Incremental redundancy transmission in Mimo communication system

３５Ｕ． Ｓ． Ｃ． １１９に基づく優先権の主張本出願は、参照することによりその全体が組み込まれる、２００３年９月９日に出願された米国仮出願シリアル番号第６０／５０１，７７７および２００３年１２月１９日に出願された米国仮出願シリアル番号第６０／５３１，３９１の優先権を主張する。

この発明は一般に、通信に関し、特に、多重入力多重出力（ＭＩＭＯ）通信システムにおいてデータを送信するための技術に関する。

ＭＩＭＯシステムはデータ送信のために複数の（ＮＴ）送信アンテナおよび複数の（ＮＲ）受信アンテナを使用し、（Ｎ _T 、Ｎ _R ）システムとして表示される。 ＮＴ送信およびＮＲ受信アンテナによって形成されたＭＩＭＯチャネルは、Ｎ _Sの空間チャネルに分解してもよい。 但し、Ｎｓ≦ｍｉｎ｛Ｎ _T ，Ｎ _R ）である。 Ｎ _Sの空間チャネルが複数の送信および受信アンテナにより作られ、受信アンテナがデータ送信のために使用されるなら、ＭＩＭＯシステムは、増加した送信能力を提供することができる。

ＭＩＭＯシステムでの主な課題は、チャネル条件に基づいてデータ送信のための適切なレートを選択することである。 「レート」は、特定のデータレートまたは情報ビットレート、特定のコーディングスキーム、特定の変調スキーム、特定のデータパケットサイズ等を示してもよい。 レート選択の目的は、特定のパケットエラーレート（例えば、１％ＰＥＲ）により定量化してもよい、ある品質目標を満足しながら、ＮＳの空間チャネル上のスループットを最大化することである。

ＭＩＭＯチャネルの送信容量は、Ｎ _Sの空間チャネルにより得られる信号対雑音および干渉比（ＳＮＲｓ）に依存する。 ＳＮＲは、チャネル条件に順番に依存する。 １つの一般的なＭＩＭＯシステムにおいて、送信機は、静的ＭＩＭＯチャネルのモデルに基づいて選択されるレートに従ってデータを符号化し、変調し、送信する。 モデルが正確であり、かつＭＩＭＯチャネルが相対的に静的（すなわち、時間に対して変化しない）なら、良好な性能を得ることができる。 他の従来のＭＩＭＯシステムにおいて、受信機はＭＩＭＯチャネルを推定し、チャネル推定に基づいた適切なレートを選択し、送信器へ選択されたレートを送る。 次に、送信機は選択されたレートに従ってデータを処理し送信する。 このシステムの性能は、ＭＩＭＯチャネルの性質およびチャネル推定の精度に依存する。

上述した両方の従来のＭＩＭＯシステムの場合、送信機は典型的にそのデータパケットのために選択されたレートで各データパケットを処理し送信する。 受信機は、送信器によって送信された各データパケットをデコードし、パケットが正しくあるいはエラーでデコードされたかどうかを決定する。 パケットが正しくデコードされるなら受信機は、アクノレジメント（ＡＣＫ）を返送してもよく、またはパケットがエラーでデコードされるなら、否定応答（ＮＡＫ）を返送してもよい。 送信器は、そのパケットに対して受信機からＮＡＫを受信すると、その全体において、受信機によりエラーでデコードされた各データパケットを再送信してもよい。

上述した両方のＭＩＭＯシステムの性能は、レート選択の精度に高度に依存する。 データパケットのための選択されたレートがあまりにも控えめなら（例えば、実際のＳＮＲはＳＮＲ推定値よりはるかに良いので）、データパケットを送信するために過度のシステムリソースが消費され、チャネル容量は十分に利用されない。 反対に、データパケットのための選択されたレートがあまりにも積極的なら、パケットは受信機によりエラーでデコードされるかもしれず、システムリソースは、データパケットを再送信するために消費されるかもしれない。 ＭＩＭＯシステムのためのレート選択は、（１）ＭＩＭＯチャネルのためのチャネル推定におけるより大きな複雑さおよび（２）ＭＩＭＯチャネルの複数の空間チャネルの時間変化する独立した性質のために手腕を問われている。

それゆえ、ＭＩＭＯシステムにおいてデータを効率的に送信し、良好な性能を得るために正確なレート選択を必要としないための技術のための技術的必要性がある。

発明の概要

技術は、ＭＩＭＯシステムでのインクリメンタルな冗長度（ＩＲ）送信を行なうためにここに提供される。 最初に、ＭＩＭＯシステムにおける受信機あるいは送信機はＭＩＭＯチャネルを推定し、ＭＩＭＯチャネル上のデータ送信に適切なレートを選択する。 受信機がレート選択を実行するなら、送信機には選択されたレートが供給される。

送信機は、選択されたレートに基づいてデータパケットを処理し（例えば、符号化し、分割し、インターリーブし、変調する）、データパケットのための複数（Ｎ _B ）のデータシンボルブロックを得る。 第１のデータシンボルブロックは、好ましいチャネル条件下で、受信機がデータパケットをリカバーすることを可能にするために十分な情報を典型的に含む。 残りのデータシンボルブロックの各々は、それほど好ましくないチャネル条件下で、受信機がデータパケットをリカバー可能にするためにさらなる冗長度を含む。

送信機は、第１のデータシンボルブロックをＮ _Tの送信アンテナから受信機におけるＮRの受信アンテナに送信する。 その後送信機は、データパケットが受信機により正しくリカバーされるまで、またはＮ _Bブロックのすべてが送信されるまで、一度に１つのブロックの割合で、Ｎ _Bデータシンボルブロックの残りのブロックを送信する。

Ｎ _Pのデータパケットのための複数（Ｎ _P ）のデータシンボルブロックがＮ _Tの送信アンテナから同時に送信されるなら、送信機は、Ｎ _Pのデータパケットが類似のチャネル条件を経験するようにこれらのＮ _Pのデータシンボルブロックをさらに処理する。

これは、ＭＩＭＯチャネルを介して同時に送信されるすべてのデータパケットに単一のレートが使用されることを可能にする。

受信機は、送信機により送信される各データシンボルブロックのための受信されたシンボルブロックを得る。 受信機は、各受信されたシンボルブロックを「検出」し、対応するデータシンボルブロックの推定値である、検出されたシンボルブロックを得る。

次に、受信機は、データパケットに対して得られるすべての検出されたシンボルブロックを処理し（例えば、復調し、デインターリーブし、再アセンブルし、およびデコードする）、デコードされたパケットを供給する。 受信機は、デコードされたパケットが正しくデコードされたならＡＣＫを返送してもよく、デコードされたパケットがエラーなら、ＮＡＫを返送してもよい。 デコードされたパケットがエラーなら、送信機により送信される別のデータシンボルブロックに対して別の受信されたシンボルブロックが得られるとき、受信機は処理を反復する。

また、受信機は、反復検出およびデコーディング（ＩＤＤ）スキームを用いてデータパケットをリカバーしてもよい。 ＩＤＤスキームの場合、データパケットに対して新しい受信されたシンボルブロックが得られるときはいつでも、すべての受信されたシンボルブロックに関して検出とデコーディングが複数（Ｎ _dd ）回反復的に実行され、デコードされたパケットを得る。 検出器はすべての受信されるシンボルブロックに対して検出を実行し、検出されたシンボルブロックを提供する。 デコーダーはすべての検出されたシンボルブロックに対してデコーディングを実行し、次の反復において検出器により使用される演繹的情報をデコーダーに供給する。 デコードされたパケットは最後の反復のためにデコーダー出力に基づいて生成される。

この発明の種々の観点および実施形態は、以下にさらに詳細に記載される。

本発明の特徴、性質及び利点は、類似による参照文字が相応して、全体で特定する図面と関連して解釈されるときに後述される詳細な説明からさらに明らかになるであろう。

ここで使用される「例示」という用語は、「例、インスタンス、または例証」として機能することを意味する。 「例示」としてここに記載される任意の実施形態または設計は、他の実施形態または設計に対して好適である、または利点があるとして必ずしも解釈されるべきでない。

Ｎ _Sの空間チャネルを有したＭＩＭＯシステムの場合、Ｎ _pのデータパケットは、Ｎ _Tの送信アンテナから同時に送信してもよい。 但し、１≦Ｎ _p ≦Ｎ _sである。 Ｎ _pの値にかかわらず、単一のレートをすべての同時に送信されたデータパケットに対して使用してもよい。 単一レートの使用は、ＭＩＭＯシステムにおける送信機と受信機の両方における処理を簡単化することができる。

図１は、ＩＲ送信を実施するＭＩＭＯシステム１００における送信機１１０と受信機１５０のブロック図を示す。 送信機１１０において、ＴＸデータプロセッサー１２０は、データソース１１２からデータパケットを受信する。 ＴＸデータプロセッサー１２０は、そのパケットのために選択されたレートに従って各データパケットを処理し（例えば、フォーマット化し、符号化し、分割し、インターリーブし、および変調する）パケットのためのデータシンボルのＮBブロックを得る。 但しＮ _B ＞１であり、選択されたレートに依存していてもよい。 各データパケットのための選択されたレートは、コントローラー１４０により供給される種々の制御により示される、そのパケットのためのデータレート、コーディングスキームまたはコーディングレート、変調スキーム、パケットサイズ、データシンボルブロック数、等を示してもよい。 ＩＲ送信の場合、各データパケットのためのＮ _Bのデータシンボルブロックは、パケットが受信機１５０により正しくデコードされるまでまたはすべてのＮ _Bのデータシンボルブロックが送信されるまで、一度に１つのブロックの割合で送信される。

ＴＸ空間プロセッサー１３０は、データシンボルブロックを受信し、１つのタイムスロット（または単に「スロット」）においてＮTの送信アンテナから各データシンボルブロックを送信するための必要な処理を実行する。 スロットはＭＩＭＯシステム１００のための所定の時間期間である。 以下に記載されるように、ＴＸ空間プロセッサー１３０は、デマルチプレクシング、空間処理等を実行してもよい。 スロット毎に、ＴＸ空間プロセッサー１３０は、１つのデータシンボルブロックを処理し、必要に応じてパイロットシンボルに多重化し、送信シンボルのＮ _Tのシーケンスを送信機ユニット（ＴＭＴＲ）１３２に供給する。 各送信シンボルはデータシンボルのためであってもよいし、パイロットシンボルのためであってもよい。

送信機ユニット１３２は、ＮTの送信シンボルシーケンスを受信して条件付けし（例えば、アナログに変換し、周波数変換し、フィルターし、および増幅する）、Ｎ _Tの変調信号を得る。 次に、各変調された信号は、それぞれの（図１に示していない）送信アンテナから送信され、ＭＩＭＯチャネルを介して受信機１５０に供給される。 ＭＩＭＯチャネルは、 Ｈのチャネル応答を備えたＮ _Tの送信された信号を歪ませ、他の送信器からの付加白色ガウス雑音および恐らく干渉を備えた送信された信号をさらに劣化させる。

受信機１５０において、Ｎ _Tの送信された信号は、（図１に示していない）Ｎ _Rの受信アンテナの各々により受信され、Ｎ _Rの受信アンテナからのＮ _Rの受信された信号は、受信機ユニット（ＲＣＶＲ）１５４に供給される。 受信機ユニット１５４は、各受信信号を条件付けし、デジタル化し、前処理し、スロット毎に受信されたシンボルのシーケンスを得る。 受信機ユニット１５４は、Ｎ _Rの受信された（データのための）シンボルシーケンスをＲＸ空間プロセッサー１６０に供給し、（パイロットのための）受信されたパイロットシンボルをチャネル推定器１７２に供給する。 ＲＸ空間プロセッサー１６０は、各スロットのためのＮ _Rの受信されたシンボルシーケンスを処理し（例えば、検出し多重化する）、検出されたシンボルブロックを得る。 これは、そのスロットに対して送信機１１０により送信されたデータシンボルブロックの推定値である。

ＲＸデータプロセッサー１７０は、リカバーされる（すなわち、「現在の」パケット）データパケットのために受信されたすべての検出されたシンボルブロックを受信し、選択されたレートに従って、これらの検出されたシンボルブロックを処理し（例えば、復調し、デインターリーブし、再アセンブルし、およびデコードする）、および送信機１１０により送信されるデータパケットの推定値であるデコードされたパケットを供給する。 また、ＲＸデータプロセッサー１７０は、パケットが正しくデコードされたかまたはエラーでデコードされたかを示すデコードされたパケットのステータスを供給する。

チャネル推定器１７２は、受信されたパイロットシンボルおよび／または受信されたデータシンボルを処理し、ＭＩＭＯチャネルのためのチャネル推定値（例えば、チャネル利得推定値およびＳＮＲ推定値）を得る。 レートセレクター１７４はチャネル推定値を受信し、受信機に送信される次のデータパケットのためのレートを選択する。 コントローラー１８０はレートセレクター１７４から選択されたレートおよびＲＸデータプロセッサー１７０からのパケットステータスを受信し、送信機１１０のためのフィードバック情報をアセンブルする。 フィードバック情報は、次のパケットのための選択されたレート、現在のパケットのためのＡＣＫまたはＮＡＫ等を含んでいてもよい。 フィードバック情報は、ＴＸデータ／空間プロセッサー１９０により処理され、さらに送信機ユニット１９２により条件付けされ、フィードバックチャネルを介して送信機１１０に送信される。

送信機１１０において、受信機１５０により送信される信号（複数の場合もある）は、受信機ユニット１４６により受信され条件付けされ、さらにＲＸ空間／データプロセッサー１４８により処理され、受信機１５０により送信されたフィードバック情報をリカバーする。 コントローラー１４０は、リカバーされたフィードバック情報を受信し、選択されたレートを使用して受信機１５０に送信される次のデータパケットを処理し、ＡＣＫ／ＮＡＫを用いて現在のパケットのＩＲ送信を制御する。

コントローラー１４０および１８０は、それぞれ送信機１１０および受信機１５０における動作を指示する。 メモリユニット１４２および１８２は、それぞれコントローラー１４０および１８０によって使用されるプログラムコードおよびデータのための記憶装置を提供する。 メモリユニット１４２および１８２は、図１に示すようにコントローラー１４０内部にあってもよいし、これらのコントローラーの外部にあってもよい。 図１に示される処理装置は、以下に詳細に記載される。

図２は、ＭＩＭＯシステムにおいてＩＲ送信を送信しおよび受信するプロセス２００のフロー図を示す。 最初に、受信機は、送信機から受信したパイロットおよび／またはデータシンボルに基づいてＭＩＭＯチャネルを推定する（ステップ２１０）。 受信機は、チャネル推定値に基づいてＭＩＭＯチャネル上のデータ送信のための単一レートを選択し、送信機に選択されたレートを送信する（ステップ２１２）。 送信機は選択されたレートを受信し、選択されたレートに従ってデータパケットを符号化し、符号化されたパケットを得る（ステップ２２０）。 次に、送信機は、符号化されたパケットをＮ _Bのサブパケットに分割する。 この場合、Ｎ _Bはまた選択されたレートにより決定してもよく、さらに各サブパケットを処理して対応するデータシンボルブロックを得てもよい（ステップ２２０）。 送信機は、すべてのＮ _Bのデータシンボルブロックが送信されるまでまたはＡＣＫがデータパケットに対して受信機から受信されるまでＮ _Tの送信アンテナから一度に１つのデータシンボルブロックを送信する（ステップ２２２）。

受信機は、Ｎ _Rの受信アンテナを介して各送信されたデータシンボルブロックを受信する（ステップ２３０）。 新しいデータシンボルブロックが受信される場合は常に、受信機は、データパケットのために受信されたすべてのデータシンボルブロックを検出しデコードする（ステップ２３２）。 また、受信機は、パケットが正しく（良好に）デコードされるかどうかまたはエラーで（消去）されるかどうかを決定するためにデコードされたパケットをチェックする（ステップ２３２）。 デコードされたパケットが消去される場合、受信機はＮＡＫを送信機に返送することができる。 送信機はこのフィードバックを用いてデータパケットのための次のデータシンボルブロックの送信を開始する。 あるいは、ＡＣＫが受信機から受信されるまで、送信は一度に１つのデータシンボルブロックを送ることができる。 受信機はＮＡＫｓを返送してもよいし、しなくてもよい。 パケットが正しくデコードされる場合、あるいはＮBのデータシンボルブロックがすべてパケットに対して受信された場合、受信機は、データパケットのための処理を終了する（ステップ２３４）。

図２は、ＭＩＭＯシステムにおけるＩＲ送信のための特定の実施形態を示す。 ＩＲ送信は他の方法で実施してもよく、この発明の範囲内である。 ＩＲ送信は、周波数分割多重（ＦＤＤ）システムおよび時分割多重（ＴＤＤ）システムの両方で実施してもよい。 ＦＤＤシステムの場合、フォワードＭＩＭＯチャネルおよびフィードバックチャネルは異なる周波数帯域を使用し、異なるチャネル条件を観察する可能性がある。 この場合、図２に示すように、受信機はフォワードＭＩＭＯチャネルを推定し、選択されたレートを返送することができる。 ＴＤＤシステムの場合、フォワードＭＩＭＯチャネルおよびフィードバックチャネルは同じ周波数帯域を共有し、類似のチャネル条件を観察する可能性がある。 この場合、送信機は、受信機により送信されたパイロットに基づいてＭＩＭＯチャネルを推定し、このチャネル推定値を用いて受信機へのデータ送信のためにレートを選択することができる。 チャネル推定およびレート選択は、受信機、送信機または両方によって行なってもよい。

図３は、ＭＩＭＯシステムにおけるＩＲ送信を図解する。 受信機はＭＩＭＯチャネルを推定し、レートｒ _１を選択し、選択したレートをスロット０において送信器に送信する。 送信器は受信機から選択されたレートを受信し、選択されたレートに従ってデータパケット（パケット１）を処理し、スロット１においてデータパケットのための最初のデータシンボルブロック（ブロック１）を送信する。 受信機は、第１のデータシンボルブロックを受信し、検出し、復号し、パケット１がエラーでデコードされ、スロット２でＮＡＫを返送することを決定する。 送信機はスロット３においてＮＡＫを受信し、パケット１のための第２のデータシンボルブロック（ブロック２）を送信する。 受信機はブロック２を受信し、最初の２つのデータシンボルブロックを検出し、デコードし、パケット１がまだエラーでデコードされていて、スロット４でＮＡＫを返送することを決定する。 ブロック送信およびＮＡＫ応答は、任意の数の回数反復してもよい。 図３に示される例において、送信機は、データシンボルブロックＮｘ−１に対してＮＡＫを受信し、スロットｍにおいてパケット１のためのデータシンボルブロックＮｘを送信する。 この場合、Ｎｘは、パケット１のためのブロックの合計数以下である。 受信機は、パケット１のために受信されたすべてのＮｘのデータシンボルブロックを受信し、検出し、デコードし、パケットが正しくデコードされていることを決定し、スロットｍ＋１においてＡＣＫを返送する。 また、受信機はＭＩＭＯチャネルを推定し、次のデータパケットのためのレートｒ２を選択し、選択されたレートをスロットｍ＋１において送信機に送信する。 送信機は、データシンボルブロックＮｘに対してＡＣＫを受信し、パケット１の送信を終了する。 また、送信機は、選択されたレートに従って、次のデータパケット（パケット２）を処理し、スロットｍ＋２においてパケット２のための第１のデータシンボルブロック（ブロック１）を送信する。 送信機と受信機における処理は、ＭＩＭＯチャネルを介して送信された各パケットのための同じ方法で継続する。

図３に示す実施形態の場合、各ブロック送信のための受信機からのＡＣＫ／ＮＡＫ応答のために１スロットの遅延がある。 チャネル利用を改良するために、複数のデータパケットはインターレースされた方法で送信されてもよい。 例えば、１つのトラフィックチャネルのためのデータパケットは、奇数のスロットで送信してもよく、別のトラフィックチャネルのためのデータパケットは、偶数スロットで送信してもよい。 ＡＣＫ／ＮＡＫ遅延が１つのスロットより長い場合、３つ以上のトラフィックチャネルはインターレースされてもよい。

１． 送信機 図４Ａは、送信器１１０内のＴＸデータプロセッサー１２０の一実施形態のブロック図を示す。 ＴＸデータプロセッサー１２０は、データパケットを受信し、選択されたレートに基づいて各パケットを処理し、パケットのためのＮBのデータシンボルブロックを供給する。 図５は、ＴＸデータプロセッサー１２０によって１つのデータパケットの処理を図解する。

ＴＸデータプロセッサー１２０内では、巡回冗長検査（ＣＲＣ）発生器４１２はデータパケットを受信し、データパケットのためのＣＲＣ値を生成し、フォーマットされたパケットを形成するためにデータパケットの終端部にＣＲＣ値を付加する。 ＣＲＣ値は、受信機により使用されパケットが正しくまたはエラーでデコードされたかどうかをチェックする。 他のエラー検出コードもＣＲＣの代わりに使用されてもよい。 次に、フォワードエラー訂正（ＦＥＣ）エンコーダー４１４は、選択されたレートによって示されたコーディングスキームまたはコードレートに従ってフォーマットされたパケットを符号化し、符号化されたパケットまたは「コードワード」を供給する。 符号化は、データ送信の信頼性を増加させる。 ＦＥＣエンコーダー４１４はブロックコード、畳み込みコード、ターボコード、他のあるコードまたはそれらの組み合わせを実施してもよい。

図４Ｂは、図４ＡのＦＥＣエンコーダー４１４のために使用してもよい並列の連結された畳み込みエンコーダー（またはターボエンコーダー）４１４ａのブロック図を示す。 ターボエンコーダー４１４ａは２つの畳み込みエンコーダー４５２ａおよび４５２ｂ、コードインターリーバー４５４、およびマルチプレクサー（ＭＵＸ）４５６を含む。 コードインターリーバー４５４は、コードインターリービングスキームに従ってフォーマットされたパケット（｛ｄ｝として表示された）内のデータビットをインターリーブする。 構成するエンコーダー４５２ａは、第１の構成するコードを用いてデータビットを受信し、符号化し、（｛ｃ _p1 ｝として示される第１のパリティビットを供給する。同様に、構成するエンコーダー４５２ｂは第２の構成するコードを用いてコードインターリーバー４５４からのインターリーブされたデータビットを受信して符号化し、（｛ｃ _p2 ｝として示される）第２のパリティビットを供給する。構成するエンコーダー４５２ａおよび４５２ｂは、それぞれＲ _１とＲ _２のコードレートを用いて２つのリカーシブシステマテッィク構成コードを実施してもよい。但し、Ｒ１はＲ２と等しくてもよいし、等しくなくてもよい。マルチプレクサー４５６は、構成するエンコーダー５２ａおよび４５２ｂからのデータビットおよびパリティビットを受信して多重化し、（｛ｃ｝として示される）コードビットのコードパケットを供給する。コード化されたパケットはデータビット｛ｄ｝を含む。このデータビットはまたシステマテッィクビットとも呼ばれ、｛ｃ _data ｝として示され、その後に第１のパリティビット｛ｃ _p1 ｝が続き、その後に第２のパリティビット｛ｃ _p2 ｝が続く。

図４Ａを参照すると、分割ユニット４１６はコード化されたパケットを受信してＮ _Bのコード化されたサブパケットに分割する。 この場合、Ｎ _Bは選択されたレートに依存していてもよいし、コントローラー１４０からの分割制御により示されてもよい。 第１のコード化されたサブパケットは典型的にはシステマティックビットおよびゼロまたはそれ以上のパリティビットのすべてを含む。 これは、受信機が、好ましいチャネル条件下で第１のコード化されたサブパケットを用いてデータパケットをリカバー可能にする。 他のＮ _B −１のコード化されたサブパケットは、残りの第１および第２のパリティビットを含む。 これらのＮ _B −１のコード化されたサブパケットの各々は典型的にいくらかの第１のパリティビットと、いくらかの第２のパリティビットを含む。 パリティビットはデータパケットの全体にわたって取られる。 例えば、Ｎ _B ＝８で、残りの第１および第２のパリティビットには、０で始まるインデックスが与えられるなら、第２のコード化されたサブパケットは、残りの第１及び第２のパリティビットのビット０，７，１４，・・・を含んでいてもよく、第３のコード化されたサブパケットは、残りの第１および第２のパリティビットのビット１，８，１５を含んでいてもよく、以下同様である。 そして８番目のおよび最後のコード化されたサブパケットは、残りの第１および第２のパリティビットのビット６，１３，２０，・・・を含んでいてもよい。 改良されたデコーディング性能は、他のＮ _B −１のコード化されたサブパケットにわたってパリティビットを拡散することにより得てもよい。

チャネルインターリーバー４２０は、分割ユニット４１６からのＮ _Bのコード化されたサブパケットを受信するＮ _Bのブロックインターリーバー４２２ａ乃至４２２ｎｂを含む。

各ブロックインターリーバー４２２は、インターリービングスキームに従ってサブパケットのためのコードビットをインターリーブ（順序付ける）し、インターリーブされたサブパケットを供給する。 インターリービングはコードビットのための時間、周波数および／または空間ダイバーシティを供給する。 マルチプレクサー４２４は、すべてのＮ _Bのブロックインターリーバー４２２ａ乃至４２２ｎｂに結合し、コントローラー１４０からＩＲ送信制御が指示されたなら、一度に１つのサブパケットの割合でＮBのインターリーブされたサブパケットを供給する。 特に、マルチプレクサー４２４は、ブロックインターリーバー４２２ａからのインターリーブされたサブパケットを最初に供給し、次にブロックインターリーバー４２２ｂからのインターリーブされたサブパケットを供給し、以下同様であり、最後に、ブロックインターリーバー４２２ｎｂからのインターリーブされたサブパケットを供給する。 ＮＡＫがデータパケットに対して受信されるなら、マルチプレクサー４２４は次のインターリーブされたサブパケットを供給する。 ＡＣＫが受信される場合は常に、すべてのＮ _Bのブロックインターリーバー４２２ａ乃至４２２ｎｂを除去することができる。

シンボルマッピングユニット４２６はチャネルインターリーバー４２０からインターリーブされたサブパケットを受信し、各サブパケット内のインターリーブされたデータを変調シンボルにマッピングする。 シンボルマッピングは、選択されたレートにより示される変調スキームに従って実行される。 シンボルマッピングは、Ｂビットのセットをグループ化してＢビットのバイナリ値を形成し、但しＢ≧１であり、および（２）各Ｂビットのバイナリ値を２ ^Bポイントを有する信号コンステレーション(constellation)にマッピングすることにより得てもよい。 信号コンステレーションは選択された変調スキームに対応する。 この変調スキームは、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、２ ^B −ＰＳＫ、２ ^B ＝ＱＡＭ等であってもよい。 ここに使用されるように、「データシンボル」はデータのための変調シンボルである。 また、「パイロットシンボル」はパイロットのための変調シンボルである。 図５に示すように、シンボルマッピングユニット４２６はコード化されたサブパケット毎にデータシンボルのブロックを供給する。

データパケット毎に、ＴＸデータプロセッサー１２０は、Ｎ _Bのデータシンボルブロックを供給する。 このデータシンボルブロックは集合的にＮ _SYMのデータシンボルを含み、

として示すことができる。 各データシンボルｓ _i 、但しｉ＝１，・・・、Ｎ _SYMはＢコードビットを以下のようにマッピングすることにより得られる。

ここに記載されるＩＲ送信技術は、データ送信のために１つのキャリアを利用する単一キャリアＭＩＭＯシステムおよびデータ送信のために複数のキャリアを利用するマルチキャリアＭＩＭＯシステムにおいて実施してもよい。 複数のキャリアは、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）、他のマルチキャリア変調技術、またはその他の構成により提供されてもよい。 ＯＦＤＭは全体のシステム帯域幅を複数（Ｎ _F ）の直交サブバンドに分割する。 直交サブバンドはまた、一般にトーン、ビン、または周波数チャネルと呼ばれる。 ＯＦＤＭを用いて、各サブバンドは、データで変調してもよいそれぞれのキャリアに関連する。

送信機１１０内のＴＸ空間プロセッサー１３０および送信機ユニット１３２によって行なわれた処理は、１つあるいは複数のデータパケットが同時に送信され、１つあるいは複数のキャリアがデータ送信に使用されるかどうかに依存する。 これらの２つのユニットのいくつかの例示設計が以下に記載される。 簡単にするために、以下の記載はＮ _S ＝Ｎ _T ≦Ｎ _Rの場合のフルランクのＭＩＭＯチャネルを仮定する。 この場合、１つの変調シンボルは各シンボル期間に各サブバンドのためのＮ _Tの送信アンテナの各々から送信してもよい。

図６Ａは、ＴＸ空間プロセッサー１３０ａ、および単一キャリアのＭＩＭＯシステムにおいて一度に１つのパケットのＩＲ送信に使用してもよい送信機ユニット１３２ａのブロック図を示す。 ＴＸ空間プロセッサー１３０ａは、データシンボルブロックを受信し、Ｎ _Tの送信アンテナのためのＮ _Tのサブブロックにデータシンボルを逆多重化するマルチプレクサー／デマルチプレクサー（ＭＵＸ／ＤＥＭＵＸ）６１０を含んでいる。 マルチプレクサー／デマルチプレクサー６１０は、またパイロットシンボルにおいて（例えば、時分割多重化（ＴＤＭ）の方法で）多重化し、Ｎ _Tの送信アンテナのためのＮ _Tの送信シンボルシーケンスを供給する。 各送信シンボルシーケンスは、１つのスロット内の１つの送信アンテナからの送信のために指示される。 各送信シンボルはデータシンボルまたはパイロットシンボルのためのものであってもよい。

送信器ユニット１３２ａはＮ _Tの送信アンテナのためのＮ _Tの ＴＸ ＲＦユニット６５２ａ乃至６５２ｔを含む。 各ＴＸ ＲＦユニット６５２は、変調された信号を生成するためにＴＸ空間プロセッサー１３０ａからそれぞれの送信シンボルシーケンスを受信し条件付ける。 ＴＸ ＲＦユニット６５２ａ乃至６５２ｔからのＮ _Tの変調された信号は、それぞれＮ _Tの送信アンテナ６７２ａ乃至６７２ｔから送信される。

図６Ｂは、ＴＸ空間プロセッサー１３０ｂと、送信機ユニット１３２ａのブロック図を示す。 送信機ユニット１３２ａは、単一キャリアのＭＩＭＯシステムにおいて同時に複数のパケットのＩＲ送信のために使用してもよい。 ＴＸ空間プロセッサー１３０ｂは、１スロットでの送信のためのＮ _pのデータシンボルブロックを受信するマトリクス乗算ユニット６２０を含む。 但し、１≦Ｎ _p ≦Ｎ _sである。 ユニット６２０は、以下のように、送信ベースマトリクスと直交マトリクスとのＮ _pブロック内のデータシンボルのマトリクス乗算を実行する。

但し、ｓは、｛Ｎ _T ×１｝データベクトルである。

は、｛Ｎ _T ×１｝の事前に条件付けされたデータベクトルである。 Ｍは、ユニタリマトリクスである｛Ｎ _T ×Ｎ _T ｝の送信ベースマトリクスである。 Λは、｛Ｎ _T ×Ｎ _T ｝の直交マトリクスである。

ベクトルｓはＮ _Tの送信アンテナのためのＮ _Tのエントリを含む。 Ｎ _Pのエントリは、Ｎ _PのブロックからのＮ _Pのデータシンボルにセットされ、残りのＮ _T −Ｎ _Pエントリはゼロにセットされる。 ベクトルｓは、１シンボル期間にＮ _Tの送信アンテナから送信されるＮ _Tの事前に条件づけされたシンボルのためのＮ _Tのエントリを含む。 送信ベースマトリクスＭは、各データシンボルブロックがすべてのＮ _Tの送信アンテナから送信することを可能にする。 これは、すべてのＮ _pのデータシンボルブロックが類似のチャネル条件を経験することを可能にし、さらに単一レートがすべてのＮ _pのデータパケットのために使用可能にする。 また、マトリクスＭは、各送信アンテナの全電力Ｐ _antがデータ送信のために利用可能にする。 マトリクスＭは、

のように定義してもよい。 但し、Ｕはウオルシュアダマールマトリクスである。 また、マトリクスＭは

のように定義してもよい。 但し、Ｖは、（ｋ，ｉ）番目のエントリが

として定義される離散型フーリエ変換（ＤＦＴ）マトリクスである。 但しｍはマトリクスＶのための行インデックスであり、ｎは、マトリクスＶのための列インデックスである。 この場合、ｍ＝１・・・Ｎ _Tであり、ｎ＝１・・・Ｎ _Tである。 直交マトリクスΛは、各送信アンテナのためのＰ _totの合計送信電力制約に一致しながら、Ｎ _pのデータシンボルブロックに異なる送信電力を割り当てるために使用されてもよい。 受信機により観察される「有効な」チャネル応答は、 Ｈ _eff ＝ ＨＭである。 この送信スキームは、２００３年２月１４日に出願された「ＭＩＭＯシステムのためのレート適応送信スキーム」(Rate Adaptive Transmission Scheme for MIMO Systems)というタイトルの同一出願人による米国仮特許出願シリアル番号１０／３６７，２３４にさらに詳細に記載されている。 マルチプレクサー６２２は、マトリクス乗算ユニット６２０からあらかじめ条件づけされたシンボルを受信し、パイロットシンボルで多重化し、Ｎ _Tの送信アンテナのためのＮ _Tの送信シンボルシーケンスを供給する。 送信器ユニット１３２ａはＮ _Tの送信シンボルシーケンスを受信し条件付けて、Ｎ _Tの変調された信号を生成する。

図６Ｃは、ＴＸ空間プロセッサー１３０ａと、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいて一度に１つのパケットのＩＲ送信のために使用してもよい送信機ユニット１３２ｂのブロック図を示す。 ＴＸ空間プロセッサー１３０ａ内では、マルチプレクサー／デマルチプレクサー６１０はデータシンボルを受信し、逆多重化し、パイロットシンボルで多重化し、Ｎ _Tの送信アンテナのためのＮ _Tの送信シンボルシーケンスを供給する。

送信機ユニット１３２ｂはＮ _TのＯＦＤＭ変調器６６０ａ乃至６６０ｔと、Ｎ _Tの送信アンテナのためのＮTのＴＸ ＲＦユニット６６６ａを含む。

各ＯＦＤＭ変調器６６０は逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ユニット６６２および循環プリフィックス発生器６６４を含む。 各ＯＦＤＭ変調器６６０はＴＸ空間プロセッサー１３０ａからそれぞれの送信シンボルシーケンスを受信し、Ｎ _Fの送信シンボルの各セットおよびＮ _Fのサブバンドのためのゼロ信号値をグループ化する。 （データ送信のために使用されないサブバンドは、ゼロで充填される）。 ＩＦＦＴユニット６６２は、Ｎ _Fの送信シンボルとゼロの各セットをＮ _Fポイントの逆高速フーリエ変換を用いた時間ドメインに変換し、Ｎ _Fチップを含む対応する変換されたシンボルを供給する。 循環プリフィックス発生器６６４は、各変換されたシンボルの一部を反復し、Ｎ _F ＋Ｎ _cpチップを含む対応するＯＦＤＭシンボルを得る。 反復された部分は、循環プリフィックスと呼ばれ、Ｎ _cpは反復されるチップ数を示す。 循環プリフィックスは、周波数選択フェージング（すなわち、平坦でない周波数応答）により生じたマルチパス遅延拡散が存在する場合、その直交特性をＯＦＤＭシンボルが維持することを保証する。 循環プリフィックス発生器６６４は、送信シンボルのシーケンスのためのＯＦＤＭシンボルのシーケンスを供給する。 送信シンボルのシーケンスはさらに関連するＴＸ ＲＦユニット６６６により条件づけされ変調された信号を発生する。

図７Ａは、４つの送信アンテナ（Ｎ _T ＝４）および１６のサブバンド（Ｎ _F =１６）を備えた例示ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのためのデータシンボルブロックの逆多重化を示す。

データシンボルブロックは

として示されてもよい。

図７Ａに示される実施形態の場合、デマルチプレクシングは、それぞれ送信アンテナ１乃至４のサブバンド１上に、ブロック内の最初の４つのデータシンボルｓ ₁乃至ｓ ₄が送信され、次の４つのデータシンボルｓ ₅乃至ｓ ₈はサブバンド２上に送信され、以下同様であるように実行される。

図６Ｄは、ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムにおいて同時に複数のパケットのＩＲ送信のために使用してもよいＴＸ空間プロセッサー１３０ｃと送信機ユニット１３２ｂのブロック図を示す。 ＴＸ空間プロセッサー内に１３０ｃにおいて、マルチプレクサー／デマルチプレクサーはＮpのデータシンボルブロックを受信する。 但し１≦Ｎ _p ≦Ｎ _sであり、ＴＸ空間プロセッサー１３０ｃは、以下に図解するように、各ブロック内のデータシンボルを異なるサブバンドおよび異なる送信アンテナに供給する。 マルチプレクサー／デマルチプレクサー６３０は、またパイロットシンボルで多重化し、Ｎ _T送信アンテナのためにＮ _T送信シンボルシーケンスを供給する。

図７Ｂは、４つの送信アンテナ（Ｎ _T =4）および１６のサブバンドを備えた典型的なＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのための２つのデータシンボルブロック（Ｎ _p =２）の多重化／逆多重化の実施形態を示す。 第１のデータシンボルブロックの場合、第１の４つのデータシンボルｓ _1,1 、ｓ _1,2 、ｓ _1,3 、およびｓ _1,4がそれぞれ送信アンテナ１、２、３、４のそれぞれのサブバンド１、２、３、４３上に送信される。 次の４つのデータシンボルｓ _1,5 、ｓ _1,6 、ｓ _1,7 、ｓ _1,8は、包み込まれそれぞれ送信アンテナ１、２、３、４のそれぞれのサブバンド５、６、７、８上に送信される。 第２のデータシンボルブロックの場合、最初の４つのデータシンボルｓ _2,1 、ｓ _2,2 、ｓ _2,3 、ｓ _2,4は、それぞれ送信アンテナ３、４、１および２のそれぞれのサブバンド１、２、３、４上に送信される。 次の４つのデータシンボルｓ _2,5 、ｓ _2,6 、ｓ _2,7 、およびｓ _2,8は包み込まれ、それぞれ送信アンテナ３、４、１、２のそれぞれサブバンド５、６、７、８上に送信される。 図７Ｂに示される実施形態の場合、各シンボル期間のための各送信アンテナのためのＮ _Fの周波数ドメイン値のセットは、いくつかのサブバンドの送信シンボルを含み、他のサブバンドに対してゼロを含む。

図７Ｂは、ＮFのサブバンドおよびＮTの送信アンテナにわたって２つのデータシンボルブロックの送信を同時に示す。 一般に、任意の数のデータシンボルブロックは、サブバンドおよび送信アンテナにわたって同時に送信してもよい。 例えば、図７Ｂにおいて、１つ、２つ、３つ、または４つのデータシンボルブロックは、同時に送信してもよい。 しかしながら、同時に確実に送信されるかもしれないデータシンボルブロックの数は、ＭＩＭＯチャネルのランクに依存し、従ってＮ _pは、Ｎ _s以下でなければならない。 図７Ｂに示される送信スキームは、ＭＩＭＯチャネルのランクに基づいて、異なる数のデータシンボルブロックを同時に送信することの容易な適応を可能にする。

図７Ｂに示される実施形態の場合、各データシンボルブロックは、Ｎ _Fのサブバンドに亙って、対角線上におよびすべてのＮ _Tの送信アンテナから送信される。 これは、同時に送信されているすべてのＮ _Pデータシンボルブロックに対して周波数および空間ダイバーシティの両方を供給する。 これは、すべてのデータパケットに対して単一のレートを使用可能にする。 しかしながら、また、同時に送信される異なるデータパケットに対して異なるレートを使用してもよい。 異なるレートの使用は、例えば、ＩＤＤスキームを実施しないリニア受信機のようないくつかの受信機の場合よりよい性能を提供するかもしれない。 異なるレートを有した複数のデータパケットの同時のＩＲ送信は、２００４年２月２３日に出願された「ＭＩＭＯ通信システムにおける複数の並列チャネルのためのインクリメンタル冗長度送信」(Inremental Redundancy Transmission for Multiple Parallel Channels in a MIMO Communication System)というタイトルの同一出願人により米国特許出願シリアル番号第１０／７８５，２９２に記載されている。

また、周波数と空間ダイバーシティの両方を達成しながら、他の方法で、マルチプレクシング／デマルチプレクシングを実行してもよい。 例えば、マルチプレクシング／デマルチプレクシングは、各送信アンテナのすべてのＮ _Fのサブバンドは、送信シンボルを運ぶために使用されるようであってもよい。 各送信アンテナの全電力はＰ _antに制限されているので、各送信シンボルのために利用可能な送信電力量は、送信シンボルを運ぶサブバンドの数に依存する。

図６Ｄに戻って参照すると、送信機ユニット１３２ｂは、ＴＸ空間プロセッサー１３０ｃからのＮ _Tの送信シンボルシーケンスを受信して条件付けし、Ｎ _Tの変調された信号を発生する。

２． 受信機 図８Ａは、図１の受信機の一実施形態である受信機１５０ａのブロック図を示す。 受信機１５０ａにおいて、Ｎ _Rの受信アンテナ８１０ａ乃至８１０ｒは、送信機１１０により送信されたＮ _Tの変調された信号を受信し、受信機ユニット１５４内のそれぞれＮ _RのＲＸ ＲＦユニット８１２ａ乃至８１２ｒにＮ _Rの受信された信号を供給する。 各ＲＸ ＲＦユニット８１２はその受信される信号に条件付けてディジタル化し、シンボル／チップのストリームを提供する。 単一キャリアのＭＩＭＯシステムの場合、ＯＦＤＭ復調器８１４ａ乃至８１４ｒは必要なく、各ＲＸ ＲＦユニット８１２は、それぞれのデマルチプレクサー８１６に直接シンボルのストリームを供給する。 ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの場合、各ＲＸ ＲＦユニット８１２は、それぞれのＯＦＤＭ復調器８１４にチップのストリームを供給する。 各ＯＦＤＭ復調器８１４は、（１）各受信されたＯＦＤＭシンボル内の循環プリフィックスを除去し、受信された変換されたシンボルを得る、および（２）各受信された変換されたシンボルを高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を用いて周波数ドメインに変換し、Ｎ _FのサブバンドのためのＮ _Fの受信されたシンボルを得ることにより、チップのストリーム上でＯＦＤＭ復調を実行する。 両方のシステムの場合、デマルチプレクサー８１６ａ乃至８１６ｒは、ＲＸ ＲＦユニット８１２またはＯＦＤＭ復調器８１４からＮ _Rのシンボルストリームを受信し、各スロットのための（データのための）受信されたシンボルのＮ _RのシーケンスをＲＸ空間プロセッサー１６０ａに供給し、受信されたパイロットシンボルをチャネル推定器１７２に供給する。

ＲＸ空間プロセッサー１６０ａは検出器８２０およびマルチプレクサー８２２を含んでいる。 検出器８２０は、Ｎ _Rの受信されたシンボルシーケンスに対して空間のまたは時空の処理（または「検出」）を実行し、Ｎ _Tの検出されたシンボルシーケンスを得る。 各検出されたシンボルは送信器によって送信されたデータシンボルの推定値である。 検出器８２０は、最大比率結合（ＭＲＣ）検出器、線形のゼロ−フォーシング（ＺＦ）検出器（これは、またはチャネル相関マトリクス反転（ＣＣＭＩ）検出器とも呼ばれる）、最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）検出器、ＭＭＳＥリニアイコライザ（ＭＭＳＥ−ＬＥ）、決定フィードバックイコライザ（ＤＦＥ）あるいは他のある検出器／イコライザを実施してもよい。 検波は、空間処理が送信器で行なわれない場合、チャネル応答マトリクスＨの推定値に基づいて実行してもよい。 あるいは、検出は、単一キャリアＭＩＭＯシステムのための送信器において、データシンボルが送信データベースマトリクスＭを用いてあらかじめ乗算されるなら、有効チャネル応答マトリクスＨ _eff ＝ ＨＭに基づいて実行してもよい。 簡単にするために、以下の記載は、送信ベースマトリクスＭが使用されなかったと仮定する。

ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのためのモデルは次のように表現してもよい。

ｓ （ｋ）は、サブバンドｋ上のＮ _Tの送信アンテナから送信されたＮ _TのデータシンボルのためのＮ _Tのエントリを備えた｛Ｎ _T ×１｝である。 ｒ （ｋ）は、サブバンドｋ上のＮ _Rの受信アンテナを介して得られたＮ _Rの受信されたシンボルのためのＮ _Rのエントリを備えた｛Ｎ _R ×１｝である。 Ｈ （ｋ）は、サブバンドｋのための｛Ｎ _R ×Ｎ _T ｝のチャネル応答マトリクスである。 ｎ （ｋ）は加法白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）のベクトルである。 ベクトルｎ（ｋ）は、ゼロ平均と、 Λ n＝σ ² Ｉの共分散マトリクスを有するように仮定される。 但し、σ2は、雑音の分散であり、 Ｉは、対角線に沿って１を有し、他のどの場所では、ゼロを有するアイデンティティマトリクスである。

ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの場合、受信機は、データ送信のために使用されるサブバンドの各々に対して別個に検出を実行する。 以下の記載は１つのサブバンドの場合である。 そして簡単のためにサブバンドインデックスｋは、数学的微分において省略されている。 また、以下の記載は単一キャリアＭＩＭＯシステムに対して適用可能である。 簡単にするために、ベクターｓはＮ _Tの送信アンテナから送られたＮ _Tのデータシンボルを含むと仮定される。

ＭＲＣ検出器による空間処理は次のように表現してもよい。

但しＷ _mrcは、ＭＲＣ検出器の応答であり、これはＷ _mrc ＝ Ｈである。

は、ＭＲＣ検出器のための検出されたシンボルの｛Ｎ _T ×１｝ベクトルである。 ”Ｈ”は共役転置である。

送信アンテナｉのための検出されたシンボルは、

として表してもよい。 但し、 ｗ _mrc,iはＷ _mrcのｉ番目の列であり、 ｈ _iは送信アンテナｉとＮ _Rの受信アンテナとの間のチャネル応答ベクトルである。

ＭＭＳＥ検出器による空間処理は次のように表現してもよい。

但しＷ _mmse ＝（ ＨＨ ^H ＋σ2 Ｉ ）−1 Ｈは、ＭＭＳＥ検出器のためのものである。 送信アンテナｉのためのＭＭＳＥ検出器応答は、 ｗ mmse,i＝（ ＨＨ ^H ＋σ2 Ｉ ） ^-1 ｈ _iとして表してもよい。

ゼロフォース検出器による空間処理は以下のように表してもよい。

ただし、 Ｗ _zf ＝ Ｈ （ Ｈ ^H Ｈ ） ^-1はゼロフォース検出器のためのものである。 送信アンテナｉのためのゼロフォース検出器応答は、 ｗ _zf ＝ ｈ _i （ Ｈ ^H Ｈ ） ^-1として表してもよい。

スロットごとに、検出器８２０は、

のＮ _Tのエントリに相当するＮ _Tの検出されたシンボルシーケンスを供給する。 マルチプレクサー８２２は検出器８２０からＮ _Tの検出されたシンボルシーケンスを受信し、送信器においてＴＸ空間プロセッサー１３０によって行なわれた処理に相補的な処理を実行する。 図６Ａおよび６ＣにおけるＴＸ空間プロセッサー１３０ａのような各スロットにおいて唯一つのデータシンボルブロックが送信されるなら、マルチプレクサー８２２は、Ｎ _Tのシーケンス内で検出されたシンボルを１つの検出されたシンボルブロックに多重化する。 それぞれ図６Ｂおよび６ＤにおけるＴＡＸ空間プロセッサー１３０ｂおよび１３０ｃのような各スロットにおいて複数のデータシンボルブロックが送信されるなら、マルチプレサー８２２は、Ｎ _Tのシーケンス内の検出されたシンボルを（図８Ａに図示しない）Ｎ _Pの検出されたシンボルに逆多重化する。 いずれの場合にも、各検出されたシンボルブロックは、送信機により送信されたデータシンボルブロックの推定値である。

チャネル推定器１７２は、（例えば、受信されたパイロットシンボルに基づいて）ＭＩＭＯチャネルのためのチャネル応答マトリクスＨおよび受信機における雑音レベルを推定し、チャネル推定値をコントローラー１８０に供給する。

コントローラー１８０内では、マトリクス計算ユニット１７６は、上に記述されるように、推定されたチャネル応答マトリクスに基づいて検出器応答Ｗ （ Ｗ _mrc 、 Ｗ _mmse 、またはＷ _zfであってもよい）を導き出し、検出器応答を検出器８２０に供給する。 検出器８２０は、受信されたシンボルのベクトルｒを検出器応答Ｗと予め乗算し、検出されたシンボルのベクトル

を得る。 レートセレクター１７４（それは、図８Ａで示される受信機の実施形態のためのコントローラー１８０によって実施される）は、下記に述べられるように、チャネル推定値に基づいてレート選択を実行する。 ルックアップ表（ＬＵＴ）１８４は、ＭＩＭＯシステムによりサポートされたレートのセットおよび各レートに関連するパラメーター値のセット（例えば、データレート、パケットサイズ、コーディングスキームまたはコードレート、各レートのための変調スキーム等）を記憶する。 レートセレクター１７４は、レート選択に使用される情報のためにＬＵＴ１８４をアクセスする。

図８Ｂは、図１および８ＡにおけるＲＸデータプロセッサー１７０の一実施形態である、ＲＸデータプロセッサー１７０ａのブロック図を示す。 ＲＸデータプロセッサー１７０ａ内では、シンボルデマッピングユニット８３０は、一度に１つのブロックの割合でＲＸデータプロセッサー１６０ａから検出されたシンボルブロックを受信する。 検出されたシンボルブロック毎に、シンボルデマッピングユニット８３０は、（コントローラー１８０からの復調制御により示されるように）そのブロックに使用される変調スキームに従って検出されたシンボルを復調し、復調されたデータブロックをチャネルインターリーバー８４０に供給する。 チャンネルデインターリーバー８４０はデマルチプレクサー８４２とＮBのブロックデインターリーバー８４４ａ乃至８４４ｎｂを含む。 新しいデータパケットを受信する前に、ブロックデインターリーバー８４４ａ乃至８４４ｎｂは消去を用いて初期化される。 消去は、逸失したコードビットの代わりをし（すなわち、まだ受信していないコードビット）、デコーディングプロセスにおいて適切な重みが与えられる。

マルチプレクサー８４２はシンボルデマッピングユニット８３０から復調されたデータブロックを受信し、各復調されたデータブロックを適切なブロックインターリーバー８４４に供給する。 各ブロックデインターリーバー８４４は、そのブロックに対して送信機において実行されたインターリービングに相補的な方法でそのブロック内の復調されたデータをデインターリーブする。 インターリービングが選択されたレートに依存する場合、破線によって示されるように、コントローラー１８０は、デインターリービング制御をブロックデインターリーバー８４４に供給する。

新しいデータシンボルブロックがデータパケット用の送信器から受信される場合は常に、復号は、そのパケットのために受信されたすべてのブロック上で新たに行なわれる。

再アセンブリーユニット８４８は、次の復号のためのデインターリーブされたデータのパケットを形成する。 デインターリーブされたパケットは、（１）現在のパケットのために受信されたすべてのデータシンボルブロックのためのデイタンーリーブされたデータブロックおよび（２）現在のパケットのために受信されないデータシンボルブロックのための消去を含む。 再アセンブリーユニット８４８は、コントローラー１８０からの再アセンブリー制御により示されるように、送信機により実行される分割と相補的な方法で再アセンブリーを実行する。

ＦＥＣデコーダー８５０は、コントローラー１８０からのデコーディング制御によって示されるように、送信器において実行されるＦＥＣ符号化に対する相補的な方法で、デインターリーブされたデータパケットを復号する。 例えば、ターボコーディングまたは畳み込みコーディングがそれぞれ送信機において実行されるなら、ターボデコーダーまたはビタビデコーダーは、ＦＥＣデコーダー８５０のために使用してもよい。 ＦＥＣデコーダー８５０は現在のパケットのための復号されたパケットを提供する。 ＣＲＣチェッカー８５２は、復号されたパケットをチェックし、パケットが正しく復号されたかまたはエラーで復号されたかどうかを決定し、復号されたパケットのステータスを供給する。

図９Ａは、受信機１５０ｂのブロック図を示す。 受信機１５０ｂは図１の受信機１５０の他の実施形態である。 受信機１５０ｂは反復検出およびデコーディング（ＩＤＤ）スキームを実施する。 明確にするために、ＩＤＤスキームは図４Ｂおよび５に示すコーディングスキームのために以下に記載される。 コーディングスキームは、データパケットを３つの部分に符号化する。 すなわち、システマティックビット｛ｃ _data ｝、第１パリティビット｛ｃ _p1 ｝、および第２パリティビット｛ｃ _p2 ｝である。

受信機１５０ｂは、復号されたパケットを得るためにデータパケットのための受信されたシンボル上で反復検出およびデコーディングを実行する検出器９２０およびＦＥＣデコーダー９５０を含む。 ＩＤＤスキームは、チャネルコードのエラー訂正機能を利用し、改良された性能を提供する。 これは、以下に記載するように、Ｎ _ddの反復のための検出器９２０とＦＥＣデコーダー９５０との間で演繹的情報を反復的にわたすことにより達成される。 但し、Ｎ _dd ＞１である。 演繹的な情報は、送信ビットの可能性を示す。

受信機１５０ｂはＲＸ空間プロセッサー１６０ｂとＲＸデータプロセッサー１７０ｂを含んでいる。 ＲＸ空間プロセッサー１６０ｂ内では、バッファー９１８は、スロットごとに受信機ユニット１５４によって供給される受信されたシンボルシーケンスを受信し記憶する。 データパケットに対して送信機から新しいデータシンボルブロックが受信されるときはいつも、そのパケットに対して受信されるすべてのブロックに対して受信されたシンボル上で新しく（すなわち、開始から）反復検出およびデコーディングが実行される。

検出器９２０は、受信されたブロックごとにＮ _Rの受信されたシンボルシーケンス上で空間処理または検出を実行し、そのブロックのためのＮ _Tの検出されたシンボルシーケンスを供給する。 検出器９２０はＭＲＣ検出器、ゼロ−フォーシング検出器（ＭＭＳＥ検出器）、または他のある検出器／イコライザを実施してもよい。 明確にするために、ＭＭＳＥ検出器を備えた検出は以下に記載される。

反復検出およびデコーディングを備えたＭＭＳＥ検出器の場合、送信アンテナｉのための検出されたシンボル

は、以下のように表してもよい。

但し、 ｗ _iおよびｕiは、ＭＭＳＥ基準に基づいて導き出される。 ＭＭＳＥ基準は次のように表すことができる。

式（７）において提起された最適化問題に対する解法は以下のように表すことができる。

但し、 ｈ _iはチャネル応答マトリクスＨのｉ番目の列である。 Ｈ _iはｉ番目の列をゼロに設定した場合Ｈに等しい。 ｓ _iは、 ｓのｉ番目の要素を除去することにより得られる｛（Ｎ _T -１）×１｝ベクトルである。 Ｅ［ａ］は、ベクトルａのエントリの期待値である。 ＶＡＲ［ ａａ ^H ］は、ベクトルａの共分散マトリクスである。 マトリクスＰは、送信アンテナｉのためのチャネル応答ベクトルｈ _iの外積である。 マトリクスＱは、送信アンテナｉに対する干渉の共分散マトリクスである。 ベクトルｚは、送信アンテナｉに対する干渉の期待値である。 式（６）は以下のように簡単化することができる。

但し

であり、η _iはゼロ平均および

の分散を有したガウス雑音サンプルである。 ガウス雑音サンプルη _iは、他の送信アンテナからの干渉は、ＭＭＳＥ検出器のあとのガウス分布であると仮定する。 ガウス雑音サンプラーは、他の送信アンテナからの干渉がＭＭＳＥ検出器の後のガウス分布であると仮定する。

以下の記載では、上付きの添え字ｎは、ｎ番目の検出／デコーディング反復を示し、上付きの添え字ｍは、リカバーされる現在のパケットのために受信されるｍ番目のデータシンボルブロックを示す。 第１の反復の場合（すなわち、ｎ＝１）、演繹的情報がＦＥＣデコーダーから利用できないので、検出はもっぱら受信したシンボルに基づく。 それゆえ、「１」または「０」である等価な確率を有するビットが仮定される。 この場合、方程式（８）はリニアＭＭＳＥ検出器に変形する。 これは

として与えることができる。 次の反復毎に（すなわち、ｎ＞１）、ＦＥＣデコーダーにより供給される演繹情報は検出器により使用される。 反復数が増加するにつれ、干渉は低減し、検出器は、フルダイバーシティを得るＭＲＣ検出器に集中する。

現在のパケットに対して受信されたデータシンボルブロック毎に、図９Ａの検出器９２０は、そのブロックのためのＮRの受信されたシンボルシーケンス上で検出を実行し、Ｎ _Tの検出されたシンボルシーケンスを供給する。 マルチプレクサー９２２は、ＮTのシーケンス内で検出されたシンボルを多重化し、検出されたシンボルブロックを得る。 検出されたシンボルブロックは、ＲＸデータプロセッサー１７０ｂに供給される。 ｍ番目のデータシンボルブロックのためのｎ番目の検出／デコーディング反復において得られた検出されたシンボルブロックは

として示される。

ＲＸデータプロセッサー１７０ｂ内では、ログ尤度比（ＬＬＲ）計算ユニット９３０は、ＲＸ空間プロセッサー１６０ｂから検出されたシンボルを受信し、各検出されたシンボルのためのＢコードビットのＬＬＲｓを計算する。 各検出されたシンボル

はデータシンボルｓｉの推定値である。 データシンボルｓｉの推定値は、Ｂコードビットｂ _i ＝［ｂ _i,1 ｂ _i,2・・・ｂ _i,B ］を信号コンステレーションのあるポイントにマッピングすることにより得られる。 検出されたシンボル

のｊ番目のビットのためのＬＬＲは以下のように表してもよい。

但し、ｂ _i,jは検出されたシンボル

のためのｊ番目のビットである。

は、１であるビットｂ _i,jを有した検出されたシンボル

の確率である。

は、−１であるビットｂ _i,jを有する検出されたシンボル

の確率である。

ｘ _i,jはビットｂ _i,jのＬＬＲである。 ＬＬＲｓ｛ｘ _i,j ｝は検出器によりＦＥＣデコーダーに供給される演繹情報を表し検出器ＬＬＲｓとも呼ばれる。

簡単にするために、各検出されたシンボル

のためのＢビットは、独立であるようにインターリービングは仮定される。 方程式（１４）は以下のように表してもよい。

但しΩj,qはｊ番目のビットがｑに等しい信号コンステレーション内のポイントの集合である。 ｓは変調シンボルまたは評価される集合Ω _j,qのポイント（すなわち、仮定されたシンボル）である。 α _iは、送信アンテナのためのおよび上で定義された利得である。 ｖ _iは検出されたシンボル

のためのガウス雑音サンプルηiの分散である。 ｂ _iは仮定されたシンボルｓのためのＢビットの集合である。 ｂ _i （ｊ）はｊ番目のビットが除去されたｂ _iに等しい。 Ｌ _iは仮定されたシンボルｓのＢビットのためのＦＥＣデコーダーから得られたＬＬＲｓの集合である。 Ｌ _i （ｊ）は、ｊ番目のビットのためのデコーダーＬＬＲが除去されたＬ _iに等しい（すなわち、

である）。 "T"は、転置を示す。 （ｉ、ｊ）番目のビットのためのデコーダーＬＬＲは、以下のように表すことができる。

但し、Ｐｒ（ｂ _i,j =１）はビットｂ _i,jが１である確率である。 Ｐｒ（ｂ _i,j ＝−１）はビットｂ _i,jが−１である確率である。

第１の反復（ｎ＝１）の場合、ビットのための演繹的情報が利用可能でないので、各ビットが１または−１である等価な確率を示すためにＬ _ｉ （ｊ）のエントリのすべてがゼロに設定される。 次の反復毎に、 Ｌ _ｉ （ｊ）のエントリは、ＦＥＣデコーダーからのビットのための「ソフト」値に基づいて計算される。 ＬＬＲ計算ユニット９３０は、ＲＸ空間プロセッサー１６０ｂから受信された、各検出されたシンボルのコードビットに対してＬＬＲを供給する。 ｍ番目のデータシンボルブロックのためのｎ番目の検出／デコーディング反復において得られるＬＬＲｓのブロックは、

として示される。

チャネルデインターリーバー９４０は、ＬＬＲ計算ユニット９３０からＬＬＲの各ブロックを受信し、デインターリーブし、ブロックのためのデインターリーブされたＬＬＲｓを供給する。 再アセンブリーユニット９４８は、（１）送信機から受信されたすべてのデータシンボルブロックのためのチャネルデインターリーバー９４０からのデインターリーブされたＬＬＲｓのブロックおよび（２）受信されないデータシンボルブロックのためのゼロ値のＬＬＲｓのブロックを含むＬＬＲｓのパケットを形成する。 ｎ番目の検出／復号反復のためのＬＬＲｓのパケットは、｛ｘn｝として示される。 以下に記載されるように、ＦＥＣデコーダー９５０は、再アセンブリーユニット９４８からのＬＬＲｓのパケットを受信しデコードする。

図９Ｂは、それぞれ図９Ａおよび８ＢのＦＥＣデコーダー９５０および８５０に使用してもよいターボデコーダー９５０ａのブロック図を示す。 ターボデコーダー９５０ａは、図４Ｂで示されるもののような並列の連結した畳み込み符号のための反復復号を行なう。

Ｔｕｒｂｏデコーダー９５０ａ内では、デマルチプレクサー９５２は、（入力ＬＬＲｓとしても示される）再アセンブリーユニット９４８からのＬＬＲｓ｛ｘn｝のパケットを受信して、ビットＬＬＲｓ

、第１パリティビットＬＬＲｓ

および第２パリティビットＬＬＲｓ

に逆多重化する。 ソフト入力ソフト出力（ＳＩＳＯ）デコーダー９５４ａは、デマルチプレクサー９５２からのデータビットＬＬＲｓ

と第１パリティビットＬＬＲｓ

およびコードデインターリーバー９５８からのデインターリーブされたデータビットＬＬＲｓ

を受信する。 次に、ＳＩＳＯデコーダー９５４ａは、第１の構成要素である畳み込み符号に基づいて、データのための新しいＬＬＲｓと第１のパリティビット

を導き出す。 コードインターリーバー９５６は、送信機において使用されるコードインターリービングスキームに従ってデータビットＬＬＲｓ｛ｘ _data ｝をインターリーブし、インターリーブされたデータビットＬＬＲｓ

を供給する。

同様に、ＳＩＳＯデコーダー９５４ｂは、デマルチプレクサー９５２からデータビットＬＬＲｓ

と第２のパリティビットＬＬＲｓ

を受信するとともに、コードインターリーバー９５６からインターリーブされたデータビットＬＬＲｓ

を受信する。 次に、ＳＩＳＯデコーダー９５４ｂは、第２の構成要素である畳み込み符号に基づいて、データのための新しいＬＬＲｓと第２のパリティビット

を導き出す。 コードデインターリーバー９５８はコードインターリービングに対して相補的な方法でデータビットＬＬＲｓ｛ｘ _data2 ｝をデイタンーリーブし、デインターリーブされたデータビットＬＬＲｓ

を供給する。 ＳＩＳＯデコーダー９５４ａおよび９５４ｂは、ＢＣＪＲ ＳＩＳＯ最大帰納的（ＭＡＰ）アルゴリズムまたはそのより低い複雑性導関数、ソフト出力ビタビ（ＳＯＶ）アルゴリズム、または他のあるデコーディングアルゴリズムを実施してもよい。 これらのアルゴリズムは技術的に知られている。

ＳＩＳＯ復号器９５４ａおよび９５４ｂによる復号は現在の検出／デコーディング反復ｎに対してＮ _dec回反復される。 但しＮ _dec ＞１である。 すべてのＮ _decのデコーディング反復が完了した後で、結合器／マルチプレクサー９６０は、ＳＩＳＯデコーダー９５４ａから最後のデータビットＬＬＲｓ｛ｘ _data1 ｝と、最後の第１パリティビットＬＬＲｓ

を受信し、コードデインターリーバー９５８からデインターリーブされた最後のデータビットＬＬＲｓ

を受信し、ＳＩＳＯデコーダー９５４ｂから最後の第２パリティビットＬＬＲｓ

を受信する。 次に、結合器／マルチプレクサー９６０は、以下のように次の検出／デコーディング反復ｎ＋１のためのデコーダーＬＬＲｓ

を計算する。

デコーダーＬＬＲｓ

は方程式（１６）内のλ _i,jに相当し、ＦＥＣデコーダーにより検出器に供給される演繹情報を表す。

すべてのＮ _ddの検出／デコーディング反復が完了した後で、結合器／マルチプレクサー９６０は、以下のように最後のデータビットＬＬＲｓ｛ｘ _data ｝を計算する。

但し、

は最後の検出／デコーディング反復のためにＬＬＲ計算ユニット９３０により供給されるデータビットＬＬＲｓである。 スライサー９６２は、最後のデータビットＬＬＲｓ｛ｘdata｝をスライスし、リカバーされるパケットのための復号されたパケット

を供給する。

ＣＲＣチェッカー９６８は復号されたパケットをチェックし、パケットステータスを供給する。

図９Ａに戻ると、ＦＥＣデコーダー９５０からのデコーダーＬＬＲｓ

は、チャネルインターリーバー９７０によりインターリーブされ、インターリーブされたデコーダーＬＬＲｓは検出器９２０に供給される。 検出器９２０は、受信したシンボル｛ｒm｝とデコーダーＬＬＲｓ

に基づいて新しく検出されたシンボル

を導き出す。 デコーダーＬＬＲｓ

は、（ａ）方程式（１２）内のｚを導き出すために使用される干渉の期待値（すなわち、Ｅ［ｓi］、および（ｂ）方程式（１１）内のＱを導き出すために使用される干渉の分散（すなわち、ＶＡＲ［ ｓ _i ］）を計算するために使用される。

上述したように、ＲＸ空間プロセッサー１６０ａからのすべての受信されたデータシンボルブロックのための検出されたシンボル

は、ＲＸデータプロセッサー１７０ｂにより再びデコードされる。 検出およびデコーディングプロセスはＮ _dd回反復される。 反復検出およびデコーディングプロセスの期間に、検出されたシンボルの信頼性は、各検出／デコーディング反復を用いて改善する。

方程式（８）に示されるように、ＭＭＳＥ検出器応答ｗ _iはＱに依存する。 Ｑは、干渉の分散ＶＡＲ［ ｓ _i ］に依存する。 Ｑは、各検出／デコーディング反復に対して異なるので、ＭＭＳＥ検出器応答ｗ _iも各反復に対して異なる。 受信機１５０ｂを単純化するために、検出器９２０は（１）Ｎ _ddi検出／デコーディング反復のためのＭＭＳＥ検出器および（２）Ｎ _dd2の検出／デコーディング反復のためのＭＲＣ検出器（または反復とともに変わらない応答を有するある他のタイプの検出器／イコライザ）を実施してもよい。 この場合、Ｎ _dd1およびＮ _dd2は各々１またはそれより大きい値であり得る。 例えば、ＭＭＳＥ検出器は、第１の検出／デコーディング反復に使用してもよく、ＭＲＣ検出器は、次の５つの検出／デコーディング反復に使用してもよい。 別の例として、ＭＭＳＥ検出器は、最初の２つの検出／デコーディング反復に使用されてもよい。 また、ＭＲＣ検出器は次の４つの検出／デコーディング反復に使用されてもよい。

ＭＲＣ検出器は、方程式（６）で示すように、項ｕ _iを用いて実施してもよい。 この場合、 ｗ _mrc,iをｗ _iと交換する。 方程式（６）、（９）、（１２）で示されるように、項ｕ _iは、干渉の期待値Ｅ［ ｓ _i ］に依存する。 受信機１５０ｂをさらに簡単化するために、項ｕ _iは、ＭＭＳＥ検出器からＭＲＣ検出器に切り替えた後で省略してもよい。

反復検出およびデコーディングスキームは種々の利点を提供する。

例えば、ＩＤＤスキームは、ＮTの送信アンテナを介して同時に送信されたすべてのデータパケットのための単一レートをサポートし、周波数選択フェージングに対抗することができ、図４Ｂに示される並列に連結された畳み込み符号を含む種々のコーディングおよび変調スキームと一緒に柔軟に使用してもよい。

３． レート選択単一キャリアＭＩＭＯシステムおよびＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムの両方の場合、受信機および／または送信機は、ＭＩＭＯチャネルを推定することができ、ＭＩＭＯチャネル上のデータ送信のための適切なレートを選択することができる。 レート選択は種々の方法で実施してもよい。 いくつかの例示レート選択スキームは、以下に記載される。

第１のレート選択スキームにおいて、ＭＩＭＯチャネル上のデータ送信のためのレートは、ある基準に基づいて選択される。 この基準は、Ｎ _Tの送信アンテナのためのチャネル応答をモデル化する等価システムを用いて導き出される。 等価システムは、ＡＷＧＮチャネル（すなわち、フラットな周波数応答を有した）およびＮ _Tの送信アンテナの平均スペクトル効率に等しいスペクトル効率を有するように定義される。 等価システムは、Ｎ _Tの送信アンテナの合計容量に等しい合計容量を有する。 平均スペクトル効率は（１）送信アンテナ毎に受信されたＳＮＲを推定する（例えば、受信されたパイロットおよび／またはデータシンボルに基づいて）、（２）受信されたＳＮＲから各送信アンテナのスペクトル効率を計算するおよび（制約されたまたは非制約された）スペクトル効率関数、ｆ（ｘ）に基づいて、および（３）個々の送信アンテナのスペクトル効率に基づいてＮTの送信アンテナの平均スペクトル効率を計算することにより決定してもよい。 測定基準は、平均スペクトル効率をサポートするために等価なシステムにより必要とされるＳＮＲとして定義してもよい。 このＳＮＲは、平均スペクトル効率からおよび逆関数ｆ ^-1 （ｘ）に基づいて決定してもよい。

システムは、レートのセットをサポートするように設計してもよい。

サポートされるレートの１つは、ヌルレートのためのもの（すなわち、ゼロのデータレート）であってもよい。 残りのレートの各々は、特定のノンゼロデータレート、特定のコーディングスキームまたはコードレート、特定の変調スキーム、およびＡＷＧＮチャネルのための性能の目標レベル（例えば、１％ＰＥＲ）を達成するのに必要な特定の最小ＳＮＲに関連する。 ノンゼロデータレートを有した各サポートされたレートの場合、必要なＳＮＲは、特定のシステム設計（すなわち、そのレートのためにシステムにより使用される、特定のコードレート、インターリービングスキーム、変調スキーム等）に基づいて、およびＡＷＧＮチャネルのために得られる。 当技術分野で周知のように必要なＳＮＲは、コンピューターシミュレーション、経験に基づく測定等により得てもよい。 サポートされたレートのセットおよびそれらの必要なＳＮＲｓは、ルックアップテーブル（例えば、図８ＡのＬＵＴ１８４）に記憶してもよい。

測定基準はシステムによりサポートされるレートの各々のための必要なＳＮＲに対して比較してもよい。 測定基準以下である必要なＳＮＲを有した最も高いレートはＭＩＭＯチャネル上のデータ送信に使用するために選択される。 第１のレート選択スキームは、２００２年６月２０日に出願された、「マルチチャネル通信システムのためのレート制御］(Rate Control for Multi-Channel Communication System)というタイトルの同一出願人による米国特許出願シリアル番号第１０／１７６，５６７に詳細に記載されている。

第２のレート選択スキームにおいて、ＭＩＭＯチャネル上のデータ送信のためのレートは、ＮTの送信アンテナのための受信されたＳＮＲｓに基づいて選択される。

各送信アンテナのための受信されたＳＮＲが最初に決定され、次に、平均受信ＳＮＲ、γ _rx,avgがＮTの送信アンテナのために計算される。 次に、動作するＳＮＲ、γ _opが、平均受信ＳＮＲ、γ _rx,avgおよびＳＮＲオフセットまたはバックオフファクター(back-off factor)γ _os （例えば、γ _op ＝γ _rx ＋γ _os 、但し単位はｄＢである）に基づいてＮ _Tの送信アンテナのために計算される。 ＳＮＲオフセットは推定誤差、ＭＩＭＯチャネルのばらつきおよび他の要因に対処するために使用される。 動作するＳＮＲ、γ _opは、システムによりサポートされるレートの各々のための必要なＳＮＲに対して比較してもよい。 動作するＳＮＲ以下である必要なＳＮＲを有した最も高いレート（すなわち、γ _req <γ _op ）は、ＭＩＭＯチャネル上のデータ送信に使用するために選択される。 第２のレート選択スキームは、２００３年３月２０日に出願された「マルチチャネル通信システムにおけるデータ送信のための送信モード選択」(Transmission Mode Selection for Data Transmission in a Multi-Channel Communication System)というタイトルの同一出願人により米国特許出願シリアル番号第１０／３９４，５２９に詳細に記載されている。

ここに記載されたＩＲ送信技術は、種々の手段により実施してもよい。

例えば、これらの技術は、ハードウェア、ソフトウェアあるいはそれらの組合せにおいて実施してもよい。 ハードウェアで実施する場合、ＩＲ送信のために送信機において使用される処理ユニットは、１つ以上の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣｓ）、ディジタルシグナルプロセッサー（ＤＳＰ）、ディジタル信号処理装置（ＤＳＰＤ）、プログラマブルロジックデバイス（ＰＬＤ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、プロセッサー、コントローラー、マイクロコントローラ、ここに記載された機能を実行するように設計された他の電子ユニットまたはそれらの組み合わせ内で実施してもよい。 ＩＲ送信を受信するために受信機において使用される処理装置も１つ以上のＡＳＩＣｓ、ＤＳＰｓ、ＤＳＰＤｓ、ＰＬＤｓ、ＦＰＧＡｓ、プロセッサー、コントローラー等内で実施してもよい。

ソフトウェア実施の場合、ＩＲ送信技術は、ここに記載された機能を実行するモジュール（例えば、手続、機能等）を用いて実施してもよい。

ソフトウェアコードは、メモリユニット（例えば、図１のメモリユニット１４２および１８２に）に記憶してもよく、プロセッサー（例えば、コントローラー１４０および１８０）により実行してもよい。 メモリユニットは、プロセッサー内部でまたはプロセッサー外部で実施してもよい。 プロセッサー外部で実施する場合、メモリユニットは、当該技術分野で周知のように、種々の手段を介してプロセッサーに通信可能に接続することができる。

見出しは、参考のために、およびあるセクションを見つけることを補助するためにここに含まれている。 これらの見出しは、見出しの下に記載された概念の範囲を制限することを意図したものではなく、これらの概念は、明細書全体にわたって他のセクションに適用可能性を有していてもよい。

開示された実施形態の上述の記載は、技術に熟達したいかなる人もこの発明を製作しまたは使用することを可能にするために提供される。

これらの実施形態への種々の変更は、当業者に容易に明白であり、ここに定義される包括的原理は、この発明の精神または範囲を逸脱することなく他の実施形態に適用してもよい。

従って、この発明は、ここに示される実施形態に限定されることを意図したものではなく、ここに開示される原理と新規な特徴に最も一致する範囲が許容されるべきである。

図１は、ＩＲ送信を実施するＭＩＭＯシステムにおける送信機と受信機のブロック図を示す。

図２は、ＭＩＭＯシステムにおいて、ＩＲ送信を送信しおよび受信するプロセスを示す。

図３は、ＩＲ送信を図解するタイミング図を示す。

図４Ａは送信機における送信（ＴＸ）データプロセッサーを示す。

図４Ｂは、ＴＸデータプロセッサー内のターボエンコーダーを示す。

図５は、ＴＸデータプロセッサーによる１つのデータパケットの処理を図解する。

図６Ａは、送信機におけるＴＸ空間プロセッサーの１つの実施形態を示す。

図６Ｂは、送信機におけるＴＸ空間プロセッサーの１つの実施形態を示す。

図６Ｃは、送信機におけるＴＸ空間プロセッサーの１つの実施形態を示す。

図６Ｄは、送信機におけるＴＸ空間プロセッサーの１つの実施形態を示す。

図７Ａは、例示ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのための１つのデータシンボルブロックのデマルチプレクシングを示す。

図７Ｂは、例示ＭＩＭＯ−ＯＦＤＭシステムのための２つのデータシンボルブロックのデマルチプレクシングを示す。

図８Ａは、受信機の一実施形態を示す。

図８Ｂは図８Ａの受信機における受信（ＲＸ）データプロセッサーを示す。

図９Ａは、反復する検出およびデコーディングを実施する受信機を示す。

図９Ｂはターボデコーダーを示す。