选择装置

本发明涉及选择装置，尤其涉及D/A转换器中的例如选择电流 源输出的选择装置及使用该选择装置的各种装置。

以往，在构成数字模拟(D/A)转换器时，为了获得与输入数字信 号Din(Din为整数)相对应的电流输出，要选择Din个单元电流元 (current cell)。由此，输出电流I0为I0＝Icell×Din而进行数字—模拟 转换。

然而，一般电流元因散布等影响具有误差，假设电流元的各个误 差为εi，则I0所含误差可用下述(1)式表示。 $\underset{i=0}{\overset{\mathrm{Din}}{\Sigma }}{ϵ}_i------\left(1\right)$

于是，微分线性误差DNL为下式(2)之值，这样的误差直接反 映工艺过程不一致，它决定了转换精度。

     DNL＝εi                    (2)

因此，用这种方式要进行高精度转换，就得采用昂贵的、高精度 工艺过程或者通过微调等来进行调整，从而成本随之提高。

作为对此改善的方法有动态元件配合法〔1〕。

此方法是：设转换时间为Ts、位数为nDA时，每Ts/2nDA就切换 所用电流元，在各个转换中使所有单元均等使用。这样，输出电荷 Qout可用下式(3)表示： $Q_{\mathrm{out}}=\underset{i=1}{\overset{2^{\mathrm{nDA}}}{\Sigma }}{I}_i\frac{T_s}{2^{\mathrm{nDA}}}\mathrm{Din}$ $=\frac{T_s}{2^{\mathrm{nDA}}}{\mathrm{DinI}}_o\underset{i=1}{\overset{2^{\mathrm{nDA}}}{\Sigma }}(1+{ϵ}_i)=I_{\mathrm{av}}{T}_s\mathrm{Din}-----\left(3\right)$ 式中，Ii为下式所示那样的第i个单元的输出电流。 $\frac{1}{2^{\mathrm{nDA}}}\underset{i=1}{\overset{2^{\mathrm{nDA}}}{\Sigma }}(1+{ϵ}_i)=1$ 而且， $I_{\mathrm{av}}=\frac{T_s}{2^{\mathrm{nDA}}}\underset{i=1}{\overset{2^{\mathrm{nDA}}}{\Sigma }}(1+{ϵ}_i)$

为常数。

因此，各电流元的误差只影响增益误差，即使在偏差的情况下， 也能实现高转换精度。即通过使各单元的误差均时来改善精度。

但是，在动态元件配合法中，各单元的选择必须在转换时间1/ 2nDA时进行，要求器件高速工作。

如上所述，以往方法存在这样的缺点，即性能会因器件例如电流 元的偏差而大幅度降低。另外，在采用动态元件配合法中，必须进行 高速转换，而要达到高速转换工作，比较困难。

本发明的目的在于提供一种能改善上述问题、把动作速度抑制 得较低、减少误差尤其能减少所定频率误差的选择装置。

本发明提供一种选择装置，它包括：将相互具有误差的电流元的 各自是否使用进行积分的积分器；根据上述积分结果，按照输入信 号，选择使用次数少的控制对象的选择器。

本发明提供一种选择装置，其特征在于包括：具有表示相互具有 误差的选择对象的各个选择情况的图表(テ-ブル)，并将该图表所示 各选择对象的有无选择作一次以上积分的积分器；根据上述积分器 的积分结果及输入信号，对上述选择对象进行选择的选择器。

本发明提供一种数字模拟转换器，其特征在于它包括：并联连接 多个电流源、有选择地将上述电流源接至输出端的多个开关；具有表 示上述电流源各选择情况的图表，并将该图表所示各电流源的有无 选择作一次以上积分的积分器；根据上述积分器的积分结果及输入 信号，有选择地使上述开关动作的选择器。

本发明提供一种数字模拟转换器，其特征在于它包括：并联连接 多个电容器，选择上述电容器，对应上述所选电容器的电荷而产生输 出的开关电路；具有表示上述电容器各选择情况的图表，并将该图表 所示各电容器的有无选择作一次以上积分的积分器；为了按照上述 积分器的积分结果以及输入信号选择上述电容器而驱动上述开关电 路的选择器。

本发明提供一种数字模拟转换器，其特征在于它包括：有选择地 将多个电压源接至加法器，并将相加结果接至输出端的开关电路；具 有表示上述各电压源选择情况的图表，并将该图表所示各电压源的 有无选择作一次以上积分的积分器；为了按照上述积分器的积分结 果及输入信号选择上述电压源而驱动上述开关电路的选择器。

本发明提供一种选择装置，其特征在于它包括：由多个输入选择 信号的延迟时间手段、分别接至上述多个延时手段的多个系数手段、 将上述系数手段的输出进行反馈的反馈手段以及将上述系数手段的 输出进行前馈的前馈手段所构成的滤波手段；根据上述滤波手段的 输出，选择上述延时手段的选择器。

本发明提供一种选择装置，其特征在于将上述滤波手段的零点 配置于DC以外的点。

本发明提供一种选择装置，其特征在于它包括：将互相具有误差 的选择对象的各自有无使用作一次以上积分的积分器；在输入信号 上叠加高频颤动信号，输出相加信号的加法器；根据上述积分器的积 分结果及上述相加信号进行上述选择对象的选择的选择器。

本发明提供一种△-∑调制式数字模拟转换器，它由多比特内部 D/A变换器构成，该变换器包括：具有一个以上的积分器、量化器和 系数手段的反馈手段；将选择对象各自有无使用进行积分的积分器； 根据上述积分器的输出结果及输入信号，进行上述选择对象的选择 的选择器。

本发明提供一种△-∑调制式数字模拟变换器，它由多比特内部 D/A变换器构成，该变换器包括：将具有一个以上的积分器、量化器 和系数手段的反馈手段所构成的△-∑调制器作串联连接的串联式 △-∑型调制器；连接于上述串联式△-∑调制器，并将选择对象各自 有无使用进行积分的积分器；根据上述积分器的积分结果及输入信 号，进行上述选择对象的选择的选择器。

本发明提供一种△-∑调制式模拟数字转换器，它由多比特内部 D/A变换器构成，该变换器包括：具有一个以上的积分器、量化器和 系数手段的反馈手段；将选择对象各自有无使用进行积分的积分器； 根据上述积分结果进行上述选择对象的选择的选择器。

本发明提供一种△-∑调制式模拟数字转换器，它由多比特内部 D/A变换器构成，该变换器包括：将具有一个以上的积分器、量化器 及系数手段的反馈手段所构成的△-∑调制器作串联连接的串联式 △-∑型调制器；连接于上述串联式△-∑调制器，并将选择对象各自 有无使用进行积分的积分器；根据上述积分器的积分结果，进行上述 选择对象的选择的选择器。

本发明提供一种调制器，其特征在于它包括：复制载波的多个复 制器；选择上述复制器输出的开关电路；对作为选择对象的上述复制 器各自有无使用作一次以上积分的积分器；为了按照上述积分器的 积分结果及输入信号进行上述复制器的选择而驱动上述开关电路的 选择器。

本发明提供一种电气音响转换装置，其特征在于它包括：多个扬 声器；选择上述扬声器输出的开关电路；对作为选择对象的上述扬声 器各自有无使用作一次以上积分的积分器；为了按照上述积分器的 积分结果及输入信号进行上述扬声器的选择而驱动上述开关电路的 选择器。

本发明能减少任意频率上的误差影响，可谋求大幅度地提高精 高。又因不必要很高的器件精度，因而不需高精度器件，从而可降低 成本。

以下，参照附图详细说明本发明。

图1是本发明第1实施例的选择装置的方框图。

图2是图1所示选择器的方框图。

图3是连接图1选择装置的电流元电路图；

图4是表示电容器阵列电路的图。

图5是第2实施例的选择装置的方框图；

图6表示选择信号的格式。

图7表示有关第2实施例误差的等效电路。

图8表示有关第2实施例误差的仿真结果。

图9是第3实施例的选择装置的方框图。

图10是第4实施例的选择装置的方框图。

图11是第5实施例的选择装置的方框图。

图12是第6实施例的选择装置的方框图。

图13是第7实施例的选择装置的方框图。

图14表示有关第7实施例误差的仿真结果。

图15是用本发明选择装置的发送器的方框图。

图16是第8实施例的选择装置的方框图。

图17是第9实施例的选择装置的方框图。

图18是第10实施例的选择装置的方框图。

图19是第11实施例的选择装置的方框图。

图20是第12实施例的选择装置的方框图。

图21是第13实施例的选择装置的方框图。

图22是第14实施例的选择装置的方框图。

图23是第15实施例的选择装置的方框图。

图24是第16实施例的选择装置的方框图。

图25是第17实施例的选择装置的方框图。

图中：13为选择器，14、141—14n为积分器，211—21n为开关，

      221—22n为电流元，25为D/A转换器，28为高频颤动信

      号发生器，30为D/A转换器。

图1表示本发明第1实施例的选择装置的框图，图2表示图1 选择装置的选择器。图1选择装置如图3所示，与电流元连接。

如图1所示，选择装置由接在输入端11和输出端12之间的选 择器13和接至该选择器13的输出端的2级积分器，即第1积分器 141及第2积分器142所构成。2级积分器141、142的输出端连接在 选择器13的控制端上。选择器13根据输入按第1积分器141和第2 积分器142的线性和为小的顺序输出所选选择信号。此选择信号是 从可选择的对象中，只选择对应输入数的选择对象(即选择电流元) 的信号，积分器141及142将上述选择信号进行积分。

也就是说，如图2所示，积分器141及142的输出端子分别接至 选择器13的乘法器16及17上。这些乘法器将积分器141及142的 积分输出与预定系数作乘法运算。乘法器16及17的输出经加法器 18相加，加法输出通过比较器19对应输入而互相比较，检出大小关 系。选择器20将在比较器19中获得的小值的相加输出选择出来，作 为选择信号输出。

来自选择器13的选择器20的选择信号有选择地开闭图3所示 电流元电路的开关211—21n，并有选择地与电流元221—22n结合。

这样，即使在各电流元有误差情况下，也能减少电流元整体输出 的误差。而且，不必像以往动态元件配合法那样要在转换时间为 1/2nDA下进行各单元的选择，对器件不要求高速工作。

在本实施例中，用电流元作为选择对象，本发明一般来说对于叠 加有误差的值而获得输出的装置都有效。例如，能运用于图4所示那 样的电容器阵列。根据本实施例，以钟脉冲CK1闭合开关SW11— SW1n，电容器C11—C1n被充电。以钟脉冲CK2闭合所选开关，例如 闭合开关SW21，将所选电容器C11接至输出方，传送对应电容器C2 的电荷，获得输出。此电容器C11—C1n的选择中，若用本发明的选择 装置构成D/A转换器，则电容器即使有误差，也能减少其影响。

下面，参见图5，以本发明的选择装置具体例子作为第2实施例 进行说明。在该实施例中，用以Z-1表示的延迟器件及加法器构成积 分器141及142，积分器142的输出输入至选择器13。

其中，选择器13的输出即选择信号，由图6所示的多个信号构 成，各信号可取0、1二个值。若信号为1，则选择对应的电流元，若为 0，则不选择。而且，安排积分器141及142分别对该选择信号的各个 信号进行积分。从而，也可以考虑让多个积分器并列连接。

在此，图3所示电流元的电流Ii可用下式(4)和(5)表示。

Ii＝Iav(1＋εi)                           (4) $I_{\mathrm{av}}=\frac{1}{n}\underset{i=1}{\overset{n}{\Sigma }}{I}_i------\left(5\right)$

并且，表示时刻K的选择信号的矢量可用下式(6)表示：

X(k)＝[x1(k)x2(k)…xi(k)…xn(k)]T，        (6)

设定输入信号为U(k)，U(k)取0至n的整数值。

选择器13的动作是要实现以积分器141及142的输出In(k)的 值为小的顺序输入，只对应输入的数，将选择信号设定为1。

X(k)表示选择的电流元，电流输出Iout可用下式(7)和(8)求得。

Iout(k)＝                       (7)

C＝[Iav(1＋ε1)Iav(1＋ε2)

        …Iav(1＋εi)…Iav(1＋εn)]     (8)

式中，<·，·>表示矢量的内积

其中，如上所述，X是表示电流元选择的矢量，如(7)式所示，实 际输出的电流中包括误差Iouterr，该误差可用下式(9)和(10)表示。

Iouterr(k)＝                 (9)

Cerr＝[Iavε1 Iavε2…Iavεi…Iavεn]    (10)

从而，X(k)也决定了输出所含误差。而且，由(4)式、(5)式得出 下式(11)。 $\underset{i=1}{\overset{n}{\Sigma }}{ϵ}_i=0--------\left(11\right)$

因此，说选择器13的工作是要达到以积分器141及142的输出 In(k)之值为小的顺序，只将对应输入数选择信号设定为1，也可等同 地说成是只用输入数要素来选择In(K)矢量和离逆向矢量最近的矢 量X(k)。

用下式(12)表示此时的误差矢量。

Q(k)＝In(k)＋X(k)＝[q1(k)q2(k)…qi(k)…qn(k)]T

                                            (12)

此情况下，若将转换写为Q(Z)，有关本实施例误差的等效电路 就能用如图7所示那样来表示。

用下式(13)可求出该等效电流中自误差Q至X的传递函数 若α1＝1、α2＝1，则下式(14)成立。

X(z)＝(1-z-1)2Q(z)                               (14)

由此可见，Q(Z)乘上噪声整形项(1—Z-1)2，受到二阶的整形。图 8表示该输出中误差信号的仿真结果，由此图可知，在低频区域中误 差受到抑制。

实际的输出，可以将图3所示输出I0作为电流输出，或者通过 电流-电压变换获得电压输出。

如上所述，利用本实施例，能在DC附近大幅度地减少各电流元 误差的影响，即使器件存在散布的场合，也能构成高精度的D/A转 换器。又因不需要高精度的工艺处理，所以能谋求成本的降低。

以下，参见图9说明第3实施例。此实施例中用一个积分器14 以简化构成。因噪声整形(ノイズシェ—ピング)特性为一阶较平坦， 故对于附加抽样(over sampling)比取得不太大时很有效。而且，还 能缓和后置滤波器的特性。

此外，用α2能设定以整形抑制噪声的频率。例如：设α2＝－1， 就能设定为1/2抽样频率。

图10表示第4实施例，根据该实施例，连接有三个积分器141、 142及143，因此实现了三阶的整形特性。通过设定高阶的整形特性， 能进一步减少DC附近的噪声，可高精度转换。

有关此时误差的传递特性，可用下式(15)表示。 X(z)＝ $\frac{{(1-z^{-1})}^3}{(a_3-1)z^{-3}+(-a_2-2a_3+3)z^{-2}+(a_1+a_2+a_3-3)z^{-1}+1}Q\left(z\right)$ (15)

在此，一般在三阶以上的△-∑调制器中，因上述传递函数的极 置于原点时工作不稳定，必须将极置于单位圆内侧的稳定点上。

同样，还能实现更高阶的整形特性。图11示出了n阶情况下的 第5实施例。据此实施例，可设置n阶积分器14l—14n。这样，通过提 高阶数，能进一步提高精度。

接着，参见图12说明用n阶情况下的其它构成法时的第6实施 例。

此实施例中，数字滤波器15接在选择信号输出端12和选择器 13的控制端之间。该数字滤波器15由以下电路构成：输入选择信号 的多个延迟电路DL1—DLn、分别连接上述多个延迟电路并连至选 择器13的多个系数电路α1—αn以及分别连接延迟电路DLl—DLn 并且接至选择信号输出端12的多个系数电路β1—βn。

通过这样的结构，能把噪声传递特性的零点和极配置于任意点。 从而，不仅能减少DC附近的误差，还能减少高频中的误差。例如：四 阶情况下，设定2个零点于原点，设定2个零点于fs/m，并且设图中 虚线所示部分的由Fin至Fout的传递函数为F(z)＝〔Z(z)〕/〔P(z)〕 时，可以下式(16)所示决定βi。 $P\left(z\right)={(1-z^{-1})}^2(1-2\cos \left(\frac{\pi }{m}\right)z^{-1}+z^{-2})-----\left(16\right)$

此时，以αi进行极的设定。利用这种方式，还能直接转换如超外 差式中的中频信号那样的带通信号。

图13示出了在二阶情况下将零点置于fs/4使精度提高的实施 例。在该实施例中，数字滤波器15的系数设定成：α1＝0、α2＝－1、α3 ＝0、β1＝0、β2＝2。此外，此时误差的频率特性的仿真结果示于图14。 由此仿真结果可知：通过噪声整形能减少fs/4附近的误差成份。

图15示出了采用本发明的发送器的实施例。依据该实施例，输 入数字信号经采用本发明的D/A转换器25，转换成模拟信号，又通 过滤波器26使不需要的信号衰减，转换频率后，经放大器27进行放 大获得输出。

这里，输入数字信号采用经必要调制的IF信号。因此，就不需要 高精度的模拟调制器。通过用本发明的选择装置的D/A转换器25， 能实现高精度的数字—模拟转换，能获得高精度的IF信号。从而，能 容易地构成高精度发送器。

在IF频率较低的情况下，通过以数字调制直接改变载频信号， 也可省去变频器。

下面，参见图16说明将高频颤动信号用于本发明的第7实施 例。

上述实施例中存在这样的缺点，即把DC信号提供至输入信号 时，电流元的选择变成周期性的，噪声成分集中于特定频率处。

在本实施例中，用加法器29在输入信号上加上高频颤动信号发 生器28的高频颤动信号，因此，即使DC输入时也给输入带来变化， 减少噪声成分的集中。加上去的高频颤动信号通过D/A转换器30， 经输出一侧的加法器31进行减法运算而去除。另外，在将输出信号 接至低通滤波器、获得最终输出的情况下，也能通过将高频颤动信号 频率设定为比低通滤波器截止频率更高的频率，而去除它。

接着，参见图17说明将本发明用于△-∑调制式D/A转换器的 内部D/A转换器时的第8实施例。

根据该实施例，具有积分器311和312、量化器32、系数器331和 332以及延迟电路34的反馈电路连接于D/A转换器35上。该D/A 转换器35上设有本发明的选择装置。

作为△-∑调制式D/A转换器的内部D/A变换器，多数场合采 用理论上不产生相对误差的1位转换器。这种情况下若采用本发明 的选择装置的D/A转换器，则不用说相对误差，还能减少绝对误差。 如上所述，一般产生的基准电压、电流中含有误差。此误差以真值为 中心分布，当其平均为0时，也能减少其绝对精度的误差。

还有，把多比特型转换器用于△-∑调制式D/A转换器的内部 A/D及D/A变换器时，能使A/D及D/A的数据长度每加长1比 特，就改善6dB的S/N(信噪比)。但是，内部D/A转换器产生的噪 音就这样直接出现在输出中。多位型转换器用于以往的内部D/A转 换器时，存在这样的缺点，即由于内部D/A转换器的转换精度一般 低于作为目标的转换精度，整体的转换精度就由该内部D/A转换器 的精度所决定，不能实现高转换精度。另外，为了实现高转换精度，就 必须进行微调等，随之成本也就提高。

若将采用本发明的选择装置的D/A转换器用于△-∑调制式 D/A转换器的内部D/A转换器时，则能在DC附近大幅度减少对构 成电流元等内部D/A转换器的器件的精度影响。因此，用本发明时， 即使采用降低器件精度的工艺过程等，也能谋求整体转换精度的提 高。

还有，一般来说，三阶以上的△-∑调制器不稳定，但将多位型转 换器用于内部A/D及D/A转换器时，能使其稳定工作。若能提高 △-∑调制器的阶数，就能降低附加抽样率，也就不必使用高速器件。 此外，在相同的附加抽样率下使其工作时，还能实现更高精度的变 换。

这里，若将带通型转换器用于上述△-∑调制器及本发明的选择 装置中，还能实现带通式的、即，使任意频率上的转换精度提高的D/ A转换器。作为其一例，在图18所示的带通式△-∑调制器的内部 D/A转换器中，采用图13所示的带通式选择装置的D/A转换器。 而图18所示的实施例是将零点置于fs/4，使fs/4处精度提高。

图18的实施例中，来自延迟电路341和342的节点的延迟信号， 经反相电路37反相后，输入至量化电路32，被量化。

图17所示的实施例中，选择装置的输入，即内部D/A转换器 35的输入成为△-∑调制器的输出。因此，即使输入信号上加上DC 时，选择装置的输入也变成接受△-∑调制的信号。此外，若使△-∑ 调制器的D/A转换器为多位型，则能降低调制器本身的噪声成分的 集中。因此，将DC信号直接输入至本发明的选择装置时，虽存在特 定频率上噪音成分集中的缺点，但本实施例中，能减轻其影响。

下面，参见图19说明将本发明用于串级式△-∑调制D/A转换 器的内部D/A转换器时的第9实施例。

串级式△-∑调制器是通过串接包含积分器14的△-∑调制器而 实现高阶的调制器，即使在构成三阶以上的调制器中也能达到稳定， 亦称MASH型。

MASH的缺点是即使各个△-∑调制器的输出为1位时，最终 输出也为多位，这就需要多位的D/A转换器。调制器整体性能受该 多位D/A转换器性能的限制，以往该D/A转换器是采用PWM等 来实现。而用PWM时，必须用D/A转换时间几分之一时间的脉冲， 这就必需要有非常高的钟频。因此，要实现高转换精度，就需要高速 器件，而且电力损耗也很大。

若采用本发明的选择装置的D/A转换器作为上述MASH型 D/A转换器的内部转换器，则就不需要高速时钟脉冲就能实现高精 度的转换。而且，还能降低钟频，减少电力损耗。

本实施例中所表示的情况是串接的各个△-∑调制器的积分器 为一个，即为一阶调制器，但也可以做成连接有n个积分器的n阶型 的调制器。

以下，参见图20说明将本发明用于△-∑调制式A/D转换器的 内部D/A转换器时的第10实施例。

在△-∑D/A转换器的内部A/D及D/A转换器中采用多位型 情况下，将A/D及D/A转换器的数据长度每加长1位，就能使S/N (信噪比)改善6dB。但是，内部D/A转换器产生的噪声直接在输出 中出现。以往，将多位型的用于内部D/A转换器时，存在这样的缺 点，即内部D/A转换器的转换精度一般比作为目标的转换精度低， 因此，整体转换精度由该内部D/A转换器的精度所决定，不能实现 高转换精度。还有，要实现高转换精度，就必须进行微调等，随之成本 会提高。

若在△-∑调制式D/A转换器的内部D/A转换器中，采用使用 本发明的选择装置的D/A转换器，则能在DC附近大幅度减轻对构 成电流元等的内部D/A转换器的器件的精度影响。因此，在采用本 发明的情况下，即使使用的器件工艺过程精度较差的话，也能谋求整 体转换精度的提高。

一般来说，三阶以上的△-∑调制器工作会不稳定，在内部A/D 及D/A转换器中，使用多位型的转换器时，能使工作稳定。若能提高 △-∑调制器的阶数，就能降低附加抽样率，也就不必使用高速器件。 而且，让以相同的附加抽样率工作时，还能实现高精度转换。

图20所示的内部D/A转换器36的输出，分别连接于积分器 311、312的输入。在△-∑调制器中，因为D/A转换器36的误差影 响，是初级为最大，因此，若将采用本发明的选择装置的D/A转换器 即使只用于初级的D/A转换，也能获得很大效果。

以上，就DC处具有零点的△-∑调制器进行了说明，但若将带 通式的用在上述△-∑调制器及本发明的选择装置中，则能实现带通 型的D/A转换器，即能实现使任意频率处的转换精度提高的D/A 转换器。

作为其一例，图21示出了将零点置于fs/4，使fs/4处精度提高 的实施例。在图21所示的带通型△-∑调制器的内部D/A中，采用 了使用图13所示的带通式选择装置的D/A转换器36。

图20所示实施例中，选择装置的输入，即内部D/A转换器的输 入为△-∑调制器的输出。因此，即使将DC提供输入信号，选择装置 的输入也会成为受到△-∑调制的信号。再者，若将△-∑调制器的D/ A转换器作成多位型，则能减轻调制器本身噪声成分的集中。因此， 虽然将DC信号直接输入至本发明的选择装置时，存在特定频率处 噪声成分集中的缺点，但在本实施例情况下，能减轻其影响。

下面，参见图22说明将本发明用于串级型△-∑调制A/D转换 器的内部D/A转换器的第11实施例。

串级式△-∑调制器是通过将△-∑调制器串接而实现的高阶调 制器，即使当构成三阶以上的调制器时，也能稳定地工作，亦称 MASH型。

MASH的缺点是：为了数字化式地消除各△-∑调制器中混入 的量化噪声，各△-∑调制器的传递特性与理论值之差成为对消误差 (キャンセルエラ—)而直接表现出来，因此，对器件精度方面的要求 很严。

对此，若在各级中使用多位的内部A/D及D/A转换器，就能使 量化噪声自身减少，能减轻上述消除器的影响。

因此，若采用使用本发明选择装置的D/A转换器，则能在DC 附近大幅度地减轻对于构成电流元等的内部D/A转换器的器件的 精度影响，从而，能实现高精度转换器。

在此，上述对消误差的影响，在第2级以后能通过噪声整形减 小，所以此影响比初级小。因此，即使只在初级中使用本发明的内部 D/A转换器情况下，也能获得很好效果。

再参见图23说明第12实施例。

作为减少初级中对消误差的方法，有将初级的△-∑调制器做成 二阶以上的方法。例如二阶的情况下，初级中的传递特性与理论值之 差给予对消误差的影响，受到1次噪声整形。从而，能减轻对器件精 度的影响。

若再在其中采用使用本发明的选择装置的D/A转换器，则能在 DC附近大幅度地减少对于构成电流元等的内部D/A转换器的器 件的精度影响，所以能构成更高精度转换器。

图24示出了将本发明用于调幅器的第13实施例。

在该实施例中，将载波发生器OSC的输出端接至并联连接的晶 体管TR1—TRn的各基极端，从接于集电极端子的电阻R上获得输 出电压。在电阻R与晶体管TR1—TRn的集电极之间插入开关 SW1—SWn，通过根据开关信号输入进行控制，使载波振幅可变，获 得调幅输出。在该开关控制中，通过使用本发明的选择装置，能缓和 由各晶体管和开关等不完善性所引起的误差影响，从而能实现高精 度调制器。

还有，在载波中使用方波时，晶体管作为开关而工作，因此，仅用 开关就能构成调制器，能使晶体管非线性引起的影响抑制在最小限 度，能构成更高精度调制器。

再参见图25说明将本发明用于扬声器系统的第14实施例。

配置多个扬声器SP，将各扬声器SP分别替换第8实施例所示 的D/A转换器而进行连接，使第8实施例的输入信号转换成声音信 号。根据D/A转换器的输入信号，用本发明的选择装置选择扬声器 SP，并用0、1或者－1信号去驱动它。由此，仅用开关就能驱动扬声 器。从而，能减少以往用模拟放大器驱动时，因放大器性能而引进的 劣化。

如上所述，利用本发明能减小模拟器件精度对转换精度的影响， 不用提高工作速度就能实现高精度转换。又，因对器件精度要求不 高，不需要昂贵的工艺处理和微调等，从而能降低成本、实现小型化， 而且因工作速度降低而谋求低电耗。