以下，对传统的同步确立方法及用户检测方法作以说明。首先， 对传统的同步确立方法作以说明。比如在发送侧，发送其相位倒置了 的N个信号(前置码)(参照图19上段及中段)。另一方面，在接收 侧，检测出前置码中的相位倒置，按该定时来输出同步信号(参照图 19下段)，对被调制波的数据进行解调。通常，为能在噪声多的通信 路中也能正确地确立同步，大多将上述N的数量设定为10个以上。
接下来，对传统的用户检测方法作以说明。通常在接收侧，利用 在上述前置码之后发送的用户码，来确认接收帧是否是面向本装置的 通信帧(参照图20)。此时在接收侧，根据与分配到本装置的唯一码 是否一致，来进行用户检测。一般，为降低其代码模式因噪声等而偶 然一致的概率，大多为该用户码分配至少1个以上的字节(8位)。此 外，作为通信帧的构成，比如在上述用户码前后配置各种控制用码， 在其之后配置用户用的数据(有效负载数据)(参照图20)。
然而，在上述传统的通信方法中，由于将前置码及用户码配置到 通信帧中，由此来进行同步控制及用户检测，因而存在着通信帧冗余 化的问题。
因而本发明的目的在于，提供一种可不采用前置码及用户码，来 正确地进行同步控制及用户检测的通信系统、接收机、发送机及通信 方法。

本发明涉及的通信系统的特征在于：具有进行LDPC编码的发送 机；接收机，其利用「Sum-Product算法」，对从规定的取样开始点 取样的码字长的接收数据进行LDPC解码，利用作为解码结果输出的各 位的后验概率对数似然比绝对值总和，来进行同步控制。
以下发明涉及的通信系统的特征在于：上述接收机在多个取样开 始点，确认上述对数似然比的绝对值总和，将上述对数似然比绝对值 总和成为最大的取样开始点作为码元同步位置。
以下发明涉及的通信系统的特征在于：上述接收机反复进行解 码，将上述对数似然比绝对值总和进一步增大的取样开始点作为码元 同步位置。
以下发明涉及的通信系统的特征在于：上述接收机由载波感知来 决定取样开始点。
以下发明涉及的通信系统的特征在于：上述接收机在确立了上述 码元同步后，基于解码结果，来检测接收信号与解码后的信号的相位 差，按规定的关系式来近似各接收码元的相位差，基于该关系式的初 始值来确立取样同步，基于该关系式的斜度来确立时钟同步。
以下发明涉及的通信系统的特征在于：上述发送机连续发送由用 户特定码来编码的发送数据，上述接收机基于上述对数似然比的绝对 值总和，来判定接收数据是否是针对本机的数据。
以下发明涉及的接收机的特征在于：与进行LDPC编码的发送机进 行通信，利用「Sum-Product算法」，对从规定的取样开始点取样的 码字长的接收数据进行LDPC解码，利用作为解码结果输出的各位的后 验概率对数似然比绝对值总和，来进行同步控制。
以下发明涉及的接收机的特征在于：在多个取样开始点，确认上 述对数似然比的绝对值总和，将上述对数似然比的绝对值总和成为最 大的取样开始点作为码元同步位置。
以下发明涉及的接收机的特征在于：反复进行解码，将上述对数 似然比的绝对值总和进一步增大的取样开始点作为码元同步位置。
以下发明涉及的接收机的特征在于：由载波感知来决定取样开始 点。
以下发明涉及的的接收机的特征在于：在确立了上述码元同步 后，基于解码结果，来检测接收信号与解码后的信号的相位差，按规 定的关系式来近似各接收码元的相位差，基于该关系式的初始值来确 立取样同步，基于该关系式的斜度来确立时钟同步。
以下发明涉及的接收机的特征在于：在上述发送机连续发送由用 户特定码来编码的发送数据的场合下，基于上述对数似然比的绝对值 总和，来判定接收数据是否是针对本机的数据。
以下发明涉及的发送机的特征在于：连续发送由用户特定码来 LDPC编码了的发送数据。
以下发明涉及的通信方法的特征在于：包括发送机进行LDPC编码 的编码步骤；解码/同步控制步骤，其中接收机利用「Sum-Product算 法」，对从规定的取样开始点取样的码字长的接收数据进行LDPC解码， 利用作为解码结果输出的各位的后验概率对数似然比绝对值总和，来 进行同步控制。
以下发明涉及的通信方法的特征在于：在上述解码/同步控制步 骤，在多个取样开始点，确认上述对数似然比的绝对值总和，将上述 对数似然比的绝对值总和成为最大的取样开始点作为码元同步位置。
以下发明涉及的通信方法的特征在于：在上述解码/同步控制步 骤，反复进行解码，将上述对数似然比的绝对值总和进一步增大的取 样开始点作为码元同步位置。
以下发明涉及的通信方法的特征在于：在上述解码/同步控制步 骤，由载波感知来决定取样开始点。
以下发明涉及的通信方法的特征在于：在上述解码/同步控制步 骤，在确立了上述码元同步后，基于解码结果，来检测接收信号与解 码后的信号的相位差，按规定的关系式来近似各接收码元的相位差， 基于该关系式的初始值来确立取样同步，基于该关系式的斜度来确立 时钟同步。
以下发明涉及的通信方法的特征在于：在上述编码步骤，连续发 送由用户特定码来编码的发送数据，在上述解码/同步控制步骤，基于 上述对数似然比的绝对值总和，来判定接收数据是否是针对本机的数 据。
附图说明
图1是表示本发明涉及的通信系统构成的附图，
图2是表示由Gallager提出的LDPC编码用检查矩阵的附图，
图3是表示「Gaussian Elimination」的执行结果的附图，
图4是表示「Gaussian Elimination」的执行结果的附图，
图5是表示由编码器生成的最终奇偶检查矩阵H的附图，
图6是表示接收点中的概率密度分布的附图，
图7是表示实施方式1中的通信帧的附图，
图8是表示实施方式1的接收取样点的附图，
图9是表示「Irregular-LDPC码」的总体例的附图，
图10是表示取样开始点与对数似然比的绝对值总和值的关系例的 附图，
图11是表示解码的反复次数与对数似然比的绝对值总和值的关系 例的附图，
图12是表示解码后正确的星座点与接收时的星座点的附图，
图13是表示接收波每个码元的相位差Δθ的附图，
图14是表示取样同步控制及时钟同步控制的具体示例的附图，
图15是表示实施方式2的系统构成的附图，
图16是表示检查矩阵的多样化例的附图，
图17是表示检查矩阵的多样化例的附图，
图18是表示实施方式2的用户检测方法的附图，
图19是用于说明传统的同步控制方法的附图，
图20是用于说明传统的用户检测方法的附图。

以下基于附图，对本发明涉及的通信系统及通信方法的实施方式 作以详细说明。本发明并非限定于本实施方式。
实施方式1
图1是表示本发明涉及的通信系统，即LDPC(Low-Density Parity-Check)编码/解码系统的附图。在图1中，1是编码器，2是 调制器，3是通信路，4是解调器，5是解码器。
这里，在说明本发明涉及的通信方法之前，对使用LDPC码的场合 下的编码、解码流程作以说明。
首先，在发送侧的编码器1中，按后述的规定方法来生成检查矩 阵H。为此，基于以下的条件来求出生成矩阵G。
G：k×n矩阵(k：信息长，n：码字长)
GHT＝0(T为转置矩阵)
其后，在编码器1中，受理信息长k的消息(m1m2...mk)，利用上 述生成矩阵G来生成码字C。
C＝(m1m2...mk)G
＝(c1c2...cn)(但H(c1c2...cn)T＝0)
这样，在调制器2中，对所生成的码字C，进行BPSK、QPSK、多 值QAM等的数字调制并发送。
另一方面，在接收侧，解调器4对通过通信路3接收到的调制信 号，进行BPSK、QPSK、多值QAM等的数字解调，此外解码器5对LDPC 编码了的解调结果，实施基于「sum-product算法」的反复解码，并 输出估算结果(与原m1m2...mk对应)。
作为上述LDPC码用的检查矩阵，由比如LDPC的提出者Gallager 提出下列矩阵(参照图2)。
图2所示的矩阵中，在「1」与「0」双值矩阵中，将「1」的部分 涂黑。其它部分均为「0」。该矩阵中，1行中「1」的数量(将其表示 为行的权重)为4，1列中「1」的数量(将其表示为列的权重)为3， 所有的列与行的权重均相同，因而一般将其称为「Regular-LDPC码」。 在Gallager码中，比如图2所示，将矩阵分为3块，对第2块与第3 块进行随机置换。
对于行与列的权重分布不均一，比如权重3的列存在5列，权重5 的列存在10列的权重分布不均一的码，称为「Irregular-LDPC码」。 尤其是，通过改变权重分布，「Irregular-LDPC码」的码构成可以构 成非常多的模式。
以下，利用最基本的Gallager的LDPC码(参照图2)，对本实 施方式通信系统中的编码顺序及解码顺序作以说明。
首先，在编码器1中，将比如图2所示的LDPC码作为原矩阵A。 原矩阵A可由(1)式来表示。
A＝[c1|c2](1)
接下来，在编码器1中，对上述原矩阵A，执行「Gaussian Elimination」，生成(2)式所示的奇偶检查矩阵H。
H＝[c2 -1c1|c2 -1c2]＝[P|IM](2)
这里，假设P＝c2 -1c1，IM＝c2 -1c2(单位矩阵)。图3是表示「Gaussian Elimination」的执行结果的附图。
接下来，由于底部3行不是单位矩阵，(参照图3)，因而在编码 器1中，按列单位来执行「Gaussian Elimination」，此外对不完全 的部分，按行单位来执行「Gaussian Elimination」。图4是表示 「Gaussian Elimination」的执行结果的附图。这里，2个列成为全 零矩阵。
接下来，由于右2列不是单位矩阵，(参照图4)，因而在编码器 1中，将这2列插入从左数第6列及第7列。然后删除下2行。这样， 最终的奇偶检查矩阵H成为N×K＝20×13的矩阵。图5是表示由编码 器1生成的最终奇偶检查矩阵H的附图。
最后，在编码器1中，利用图5所示的奇偶检查矩阵H来求出生 成矩阵G(参照(3)式)，然后，生成发送系列Z(长度N)(参照(4) 式)。
$G^T=\left[\begin{array}{c}{I}_K\\ P\end{array}\right]=\left[\begin{array}{c}{I}_K\\ {C_2}^{-1}{C}_1\end{array}\right]---\left(3\right)$
Z＝Gsmod 2(4)
这里，s表示信息系列(长度K)。
另一方面，在接收侧的解码器5中，作为LDPC解码方法，采用比 如一般的「Sum-Product算法」。
首先，在解码器5中，求出发送系列Z(＝Gsmod2)的似然度 (likelihood)。此外，将时刻t的接收信号y(t)中的发送数据x (t)的似然度设为ft x(t)(x(t)：0，1)。似然度ft x(t)＝1意味着P (y(t)|x(t)＝1)，表示当x(t)＝1时，受理接收信号y(t)的 概率。
具体地说，比如，如果将似然度ft x(t)＝1与似然度ft x(t)＝0的对数似 然比设为αt，则对数似然比αt可由(5)式来表示。
${\alpha }_t=\ln \frac{f_t^{x^{\left(t\right)}=0}}{f_t^{x^{\left(t\right)=1}}}=\ln \frac{1-f_t^{x^{\left(t\right)=1}}}{f_t^{x^{\left(t\right)=1}}}=\ln \frac{\frac{1}{\sqrt{{2\mathrm{\pi \sigma }}^2}}\exp \{-\frac{1}{{2\sigma }^2}{(y\left(t\right)+a)}^2\}}{\frac{1}{\sqrt{{2\mathrm{\pi \sigma }}^2}}\exp \{-\frac{1}{{2\sigma }^2}{(y\left(t\right)-a)}^2\}}$
$=-\frac{4\mathrm{ay}\left(t\right)}{{2\sigma }^2}=-\frac{2\mathrm{ay}\left(t\right)}{{\sigma }^2}---\left(5\right)$
这里，σ2表示噪声的分散值(σ是噪声的标准偏差)。图6是表 示接收点的概率密度分布的附图。图6的纵轴表示概率，横轴表示接 收信号y(t)的位置。
这样，将(5)式转换为(6)式所示的似然比expαt。
${\mathrm{exp\alpha }}_t=\frac{{1-f}_t^{x\left(t\right)=1}}{f_t^{x\left(t\right)=1}}---\left(6\right)$
因此，似然度ft x(t)可按(7)式及(8)式来表示。
$f_t^{x\left(t\right)=1}=\frac{1}{{1+\mathrm{exp\alpha }}_t}=\frac{1}{1+\exp (-\frac{2\mathrm{ay}\left(t\right)}{{\sigma }^2})}---\left(7\right)$
$f_t^{x\left(t\right)=0}=1-f_t^{x\left(t\right)=1}---\left(8\right)$
接下来，在解码器5中，通过进行以下处理来对上述发送系列进 行解码。
(1)作为初始设定，由下式(9)及(10)来表示其位系列X的 第n位为x(0或1)的概率qmn x(Initialization)。m表示检查行， n表示位列。时刻t与位列n对应(t＝n)。
qmn 0＝ft 0(9)
qmn 1＝ft 1(10)
(2)假设qmn 0-qmn 1＝δ(qmn)，对各m，n进行(11)式、(12) 式及(13)式计算(Horizontal Step)。
${\mathrm{\delta r}}_{\mathrm{mn}}=\underset{h\notin N\left(m\right)\backslash n}{{\mathrm{\Pi \delta q}}_{\mathrm{mh}}}---\left(11\right)$
rmn 0＝(1+δrmn)/2(12)
rmn 1＝(1-δrmn)/2(13)
N(m)(≡{n：Hmn＝1})表示参加检查行m的位列n的集合，N (m)\n表示除了位列n之外的集合N(m)，rmn x表示确定为位系列X 的第n位是x，具有n以外的位h由概率qmh来提供的相分离的分布的 检查行m的概率。
(3)在m，n及x＝0，1的场合下，由下式(14)来更新qmn x的值 (Vertical Step)。
$q_{\mathrm{mn}}^x={\alpha }_{\mathrm{mn}}{f}_t^x\underset{i\notin M\left(n\right)\backslash m}{\Pi r_{\mathrm{in}}^x}---\left(14\right)$
对于对数似然比αmn，假设αmn＝1/(qmn 0+qmn 1)。M(n)(≡{m： Hmn＝1})表示由参加位列n检查的检查行m的集合，i表示m之外的 检查行。这样，由下式(15)来更新伪后验概率qn 0，qn 1。
$q_n^x={\alpha }_t{f}_t^x\underset{m\notin M\left(n\right)}{\Pi }{r}_{\mathrm{mn}}^x---\left(15\right)$
然后，在解码器5中，反复执行上述处理，直至HX′＝0为止。X ′表示其概率高的x(0或1)系列。
在到目前为止的说明中，对一般的编码/解码方法作了说明，在下 文中，对将上述编码/解码方法用于本实施方式的通信方法(同步控 制)的场合作以说明。
图7是表示本实施方式中的通信帧的附图。如图7所示，在发送 侧，只发送LDPC编码了的数据。
图8是表示本实施方式中接收取样点的附图。如图8所示，在接 收侧，对其信号能量扩大了的点进行载波传感。这样，在解码器5中， 从该载波传感点，或者考虑不能由载波传感的敏感度来捕捉实际前 端，从上述载波传感点的数个样本之前，来开始取样，进行采用了 「Sum-Product算法」的码长的LDPC解码。这样，可有效地限定取样 开始点的数量。
具体地说，如果由对数似然比υn来表示在1次解码中输出的伪后 验概率，则可由式(16)来表达。以(17)式来表示该对数似然比υn 的绝对值合计Sum_abs_LLRs。
${\upsilon }_n=\ln \frac{q_n^0}{q_n^1}---\left(16\right)$
$\mathrm{Sum}\_\mathrm{abs}\_\mathrm{LLRs}=\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}\left|{\upsilon }_n\right|=\underset{n=1}{\overset{N}{\Sigma }}\left|\ln \frac{q_n^0}{q_n^1}\right|---\left(17\right)$
因而，在解码器5中，利用上述(17)式所示的对数似然比υn的 绝对值合计Sum_abs_LLRs，检测出该值成为最大的取样开始点，将该 点作为同步位置。这样，可正确地抽出同步位置。此外在不能通过一 次解码来确认明确的取样开始点的场合下，增加反复次数，反复进行 解码，直至对数似然比υn的绝对值合计Sum_abs_LLRs之差达到明确 为止。
以下表示上述同步控制的一例。
图9是表示「Irregular-LDPC码」的总体(权重分配)例的附图。 D1表示列的权重最大值，λx表示权重x的列中包含的全部权重与检查 矩阵整体权重的比率，ρx表示权重x的行中包含的全部权重与检查矩 阵整体权重的比率，No.表示权重x的列或行数。比如在检查矩阵的权 重总数为32736的场合下，x＝32的列数为No.＝425，比率为λx ＝32*425/32736＝0.4154。这里，采用该编码率(Rate)＝0.5的 「Irregular-LDPC码」，来进行是否达到同步的验证。
图10是表示利用图9的LDPC码，按AWGN下每个信息位的信号对 噪声功率比(Eb/NO)＝2.0dB，来进行模拟的场合下，取样开始点与对 数似然比的绝对值总和值的关系的附图。这里，设想一种将从0样本 至511样本为止作为1个码字，将从512样本至1023样本为止作为1 个码字，将从1024样本至1535样本为止作为1个码字，将从1536样 本至2047样本为止作为1个码字，发送4个码字的场合。在图10中， 在将第0样本、第512样本、第1024样本、第1536样本作为取样开 始点的场合下，对数似然比的绝对值总和值达到最大。即，即使在 Eb/NO＝2.0dB这一极低的SNR下，也可正确地抽出同步位置。
图11是表示在同一条件下，从0样本至511样本的多个取样开始 点的解码反复次数与对数似然比的绝对值总和值的关系的附图。在该 例中，即使增加在第0个样本之外的取样开始点反复解码的次数，对 数似然比的绝对值总和值也不增加。另一方面，在将第0个样本作为 取样开始点的场合下，从第2次反复解码开始增加，超过第10次后便 急剧增加。这样，即使在Eb/NO＝2.0dB这一极低的SNR下，也可通过 多次反复解码，来明确地检测出取样开始点。因此，如图10及图11 所示，该取样开始点成为码元同步位置。
在该码元同步位置确定之后，在解码器5中，在该位置反复进行 解码，持续反复解码，直至从对数似然比硬判定出的结果HX′达到HX ′＝0为止。
接下来，基于上述硬判定结果，来确立取样同步及时钟同步。
图12是表示解码后正确的星座点及接收时的星座点的附图。这 里，对在解码后确定的数据(位置)与接收数据(位置)的相位差作 以比较。此外将解码后正确的星座点与接收时的星座点的相位差设为 Δθ。
图13是表示接收波每个码元的相位差Δθ的附图。这里，如图13 所示，按(18)式所示的1次式来近似每个接收码元的相位差Δθ。
Δθ＝φ×z+φ(18)
z表示接收码元的位置，φ表示斜度，表示初始值。初始值表示 相位差的偏移值，即取样位置偏差。斜度φ表示接收用基准时钟相对发 送用基准时钟的偏差。因此在本实施方式中，利用这些值，来校正取 样位置偏差，确立取样同步，并校正基准时钟偏差，确立时钟同步。
图14是表示取样同步控制及时钟同步控制的具体示例的附图。图 中T表示取样时钟的周期，1表示1个码元中的样本数。如图14所示， 在取样同步控制中，通过使取样定时只移动来进行调 制。在时钟同步控制中，通过将取样时钟的周期设为T×(1-φ/2π1) 来进行调整。
这样，在本实施方式中，构成一种下列系统，其中，发送机进行 LDPC编码，接收机利用「Sum-Product算法」，对从规定的取样开始 点取样的码字长的接收数据进行LDPC解码，利用作为解码结果输出的 各位的后验概率对数似然比绝对值总和，来进行同步控制。这样，可 不采用前置码及用户码，来正确地进行同步控制。
本实施方式的接收机在多个取样开始点，确认对数似然比的绝对 值总和，将其总和成为最大的取样开始点作为码元同步位置。这样， 可明确地检测出取样开始点。
本实施方式的接收机反复进行解码，将对数似然比绝对值总和进 一步急剧增加的取样开始点作为码元同步位置。这样，即使在SNR非 常低的场合下，也能明确地检测出取样开始点。
本实施方式的接收机由载波感知来决定取样开始点。这样，可有 效地限定取样开始点的数量。
本实施方式的接收机在确立了码元同步后，基于解码结果，来检 测接收信号与解码后的信号的相位差，按(18)式来近似各接收码元 的相位差，基于该(18)式的初始值来校正取样位置偏差，基于该(18) 式的斜度来校正基准时钟的偏差。这样，可正确地确立取样同步及时 钟同步。
实施方式2
在实施方式2中，对本发明涉及的通信装置中的用户检测方法作 以说明。
图15是表示实施方式2的系统构成的附图，11是发送机，12、13 是接收机。在本实施方式中，使LDPC码具有多样性，将各码分配给用 户，由此来检测用户。
如上述同步控制中所述，由于在接收侧，如果发送侧的LDPC码的 生成矩阵G同与其对应的接收侧的检查矩阵H不是1对1对应，则不 能解码，因而这里，将图9例示的总体按图16及图17来变更，由此 使检查矩阵多样化。
具体地说，对用户A进行图16所示的权重分配，对用户B进行图 17所示的权重分配。比如，在图15所示的发送机：接收机为1∶2的 系统中，如图18(a)所示，在发送侧连续发送由用户A的代码编码了 的发送数据及由用户B的代码编码了的发送数据的场合下，在用户A 及用户B的接收机中，分别利用式(17)所示的对数似然比的绝对值 合计Sum_abs_LLRs，来判定是否是针对本机的数据。
这样，本实施方式构成为，发送侧连续发送由用户特定码来编码 的发送数据，接收侧分别利用式(17)所示的对数似然比的绝对值合 计Sum_abs_LLRs，来判定是否是针对本机的数据。这样，无需由发送 机按每个用户来发送唯一的已知用户码，接收机可检测出自己的数 据。
此外，实施方式1及2中说明的功能即使在不采用LDPC码，而采 用比如特播码和重复累积码的场合下，通过采用从解码器输出的对数 似然比的绝对值总和，也可同样实现。但是，由于在采用特播码和重 复累积码的场合下，可能使交织器带有多样性，因而通过向用户个别 分配相交织的各种模式，可以实现与上述同等的多用户检测。
如上所述，本发明构成以下系统，其中，发送机进行LDPC编码， 接收机利用「Sum-Product算法」，对从规定的取样开始点取样的码 字长的接收数据进行LDPC解码，利用作为解码结果输出的各位的后验 概率对数似然比绝对值总和，来进行同步控制。这样，具有可得到一 种可不采用前置码及用户码，来正确地进行同步控制的通信系统的效 果。
根据以下发明，接收机在多个取样开始点，确认对数似然比的绝 对值总和值，将其总和成为最大的取样开始点作为码元同步位置。这 样，具有可得到一种可明确地检测出取样开始点的通信系统的效果。
根据以下发明，接收机反复进行解码，将对数似然比的绝对值总 和进一步急剧增加的取样开始点作为码元同步位置。这样，具有可得 到一种即使在SNR极低的场合下，也可明确地检测出取样开始点的通 信系统的效果。
根据以下发明，接收机由载波感知来决定取样开始点。这样，具 有可得到一种可有效地限定取样开始点的数量的通信系统的效果。
根据以下发明，接收机在确立了码元同步后，基于解码结果，来 检测接收信号与解码后的信号的相位差，按规定的关系式来近似各接 收码元的相位差，基于该式的初始值来校正取样位置的偏差，基于该 式的斜度来校正基准时钟的偏差。这样，具有可得到一种可正确地确 立取样同步及时钟同步的通信系统的效果。
以下发明构成下述系统，其中，发送侧连续发送由用户特定码来 编码的发送数据，接收侧分别利用对数似然比的绝对值合计 Sum_abs_LLRs，来判定是否是针对本机的数据。这样，具有可得到一 种无需由发送机按每个用户来发送唯一的已知用户码，接收机可检测 出自己的数据的通信系统的效果。
以下发明构成为，利用「Sum-Product算法」，对从规定的取样 开始点取样的码字长的接收数据进行LDPC解码，利用作为解码结果输 出的各位的后验概率对数似然比绝对值总和，来进行同步控制。这样， 具有可得到一种可不采用前置码及用户码，来正确地进行同步控制的 接收机的效果。
根据以下发明，在多个取样开始点，确认对数似然比的绝对值总 和值，将其总和成为最大的取样开始点作为码元同步位置。这样，具 有可得到一种可明确地检测出取样开始点的接收机的效果。
根据以下发明，反复进行解码，将对数似然比的绝对值总和进一 步急剧增加的取样开始点作为码元同步位置。这样，具有可得到一种 即使在SNR极低的场合下，也可明确地检测出取样开始点的接收机的 效果。
根据以下发明，由载波感知来决定取样开始点。这样，具有可得 到一种可有效地限定取样开始点的数量的接收机的效果。
根据以下发明，在确立了码元同步后，基于解码结果，来检测接 收信号与解码后的信号的相位差，按规定的关系式来近似各接收码元 的相位差，基于该式的初始值来校正取样位置的偏差，基于该式的斜 度来校正基准时钟的偏差。这样，具有可得到一种可正确地确立取样 同步及时钟同步的接收机的效果。
以下发明构成为，在从发送侧连续发送由用户特定码来编码的发 送数据的场合下，分别利用对数似然比的绝对值合计Sum_abs_LLRs， 来判定是否是针对本机的数据。这样，具有可得到一种无需从发送机 按每个用户来发送唯一的已知用户码，可检测出自己的数据的接收机 的效果。
根据以下发明，发送侧连续发送由用户特定码来编码的发送数 据，接收侧判定是否是针对本机的数据。这样，具有可得到一种不按 每个用户来发送唯一的已知用户码的发送机的效果。
根据以下发明，发送机进行LDPC编码，接收机利用「Sum-Product 算法」，对从规定的取样开始点取样的码字长的接收数据进行LDPC解 码，利用作为解码结果输出的各位的后验概率对数似然比绝对值总 和，来进行同步控制。这样，具有可不采用前置码及用户码，来正确 地进行同步控制的效果。
根据以下发明，接收机在多个取样开始点，确认对数似然比的绝 对值总和值，将其总和成为最大的取样开始点作为码元同步位置。这 样，具有可明确地检测出取样开始点的效果。
根据以下发明，接收机反复进行解码，将对数似然比的绝对值总 和进一步急剧增加的取样开始点作为码元同步位置。这样，具有即使 在SNR极低的场合下，也可明确地检测出取样开始点的效果。
根据以下发明，接收机由载波感知来决定取样开始点。这样，具 有可有效地限定取样开始点的数量的效果。
根据以下发明，接收机在确立了码元同步后，基于解码结果，来 检测接收信号与解码后的信号的相位差，按规定的关系式来近似各接 收码元的相位差，基于该式的初始值来校正取样位置的偏差，基于该 式的斜度来校正基准时钟的偏差。这样，具有可正确地确立取样同步 及时钟同步的效果。
根据以下发明，发送侧连续发送由用户特定码来编码的发送数 据，接收侧分别利用对数似然比的绝对值合计Sum_abs_LLRs，来判定 是否是针对本机的数据。这样，具有无需由发送机按每个用户来发送 唯一的已知用户码，可由接收机检测出自己的数据的效果。
产业上的可利用性
如上所述，本发明涉及的通信系统适用于不采用前置码及用户码 等特定码元，来进行同步控制及用户检测的通信，尤其适用于利用对 应于编码时的生成矩阵的检查矩阵，来进行同步控制及用户检测的通 信装置。