至14C所示，跟踪状态表示为从t1p至t1，从t2p至t2，从 t3p至t3，从t4p至t4和从t5p至t5的间隔。该输入信号在t1与t1s之间， t2与t2s之间，t3与t3s之间、t4与t4s之间和t5与t5s之间的△t期间被积 分。

该电路在整个操作过程中按相同原理工作，因此把在时刻t1电路的工作 作为例子进行说明。取样与保持电路A在时间t1p开始跟踪操作并在时间t1 进行保持状态。在时间t1时输入信号101的电压为P1，而电位P′1是经过取 样与保持电路从保持电容器CH接收的。随后，输入信号101利用积分电路 的晶体管1105和1106变换为电流。在从t1至t1p时间期间，晶体管1113和 1114导通，因此将电流存储入保持电容器122。换句话说，从t1至t1p输入 到积分电路的信号被积分，而这样得到的积分值叠加在电位P′1上，因此产 生电位P″1。在执行取样与保持操作和积分操作时，由式7表示的电位存储 在保持电容器122中。在执行积分操作时，由式8表示的电位存储在保持电 容器122中。

为了简化计算起见，输入信号表示为简单的正弦波(即具有幅度1)。而 且，取样与保持电路A的输出和积分电路B的输出之间的关系由衰减器1100 控制，衰减器1100通过使用衰减控制信号1101控制衰减的量。

保持电容器的端电压

=cos2πfct(t=t1)+∫t1+Δtt1cos2πfc tdt

=cos2πfct(t=t1)+[(1／2πfc)sin2πfct]t1+Δtt1

=cos2πfct1+(1／2πfc)｛sin2πfc(t1+△t)-sin2πfc△t｝……(7)

假定取样点t1位于△t的中心和△t放在2△τ，以便简化计算，则前 面表示式变为

保持电容器的端电压

=cos2πfct1+(1／2πfc)｛sin2πfc(t1+△τ)-sin2πfc(t1-△τ)｝

=cos2πfct1+(1／2πfc)｛sin2πfct1cos2πfc△τ+

 cos2πfc t1sin2πfc△τ-sin2πfc t1cos2πfc△τ+

 cos2πfc t1sin2πfc△τ｝

=cos2πfct1+(1／πfc)cos2πfc t1sin2πfc△τ

=cos2πfct1｛1+(1／πfc)sin2πfc△τ｝    ……(8)

简而言之，很明显，如忽略对频率敏感的幅度因子1／πfc被乘以cos2 πfct1的输出的事实，sin2πfc△τ的变化被加到从电压的取样得到的cos2 πfct1的输出。从这里的叙述中，可确定在△τ不导致输入信号中量化误差 的范围内输入信号不发生畸变。

由于实际输入信号包括在有限带宽中出现的各种干扰波或噪声，必须考 虑对应于载频与该带宽之比而不是简单正弦波的干扰。干扰值通常认为是0．1 或更小，因此该值实际上可利用前式计算。因此，如果量化精度是8比特， 则△τ的密度设定为数据率的一周期的1／256或更小。

假定只允许指定给无线电接收设备从其接收信号的通信系统的频带上 的信号通过的第一滤波器2的带宽为1MHz，则△τ可扩展为1μs的 1／256，即4ns或更少。

接收信号的积分具有能够积分希望波形信号的能量的效果。特别地，甚 至在收到弱的无线电波和希望的波形信号被埋没在电路中的热噪声中时，在 正常电压执行的取样操作使得能够只在出现孔径效应的时间期间从输入信 号产生功率。但是，根据本实施例的无线电接收系统积分所接收的信号而能 量被积分期间的时间期间扩展了，因此功率加倍了。而且，作为积分的结果， 随机信号如热噪声自己抵消掉，能够改善信噪比。

与普通取样与保持电路相比，根据第二实施例的取样保持电路使保持电 容器的电容能够增加到对应于孔径时间与积分动作时间之比的程度，因此该 电容器一端的高频阻抗可减少到相当小的值。因此，可防止噪声的混合和热 噪声的出现。

例如，在前述实施例中，孔径时间为13．67ps或更小，和积分动作时间 为4ns或更小。孔径时间对积分动作时间的比为292．6。虽然具有0．3PF左 右电容的保持电容器用于现有取样与保持电路，但是在第二实施例中该电容 器的电容可增加到约87．8PF。简而言之，现有的取样与保持电路对于具有 100MHz带宽的信号有5．30千欧的高阻抗，而根据本实施例的取样与保持电 路对于相同信号具有18．1欧姆的低阻抗。假定由于1PF的寄生电容，噪声混 合入来自具有50欧姆信号原阻抗的噪声源的输入信号，具有约0．3PF电容的 保持电容器产生只有-2．56dB的衰减，但是具有87．7PF电容的保持电容器 产生-39．2dB的衰减，因此减少噪声到36dB或更多。

第三实施例：

如由式8所示的，提供给取样电路的接收信号的载波频率fc和积分动作 时间△t彼此以直接的方式对应。例如，在接收载波频率fc增加的情况下， 保持电容器的端电压=cos2πfct1｛1+(1／πfc)sin2πfc△τ｝，如果积 分动作时间△τ对于在上式中的fc不改变，则△τ偏离由量化精度确定的希 望值相对于数据速率的一个周期。

因此，在考虑多频带兼容无线电接收系统的情况下：即，改变取样频率 以便对应接收信号的载波频率或带宽的改变，如果积分常数是固定的，输出 被驱动至饱和或减少，影响根据本发明的无线电接收系统的原来期望的功 能。

在其取样频率改变时使用取样与保持电路的情况下，如果取样周期△τ 是固定的，则当然降低第二实施例的期望效果。

例如，在接收信号的载波频率fc增加的情况下，改变积分动作时间△τ 以便对应于载波频率的这种增加，式8中CH的电容，即保持电容器的端电 压=(1／2πfcCH)cos2πfc1｛1+(1／πfc)sin2πfc△τ｝必须改变，因 此降低了积分输出和从而降低信噪比。

为了解决前述问题，在根据第二实施例的无线电接收系统中使用的积分 电路被安排以便能够改变积分动作时间或从第三实施例的多个值中选择。

图16是说明根据本发明第三实施例的无线电接收系统的示意图。图16 所示的延迟装置被设计使得要加到图13所示的和在第二实施例叙述的取样 与保持电路的取样脉冲信号117的宽度可变。

图16所示的电路整个地构成一个可变延迟装置，该可变延迟装置接收 作为输入信号的基本信号130和产生取样脉冲信号117。延迟指令信号132 以数字形式加到该可变延迟装置，和该延迟装置相应于工作条件管理延迟程 度并且确定积分动作时间△t的长度。

更具体地讲，可变延迟装置包括接收延迟指令信号132的数模变换器 141、接收数模变换器141输出电压的变容二极管142、发送存储在变容二 极管中的电荷的耦合电容器143和积分并存储从该电容器放电的电荷的单稳 态多谐振荡器144。

虽然在前述例子中通过提供延迟指令信号132该可变延迟装置可改变取 样脉冲信号的宽度，但取样脉冲本身可从多个取样脉冲信号中选择。

利用前述结构，取样与保持电路的积分动作时间根据输入信号的频率或 带宽的变化而改变，从而实现所希望的积分效果。

第四实施例：

在考虑多频带兼容的无线电接收系统的情况：即取样频率被改变以便对 应于接收信号的载波频率或带宽的变化，需要改变加到取样与保持电路的积 分电路的积分动作时间。

如果积分电路的积分容量是固定的，而改变积分动作时间，输出被驱动 至饱和或被减少，损害了无线电接收系统原来期望的功能。如由式8所示的， 加到取样电路的接收信号的载波频率fc和由积分动作时间△t规定的积分容 量彼此以直接方式对应。例如，在接收的载波频率fc增加的情况下，假定积 分动作时间△τ改变以便对应于载波频率的增加，式8中电容CH即：

保持电容器的端电压=(1／2πfcCH)cos2πfct1｛1+(1／πfc)sin2πfc △τ｝被改变，降低积分输出，结果信噪比降低。

为了解决前述问题，在根据第三实施例的无线电接收系统中使用的积分 电路被安排使得能够改善积分动作时间或从第四实施例的多个值中选择。

图17是说明根据本发明第四实施例的无线电接收系统的示意图。图17 表示加到取样与保持电路5的保持电容器122的可变电容器，取样与保持电 路5示于图13和在第三实施例中叙述。

图17所示的电路整个地构成可变保持电容器。更具体地讲，可变保持 电容器包括接收积分指令信号155的数模变换器151、接收数模变换器151 的输出电压的变容二极管152、发送在变容二极管中存储的电荷的耦合电容 器153和连接数模变换器151到变容二极管152的电流耦合装置154。

利用前述结构，取样与保持电路的积分能力根据输入信号的频率或带宽 的变化而改变，因此，实现希望的积分效果。

第五实施例：

虽然在第二实施例中已叙述了提供用于减少噪声的积分电路的方法，但 是在积分动作时间期间没有执行加权。因而，降低了希望信号的检测精度。 为此，积分动作时间被限制到由式2规定的范围。换句话说，积分电路在降 低该范围外的低频噪声一方面效果不好。

由于必须使取样脉冲信号的前沿和后沿陡峭，要求提供取样信号的放大 器具有驱动能力和高速性能。同时，来自该放大器的不必要外部辐射易于增 加。

为了解决上述问题，在根据第二实施例的无线电接收系统中使用的积分 电路被安排提供对于第五实施例的奈奎斯特信号波形的积分门功能。

图18是说明根据本发明第五实施例的无线电接收系统的示意图。从输 入信号101到取样与保持输出信号125的单元与图13所示的相同并且用于 说明第二实施例。取样脉冲信号117提供给奈奎斯特滤波器161，和奈奎斯 特滤波器161的输出162提供给取样脉冲放大器118。

图19A和19B是使用波形说明图18所示的取样与保持电路的操作的定 时图。图19A表示取样脉冲信号117的波形，而图19B表示已通过奈奎斯特 滤波器161的输出162。

在图19B所示的奈奎斯特信号的基础上积分接收的信号。更具体地讲， 接收的信号被积分作为已通过由该奈奎斯特信号的波形形成的窗口的结 果。在传输脉冲功率变为原功率的一半的期间即取样与保持周期取为τ1期 间，则积分动作时间以类似于前面提到的方式取为△t，和△t表示为2τ。

在以正态分布波形的形式表示奈奎斯特波形的情况下，将得到一个关 系，如3τ1_…△t。简而言之，总的积分动作期间约为根据第二实施例的 电路要求积分动作时间的1．5倍那样长。在积分动作时间的67％内，该电路 获得接收信号功率的99％。而且，基本上所有的脉冲频率成分集中在1／2τ 的频率上，因此避免了要不然将在普通脉冲信号的高频部分出现的高次谐 波。

利用前述结构，可实现具有积分功能和提供较高信噪比的有效取样与保 持电路。

第六实施例：

在具有根据第二至第五实施例的积分电路的任何一个取样与保持电路 中，该积分电路具有积分动作时间，该积分动作时间比接收信号的载波信号 周期短。为此，积分电路不能从低频成分中有效地消除随机信号，诸如热噪 声。

本发明的第六实施例是针对解决前述问题和其特征在于：使根据第二或 第三实施例无线电接收系统的取样与保持电路的时间带数比取样周期更 长。

图20是说明根据本发明第六实施例的无线电接收系统的示意图。翻到 图20，从输入信号101到取样与保持输出信号125的单元与图13所示和已 根据第二实施例描述的单元相同。该系统包括取样脉冲信号1117、接收该取 样脉冲信号的计数器171、从计数器171输出的长周期取样与保持信号172 和提供有关计算的数量的指令给计数器171的控制信号173。复位信号系统 的说明将省略。在图21A和21B中示出无线电接收系统的示例操作。图21A 表示取样脉冲信号1117，和图21B表示计数器117的输出。无线电接收系 统的原理示于图22。

图20所示的取样脉冲信号1117以图21A所示的方式以均等间隔t1n、 t2n、t3n、…、tn-1n、tnn、tnm3、…、tm-1m、tmm、…到达计 数器171。当收到控制信号173时，计数器171产生长周期脉冲，在n个脉 中周期期间产生积分操作，和在m个脉冲周期期间保持该信号。这样产生的 长周期信号是长周期取样与保持信号172。即，取样与保持信号在t1n变为 H(高)，在tnn变为L(低)，以及在tmm回到H。取样与保持信号重复地执行 这些操作循环。结果，长周期取样与保持信号172的周期增加到取样脉冲信 号1117周期(n+m)那样长。这样的取样与保持信号的状态以频率特性的形 式表示。

图22所示的特性曲线代表在以取样频率fs取样该接收信号时输出的频 率特性：即，一般称为取样特性。该输出的频率特性以｛sin(πf／fs)｝／(πf／fs) 表示，假定d．c．范围取为相对幅度1。

一般地，确定取样频率的输入频带宽度以便衰减量化误差范围内的δ a。本发明第六实施例的特征在于：在四倍于取样频率fs的频率位置与五倍 于取样频率的频率位置之间出现的频谱波：即使用4fs与5fs之间出现的频谱 波。取样特性的频谱波峰值出现在约4．5fs的频率位置，和在峰值An+m 的频谱波电平约为0．05。虽然δb的量化精度内的频率范围fBW可参照该频 谱波的峰值使用。换句话说，被取样的接收信号的频率fc和取样频率fs之 间的关系规定为4．5∶1，得到诸如在图22中所示的取样特性曲线。虽然在 本例子中取样输出被衰减到0．05，噪声在4．5倍于噪声那样长的长周期内积 分。因此，取决于噪声的性质，前述取样操作在减少噪声中非常有效。而且， 取样频率的减少有助于减少由取样与保持电路和所接的外围设备消耗的电 功率的减少。

第七实施例：

在第二至第六实施例中，取样基本上在d．c．范围中的信号分量。即使取 样输出进行a．c．耦合操作，也很难去掉通过取样提取的d．c．信息分量。因此， 很难消除不要的分量，诸如取样电路的温度漂移或输入电路的d．c．偏移。

第七实施例致力于解决前述问题和提供无线电接收系统，其中信道滤波 器通过量化经过取样的接收信号和对这些量化的信号进行数字信号处理操 作形成的，该系统包括：取样装置，由取样与保持电路构成并且取样接收的 信号；差值计算装置，用于计算从取样与保持电路接收的当前取样的信号与 先前取样的信号之间的差；和用于计算该差值计算装置的输出与带通滤波器 输出之间的差并输入这样得到的差给该取样与保持电路的装置。

图23是说明根据第七实施例的无线电接收系统的电路图。在图23中， 以下单元与图2所示的相同：即RF信号201、带通滤波器202、带通滤波 器202的输出203、取样与保持电路204、取样与保持信号205、取样与保 持电路输出206、希尔伯特变换电路207、用于希尔伯特变换目的的时钟信 号298、用于希尔伯特变换目的的初始相位控制信号209、希尔伯特变换的 I输出210、希尔伯特变换的Q输出211、复系数滤波器I212、复系数滤波 器II213、复系数滤波器III214、复系数滤波器I的输出215和复系数滤波 器Q的输出216。虽然初始相位控制信号209加到希尔伯特变换器207，但 这个信号用来控制到图11所示的触发器U3及U4的复位输入以便得到I=0 和Q=0。

现在参照图23叙述根据本发明新加到无线电接收系统的单元结构。新 加到图23所示的该电路的单元是把在初始级的类似突发式脉冲输入的影响 平缓地传送给随后电路的斜坡(ramping)电路221、第一减法器222、第一减 法器222的输出223、数据延迟装置224和第二减法器225。

斜坡电路221接收类似突发式脉冲串的取样与保持电路206的输出和利 用斜坡电路221提供这样接收的信号给第一减法器222。当收到第一减法器 222的输出223时，延迟装置224提供先前取样的数据组给第一减法器222， 同时该数据组的符号反向。因此，第一减法器222的输出223逐渐地改变以 指示取样与保持电路输出206的平均d．c．电位。指示平均d．c．电位的输出223 加到第二减法器225，平均d．c．电位从带通滤波器202的输出203中去掉。

从前面的叙述中，很明显，前述电路在消除取样与保持电路取样接收信 号时产生的取样输出中包含的d．c．分量是有效的，该接收信号包括混合在取 样输出中的d．c．分量或原始不要的分量，如取样与保持电路的温度漂移或输 入电路的d．c．偏移。

第八实施例：

虽然在第七实施例中I信号和Q信号交替地输入到第一减法器222，每 四个数据组执行不必要的d．c．电平的计算，因此互相不相关的I和Q信号的 d．c．电平对于感兴趣数据组的前及后两数据组互相比较。

为了解决上述问题，根据本发明第八实施例的无线电接收系统，其中信 道滤波器通过量化取样的接收信号和对这样量化的信号进行数字化信号处 理操作形成，该无线电接收系统包括：取样装置，由取样与保持电路构成和 取样接收的信号；希尔伯特变换装置，从取样与保持电路的取样输出中产生 矩形分量；差值计算装置，用于计算从该变换装置接收的矩形分量之一和相 同类型的先前取样的矩形分量之间的差；和用于计算该差计算装置的输出与 带通滤波器输出之间的差和输入这样得到的差给取样与保持电路的装置。

图24是说明根据第七实施例的无线电接收系统的电路图。在图23中， 以下单元是与图2所示的单元相同：即，RF信号201、带通滤波器202、 带通滤波器202的输出203、取样与保持信号205、取样与保持电路输出 206、希尔伯特变换电路207、为希尔伯特变换目的的时钟信号298、为希 尔伯特变换目的的初始相位控制信号209、希尔伯特变换的I输出210、希 尔伯特变换的Q输出211、复系数滤波器I212、复系数滤波器I213、复系 数滤波器III214、复系数滤波器I的输出215和复系数滤波器Q的输出216。 虽然初始相位控制信号209加到希尔伯特变换器207，这个信号用于控制到 图11所示的触发器U3和U4的复位输入以便得到I=0和Q=0。

现在参照图23叙述新加到根据本发明的无线电接收系统的单元的结 构。新加到图23所示的电路的单元是：斜坡电路221，用于把在初始级输 入的类似突发式脉冲信号的影响平缓地传送给后级电路；第一减法器222； 第一减法器222的输出223；数据延迟装置224和第二减法器225。

斜坡电路221接收类似突发式脉冲的取样与保持电路206的输出和利用 该斜坡电路221提供这样接收的信号给第一减法器222。当收到第一减法器 222的输出223时，延迟装置224提供先前取样的数据组给第一减法器222， 同时该数据组的符号反向。因此，第一减法器222的输出223逐渐地改变以 便指示取样与保持电路输出206的平均d．c．电位。指示平均d．c．电位的输出 223提供给第二减法器225，在减法器225中平均d．c．电位从带通滤波器202 的输出203中去掉。

从前面的叙述中，很明显，前述电路在去除取样与保持电路取样接收的 信号时产生的取样输出中包含的d．c．分量是有效的，包括d．c．分量或混合在取 样输出中的原始不要的分量，如取样与保持电路的温度漂移或输入电路的d．c． 偏移。

第八实施例：

在第七实施例中I信号和Q信号交替地输入第一减法器222。更具体地 说，每四个数据组必须计算输入信号的d．c．电平。该输入信号之前的数据组 的d．c．电平与该输入信号的数据组的d．c．电平和该输入信号之后的数据组的 d．c．电平与该输入信号的数据组的d．c．电平彼此进行比较。

为了解决前述问题，第八实施例针对一种无线电接收系统，其中信道滤 波器通过量化经取样的接收信号和对这样量化的信号进行数字化信号处理 操作构成，该系统还包括：

取样装置，由取样与保持电路构成并且取样该接收的信号；

希尔伯特变换装置，从该取样与保持电路输出的样值中产生矩形分量；

差值计算装置，用于计算从该变换装置接收的一个矩形分量与相同类型 的先前取样的矩形分量之间的差；和

用于计算该差值计算装置的输出与带通滤波器的输出之间的差并且输 入这样得到的差给该取样与保持电路。

图24是说明根据第八实施例的无线电接收系统的电路图。在图24中， 下面的单元与图2或23中的那些单元相同：即，RF信号201、带通滤波器 202、带通滤波器202的输出203、取样与保持电路204、取样与保持信号 205、取样与保持电路输出206、希尔伯特变换电路207、用于希尔伯特变 换目的的时钟信号298、用于希尔伯特变换目的的初始相位控制信号209、 希尔伯特变换的I输出210、希尔伯特变换的Q输出211、复系数滤波器I 212，复系数滤波器II213、复系数滤波器III214、复系数滤波器I的输出 215和复系数滤波器Q的输出216。

根据本发明新加到该无线电接收系统的单元的结构将参照图24进行叙 述。新加到图24所示的该电路的单元是：一个斜坡电路231，用于把在初 始级输入的类似突发式脉冲信号平缓地发送给随后电路；第一减法器232； 第一减法器232的输出233；数据延迟装置234和第二减法器235。

希尔伯特变换的I输出210或希尔伯特变换的Q输出211经过斜坡电路 231提供给第一减法器232。当收到第一减法器232的输出233时，延迟装 置234提供先前取样的数据组给第一减法器232同时反向该数据组的符号。 因此，逐渐地改变第一减法器232的输出233，以便指示取样与保持电路输 出206的平均d．c．电位。指示平均d．c．电位的输出233加到第二减法器235， 在这里平均d．c．电位从带通滤波器202的输出203中去除。由于该信号指定 给I或Q信号，所以计算的结果不浪费。

从前面的叙述中，很明显，前述电路正确地响应和在去除取样与保持电 路取样接收的信号时产生的取样输出中包含的d．c．分量是有效的，包括d．c． 分量或混合在取样输出中的原始不要的分量，如取样与保持电路的温度漂移 或输入电路的d．c．偏移。

第九实施例：

在直接变换接收方法的情况下，需要提供具有替代信道滤波器功能的基 带电路，该信道滤波器常规地设置在现有接收机的IF级。为此目的，还需要 一个HF级，其滤波不足以保持宽的动态范围和宽的带宽。另外，需要滤波 具有这样宽的动态范围和带宽的信号的滤波器。

图7A至7C表示由两组级联的三级复系数滤波器构成的信道滤波器的 理论特性。包括三级复系数滤波器的前述信道滤波器在相邻波形的中心频率 产生-125dB或更大的衰减。即使在相邻波形之间的边界区中，取得-25dB 的衰减。换句话说，由于信道频率的带宽，在取样波形中形成的镜象频率之 间可保证四个信道。具有超对称的非常高效的滤波器可通过串联连接这些信 道滤波器和减少该取样频率为后级中原始取样频率的四分之一实现，每个信 道滤波器包括前述复系数滤波器。

图7A表示在该滤波器以过取样频率启动时包括图2所示的复系数滤波 器的初级信道滤波器的频率特性，该滤波器的带宽为频带宽的64倍宽。图 7B表示当该滤波器以其带宽为16倍频带宽的宽度的频率启动时，包括具有 图4D所示的相同结构的后面三级复系数滤波器的信道滤波器的频率特性。 图7C表示在这二个信道滤波器串联连接时得到的合成特性。从图7C所示的 特性已明显，在取样频率之间保证16个信道。也很明显，通过该信道滤波 器的信号量在下一个相邻波形与下一个之后的相邻波形之间的边界区中被 衰减到-30dB或更多，和该信号在第七相邻波形与第八相邻波形之间的边 界中被衰减至-60dB。当然，很明显在该滤波器中零点出现在相邻波形的 中心频率和有-125dB或更大衰减。

从前面叙述中，很清楚，包括64倍过取样频率启动的三级复系数滤波 器的主信道滤波器具有从希望的波形中衰减相邻波形间隔频率的显著效 果。

本发明的第九实施例致力于解决前述问题。图25是说明第九实施例的 方框图。在包括以有限的精度制造的单元的积分电路中，改善了通过高次取 样以优先方式启动主信道滤波器的精度。因此，更有效地改善了从希望的波 形中衰减相邻波形间隔频率的效果。设置在后级中的信道滤波器电路可只从 希望波形邻近接收希望波形的信号，其中强电平的相邻波形的信号被去掉， 即其动态范围被减少至较低电平的信号。接着，如果设置在后级的信道滤波 器在精度方面低于在前级设置的信道滤波器，或者如果后-信道滤波器具有 不足以消除大电平的相邻波形的能力，则无线电接收系统较不易于出现问 题。

第十实施例：

在包括以有限精度制造的单元和用于叙述第九实施例的积分电路中，不 容易改善通过高次取样以优先方式启动的主信道滤波器的精度。其原因是， 在接收的信号以模拟离散信号的形式接收和通过使用模拟电路计算这样接 收的信号的情况中，确定计算精度的装置由电路器件的制造精度确定。所有 的电路器件取得等效于-60dB精度或大于1／1000的高精度是不可能的。在 模拟电路的情况中，为了通过使用一个转换的电容器实现高精度，要求制造 具有1／1000或更高精度的电容器。在普通电容器的情况下，相对金属板的面 积越大，电容器制造精度增加越高。简言之，当制造具有较小静电电容的电 容器时，电容器制造精度降低了。

由于这些复系数滤波器不具有相同的系数，当然，需要具有小静电电容 的电容器。换句话说，计算精度主要由具有最小静电电容的电容器的电容中 的误差确定。

由于以高次过取样频率启动的主信道滤波器响应于比后一信道滤波器 所响应的取样操作更高的取样操作，需要其电容小于后一滤波器的初级滤波 器。简言之，要求初级信道滤波器的电容器的电容小于其后信道滤波器的电 容器的电容。

本发明的第十实施例致力于解决前述问题。更具体地说，为了实现具有 小电容和改进精度的电容器，通过串联连接电容量大于希望电容器的电容的 电容器实现该电容器。简言之，通过使用能以高精度制造的电容器改进电容 器的尺寸精度，而具有较小电容的电容器通过串联连接可保证其尺寸精度的 多个电容器实现。图26A和26B表示它们的例子。这些图用于说明根据本发 明的第十实施例的无线电接收系统。图26A是说明在制造电容器期间出现误 差的原理的图解表示，而图26B是表示第十实施例的原理的图解表示。

图26A-1表示在制造具有电容Co的电容器中使用的电极的电极形 状。

图26A-2表示在制造具有电容nCo的电容器中使用的电极形状。

假定n=9，图26A-1和26A-2所示的电极在几何形状上互相相 似，电容器制造的尺寸精度表示为绝对量±δ，图26A-1所示的电极和图 26A-2所示的电极二者都具有±δ的误差，和图26A-1所示的电极与图 26A-2所示的电极的电容比为“n”。图26A-1所示电极的一侧与图26A -2所示电极一侧的比对应于“n”的平方根。在n=9的情况，9的平方 根为3。假定图26A-1所示电极具有误差30％，图26A-2所示电极具 有误差30／3。假定电极具有方形，图26A-1所示电极具有(1±0．3)2的面 积误差和具有±0．1的误差。图26A-2所示电极具有(1±0．3／3)2和具有± 0．01的误差。很明显，图26A-1所示电极与图26A-2所示电极的误差 比为10∶1。

图26B-1表示一个电容器，而图26B-2表示n个电容器，其总容 量与图26B-1所示电容器的电容相同，其中“n”为9。给定图26B-1 所示电容器的电容为C0，图26B-2所示的每个电容器的电容为C1，C2，C3， C4，C5，C6，C7，C8，C9，而且C1=C2=C3=C4=C5=C6=C7=C8 =C9，9Co=C1。如可从图26A可看到的，虽然图26B-1所示电容器 的静电电容具有±10％的误差，图26B-2所示电容器静电电容的误差减 少至±1％。

如前所述的，为了允许只通过在分配给根据第一实施例的无线电接收系 统从其接收信号的通信系统的频带的信号的目的，第一滤波器(即带通滤波器) 的频率特性被设置为与由于取样操作引起的孔径效应相反。具有这种特性的 带通滤波器很容易通过使用SAW(表面声波)滤波器实现。