在P.Jung著的“Comparison of Turbo-Code Decoders Applied to Short Frame Transmission System(应用于短帧传输系统的Turbo 码译码器的比较)”，IEEE Journal on Selected Areas in Communications(IEEE通信选择领域杂志)，卷14(1996)530-537 页中分析研究数字传输系统用Turbo码的应用，在此对于传输线段中 的Turbo码既分析研究编码器，也分析研究译码器。Turbo码的译码 基于采用软输入/软输出译码器，要么在采用MAP(maximum aposteriori probability最大后验概率)符号估算器，要么在采用 MAP序列估算器，例如具有先验软输出维特比算法(APRI-SOVA)的估 算器的条件下，可以实现这些软输入/软输出译码器。在此文献中阐述 四种不同的译码装置和它们的处理某些差错率的能力。此外分析研究 在不同应用情况下这些译码器的效率。确认了Turbo码和它们的迭代 译码是预防包差错的一种有效措施。
在ICC‘95，西雅图，华盛顿，1995年6月18-22日，D.Divsalar 和F.Pollara著的“Turbo Code for BCS Application(BCS应用的 Turbo码)”中建议Turbo码，以便实现直至接近所谓仙农(Shannon- Grenze)极限的差错校正。为此应采用比较简单的分量码和大的交织 器。在此文献中Turbo码用多重码在编码器中生成而在合适的译码器 中译码。由Berrou等人在1993年引入Turbo码(请参阅C.Berrou， A.Glavieux和P.Thitimayshima著的“Near Shannon limit area correction coding：Turbo codes(接近仙农极限区校正编码：Turbo 码)”1993年IEE国际通信会议会议录，1064-1070页)。用这种方法 一方面可以实现很好的差错校正。
从ETT欧洲电信学报，卷6，第5期，1995年9-10月，Catherine Douillard等人著的“Iterative Correction of Intersymbol Interference：Turbo-Equalization(符号间干涉的迭代校正：快速 均衡)“中公开了一种所谓的快速校正，用此快速校正应排除在通过卷 积码保护的数字传输系统上的符号间干涉的不利效应。接收机实施两 个相继的软输出决策，由符号检测器和信道译码器经迭代过程实现这 些软输出决策。在每次迭代时，如在Turbo编码时那样，采用在下次 迭代时的来自检测器和译码器的非本征性信息。现实展示，用快速校 正可以克服在多路信道上的符号间干涉效应。
从Narayanan K.R.及其他人著的“利用Turbo编码原理的一种 全新ARQ技术”IEEE通信文献，卷1，第2期，1997年3月，49-51 页中，和从Nasshan M.及其他人著的“JD-CDMA移动无线电系统中 应用天线分集和Turbo码的新结果”，第五届IEEE专用‘室内和移动 无线电通信国际研讨会(PIMRC92)，和ICCC无绳计算机网络地区会议 (WCN)海牙，荷兰，卷2，1994年9月18-23日，524-528页中公开 了用于连接Turbo编码，ARQ(自动重复请求)和无线电系统的方法。
未来的传输系统，例如欧洲的UMTS(通用移动电信糸统)要 求具有达2Mbit/s载波数据速率的大量共存载波业务的以灵活方式的 支持，在此谋求最好可能的频谱效率。在ACTS(先进通信技术和业务) 项目AC090FRAMES(未来无线电宽带多址接入糸统)中已开发一种MA (多址接入)图表，此图表称为FRAMES多址接入(FMA)，并且满足 UMTS的要求。FMA作为第三代的，包括广泛范围应用领域，载波业务 和不同过程的传输系统，必须满足UMTS无线电接口标准的现今和未来 的发展。FMA包括两种作业方式，即具有和不具有扩展的及与GSM(全 球移动通信糸统)兼容性的WB-TDMA(宽带时分多址)和WB-CDMA(宽 带码分多址)。虽然这里主要考察按FMA的系统，亦可以计入具有多重 接入方法，例如FDMA(频分多址)或MC-CDMA(多载波码分多址)的 传输系统，或已提及的传输系统的组合。
从Turbo码的高效率方面是希望在数字传输系统上采用这些 Turbo码的。然而例如在FMA上的多样化的要求使得有必要的是，即 在采用这样的Turbo码时注意，通过差错校正码的传输不过多地使数 据传输增加负担。

基于本发明的任务在于，提供在数字传输系统中的传输信道上用 于使用ARQ协议的包传输的一种方法，尤其是根据ARQ协议判定是否 重新发送包数据的方法，其中采用Turbo编码用于信道编码，其中通 过一种新的Turbo码和一种与此协调的凿孔(Punktierung)，可以通 过ARQ使信道负担保持尽可能地小。
因此按本发明开始提及的方法的特证在于，为了触发ARQ
-通过本身已知的一种参数估算方法来估算信道质量，
-确定Turbo译码器上软判决输出信号的方差，
-从信道质量和方差中推断所传输包的正确性或有差错性，并且
-触发有差错包的至少一个部分的重新发送。
迄今曾由此来触发ARQ，即通过合适的，识别差错的编码，例如 CRC(循环冗余校验)来保护要发送的数据包。然后在接收机中通过这 种编码方式可以识别和重新请求有差错的数据块。在此方法上不利之 处在于，识别差错的编码生成用其不能传输信息的附加冗余位。与此 相比按本发明的方法具有这种优点，即为了触发ARQ动用业务质量的 估算。如以下详述的那样，可以取决于信道质量借助于计算的方差， 例如借助于LLR，对译码的字块作出关于字块的或包的正确性的明确推 断。此外为了估算信道质量采用已知参数估算法中的一种，例如MMSE (最小均方误差估算)，MOM(瞬时法)或MVU(不偏估算最小方差)。 在本发明上因此取消数据包的识别差错的编码。因此提高在传输信道 上的总编码速率，并且因此也提高含在包中的有效信息的份额。此外 减小译码的计算工作量，并且因此也减小由识别差错的份额的译码产 生的延迟。
对业务质量的概念在此理解为以下的内容。对于不同的业务适用 一定的QoS准则(QoS＝Quality of Service＝业务质量)，并且在FRAMES 范围内对于不同载波业务已制订了QoS准则的定义。QoS准则的一个重 要的组成部分是载波数据速率R。QoS准则也包括最大允许差错率 Pb G，或与最大失效概率Pout G结合的包损失率P1 G。在功率交换 (leistungsvermittelt)的业务情况下，瞬时误码率Pb超出Pb G的 概率P{Pb＞Pb G}必须不大于Pout G，亦即
Pr{Pb＞Pb G}＜Pout G。
在语音传输时Pb G等于10-3，而Pout G等于0.05。在包业务上， 对于瞬时包损失率P1适用相似的条件：
Pr{P1＞P1 G}＜Pout G。
除了针对Pr的准则外还有在QoS准则的范围内的其它的条件。这 里却主要考察直接与差错校正码(ECC)的选择有关的QoS参数Pb G， Pb G和Pout G。在ECC上，多重接入方法，调制和包参数主要决定编码 速率Rc。换言之，编码速率Rc与是否满足或不满足某种业务用的QoS 准则的问题有直接的关联。
在接收机方面在其上采用软输入/软输出符号估算器，或软输入/ 软输出序列估算器的一种方法上，当从Turbo译码器的软判决输出信 号的方差σ2中确定业务质量时是有利的，在此有利地从方差σ2中计算 误码率作为业务质量的尺度。
在接收机方面采用MAP符号估算器或MAP序列估算器的一种方法 上，当从Turbo译码器的软判决输出信号的方差σ2 LLR中确定业务质量 时是有利的。
在接收机方面在其上采用用于序列估算的维特比算法的一种方法 上，当从Turbo译码器的软判决输出信号的方差σ2 VIT中确定业务质量 时是有利的。
由于按本发明的方法是既在MAP估算器上，也在通过维特比算法 的估算上可采用的，实际上没有针对用于符号和序列估算的最重要方 法的限制。尽管在以下的专门说明中仅在与MAP符号估算器的关联中 证明此推论，这一点也适用。
按一种有利的发展按本发明的方法的特征在于，采用所谓的 Berrou凿孔用于凿孔，在此Berrou凿孔时仅凿孔非有序的信息。在 信噪比的较低值时这种凿孔方式是有利的。
按一种有利的发展按本发明的方法的特征在于，采用所谓的UKL 凿孔用于凿孔，在此UKL凿孔时既凿孔有序的信息，也凿孔非有序的 信息。在较高的信噪比时和因此在＜10-4的误码率时，这种凿孔方式是 有利的。
按一种有利的发展按本发明的方法的特征在于，采用RCPTC (Rate-Compatible Punctured)作为Turbo码。如从详细说明中可 以看到的那样，这样的码是特别灵活的，并且是适合于本发明目的的。 RCPTC使得从规定的ECC策略到灵活的ECC策略的过渡成为可能，后 者在此是与时间上变化的要求协调的，使得灵活的链路层的检查和媒 体接入的检查是可能的。
按一种有利的发展本发明的方法，其的特征在于，在重新传输有 差错包的信息时，发送在先前发送时通过RCPTC凿孔抑制的信息的至 少一个部分，并且在接收机方面插入此附加的信息到已经存在的信息 中，和重新译码此完整信息。因此在采用ARQ方法时，尽可能少地使 信道增加负担。
按一种有利的发展本发明方法的特征在于，在重新发送时仅发送 在下一个较低的编码速率上附加地供支配的位，因为未凿孔这些位。 因此只传输最低要求的信息，以便实现适当的传输质量的目标。
按一种有利的发展本发明方法的特征在于，重复此方法，直到实 现了包的无差错译码时，或直到传输了包的整个编码的信息时为止。 因此在任何情况下充分利用编码的整个潜力，以便校正在包中的差 错。
附图说明
现在用附图说明本发明的实施例。所示的：
图1为Turbo编码器的方框图；
图2为RSC编码器的方框图，正如在按图1的Turbo编码器中采 用此RSC编码器那样；
图3为Turbo译码器的方框图；
图4为取决于Turbo译码时迭代次数，对于在AWGN信道上的RCPTC 效率的示意图；
图5为在Turbo译码上不同迭代次数时的，瑞利(Rayleigh)信道 上的RCPTC效率示意图；
图6为取决于不同编码速率的，AWGN信道上的RCPTC效率示意图；
图7为取决于不同编码速率的，瑞利信道上的RCPTC效率示意图；
图8为在不同编码速率时的，AWGN信道上的RCPTC效率示意图；
图9为在不同编码速率时的，瑞利信道上的RCPTC效率示意图；
图10为在第二译码器输出端上的误码率BER和方差σ2 LLR之间的关 系的示意图；
图11为在有差错或正确译码的包上，与信噪比关系中的方差σ2 LLR 的示意图。

鉴于硬件的经济采用，ECC电路应是尽可能通用地可采用的，而 ECC配置通过软件控制应允许高度的灵活性。这里采用的RCPTC使这 成为可能，因为它具有必要的灵活性。用图1中所示的Turbo编码器2 可以生成RCPTC。Turbo编码器2具有Ne＝2二进制的、递归的、有序 卷积编码器4，6(RSC)，这些具有例如在3和5之间的小约束长度的 卷积编码器是在采用快速交织器8的条件下并连的。将输入序列u输 送给编码器4(RSC，码1)，和经Turbo码交织器8输送到编码器6(RSC， 码2)上，以及输送给凿孔/复用器装置10。凿孔/复用器装置从编码 器4获得一个其它的输入C1，而从编码器6获得一个其它的输入C2。 凿孔/复用器装置10的输出端是输出序列b。
在Turbo编码器2上，最小的码速率Rc，min等于1/(Ne+1)＝1/3。 借助于采用附加的RSC编码器时，可以进一步降低最小的编码速率Rc， min。
将具有有限持续时间的二进制输入序列u输入编码器4中，并且 在编码器的输出端上产生具有同一有限持续时间的，像u的冗余序列 C1。将在交织之后表示序列u的序列uI输入编码器6中。编码器6 中的编码产生冗余序列C2。凿孔和复用冗余序列C1与C2和序列u，以 便形成输出序列b。Turbo编码器是一种有序的编码器，在此u是含有 在b中的有序信息的基础。
在编码器4实例上的图2中表示了可用于编码器4和6的RSC编 码器。作为有序信息的序列u在编码器4的输入端上等待处理。序列 u经综合网络12到达延迟级14和到达其它的综合网络16。延迟级14 的输出信号到达一个第二延迟级18上和综合网络12上。第二延迟级 18的输出信号到达加法级12上和加法级16上。然后加法级的输出端 是冗余序列C1。
在这种编码器的选择时硬件费用起作用，应尽可能低地维持此硬 件费用。出于此原因，在FRAMES范围内采用的两个RSC编码器是完全 一致的，并且有为3的约束长度。尽管这些RSC编码器只具有四种状 态，在低的信噪比Eb/No值时这些RSC编码器展示良好的效率。因此 在低信噪比时，具有这些RSC编码器的RCPTC的效率是有利的。
Turbo编码器2的输出序列b经传输信道和解调器到达具有RSC 编码器24和一个第二RSC译码器26的RSC Turbo译码器22(图3)。 在译码器24的输出端和译码器26的输入端之间安排了Turbo码交织 器28。在译码器26的输出端和译码器24的输入端之间安排了Turbo 码交织器30。译码器24，26是一种软输入/软输出译码器。
解调器(未展示)提供包含在u中的有序信息Un的估算值Xn，以 及已由编码器4或6生成的，所传输冗余位的估算值Y1，n和Y2，n。这 两个译码器24，26需要由瞬时的信号幅度和噪声方差组成的信道状态 信息(CSI＝Channal State Information)。在处理CSI时译码器24， 26中的每一个处理有序信息，冗余和先验信息Le1，n和Le2，n，由此生 成然后在后继的译码器上用作为先验知识的非本征性信息Le2，n和Le1， n 。译码是迭代的，而随着每次迭代改善译码的结果。改善的程度却随 着进一步的迭代逐渐下降。在迭代的某个次数之后将Turbo译码器22 的输出信号输送入检测器(未表示)中，正如这在这类传输系统上通 常的那样。
为了使RCPTC的采用与存在的业务要求适配，人们可以设想，适 配RSC编码器，这却会导致硬件费用方面不受欢迎的外加负担。交织 器大小与专门业务的适配本身是已知的，并且在采用RCPTC时由于交 织器的灵活性也是一个问题。
此外在考虑整个编码复杂性的条件下，可以按照QoS准则调节在 译码时的迭代次数。在接收机上具备了为了利用Turbo码的这种性能 的两种可能性。对于规定的QoS准则可以随着上升的信噪比Eb/No提 高迭代次数。在衰落信道上，例如在传输信道上这是特别有利的。另 一方面也可随着时间上改变的QoS准则变化迭代次数。只有在采用 Turbo码，尤其在采用RCPTC时具备了译码迭代次数的可调节性。
改善用RCPTC的系统中效率的一种其它可能性在于调节凿孔，使 得可以准备就绪具有变化的巡码率Rc，min＜＝Rc＜＝Rc，max的RCPTC， 由此可以变化在不变的Turbo码交织器和RSC编码译码器上的编码性 能。
对于凿孔原则上有序列u，C1与C2供支配。当通过凿孔完全抑制序 列中的两个时，假设最大的码率Rc，max＝1。在此情况下编码性能取决 于，凿孔序列中的哪些。当例如完全凿孔冗余序列C1与C2时，在此仅 不改变地让序列u通过，ECC是不可获得的，并且在衰落信道上的接 收机上，时间分集增益是不可实现的。在此情况下Turbo译码器降低 到一种简单的阈值检测器。
当通过凿孔完全抑制冗余序列C1与C2中的两个时，在此仅第二冗 余序列与序列u一起可以通过，Turbo编码器变为一种常规的RSC编 码器。Turbo译码器降低到为了实施半迭代而实现的一种常规的RSC 译码器。在此情况下基于非本征信息的先验知识是不存在的。按QoS 准则不同，编码速率Rc可以在1/2和1之间变化。由于Ne＝2有效，RSC 编码器可以基于两种不同的码，并且借助于不改变编码速率Rc地抑制 某个冗余序列C1或C2，可以变化QoS准则和编码复杂性。
上述可能性却妨碍当传输两个冗余序列C1与C2的位时，仅供支配 的一种Turbo码作业，如果，并且适用：
un#u1，n
式中un和u1，n是包含在u或u1中的。在此情况下适用：
Rc，min＜＝Rc＜1。
当不进行凿孔时，实现最小的编码速率Rc，min＝1/(Ne+1)。在此 情况下，按QoS准则和传输信道状态不同，要么实现常规的RSC译码， 要么实现Turbo译码，在此传输应用上的两个因素在时间上变化。
在真正的Turbo码作业时以下的方案是可能的。不凿孔序列u，部 分地凿孔冗余序列C1与C2.在此情况下作为RSC码的或作为Turbo码 的作业是可能的。译码迭代次数是可调节的，而编码速率可以位于1/3 和1之间。这种凿孔方式称为Berrou凿孔。
一种另可选择的可能性在于，部分地凿孔序列u和冗余序列C1与 C2。在此情况下用RSC码的作业是不可能的，而是只有用Turbo码的 作业是可能的。译码迭代次数是可调节的，而编码速率可以位于1/3 和1之间。这种凿孔方式称为UKL凿孔(UKL＝University Kaiserslautern凯泽斯劳滕大学)。最后还可以考察不进行凿孔的情 况.在此情况下用RSC码和Turbo码的作业是可能的。译码迭代次数 是可调节的，而编码速率位于1/3和1附近。
在RCPTC上的有利特征在于自适应地改变编码速率Rc的可能性， 在此在ARQ时可以传输必要的信息，不必传输整个编码的包.信息的， 平衡编码速率中差值的附加部分的传输是足够的。
在已说明于RCPTC情况下编码适配的可能性之后，在采用RCPTC 时现在借助于模拟来说明适配可能性对系统效率的影响。
图4在示图中展示RCPTC的效率，在此示图中表示了对于经AWGN 信道的语音传输用的信噪比Eb/No的误码率BER。包大小曾是150位， 而编码速率约＝1/3。语音传输用的载波数据速率为8＝kbit/s。将未编 码的传输作为基准线来表示。此模拟的参数是在1和5之间变化的译 码迭代次数。在第一次译码迭代之后，为实现＜10-3的误码率所必要的 最小信噪比约等于3.5db。在第二次译码迭代之后，大约较少1.3db 是必要的。下一次译码迭代使得0.2db的增益成为可能。下一次迭代 使得少于0.1db的增益成为可能。在第五次译码迭代之后，对于少于 10-3的误码率所必要的最小信噪比约等于1.8db。因此可以看出，效率 的改善随着增长的迭代变得更少。相比之下，具有约束长度为9的一 个常规NSC码要求约1.9db，以便实现＜10-3的同一误码率。即便在像 150位这样小的包大小上，RCPTC因此是比常规的码稍为更有效率的。
图5在示图中展示RCPTC的效率，在此示图中表示了对于在载波 数据速率为144kbit/s时的，在包大小为672位时的，在码率约为 1/2时的，和在完全经受交织的瑞利衰落信道上的窄带ISDN用的信噪 比EB/No的误码率BER。模拟参数又是译码迭代的次数。在四次译码迭 代之后，少于10-3的误码率要求为3.8db的最小信噪比。在10次迭代 之后只有约3.4db是必要的。具有像四次译码迭代的相似译码复杂性 的一个常规NSC码具有约束长度8，并且要求较高达1.1db的信噪比。
图6至9展示对于在采用RCPTC时的效率的示意图，在此相对于 信噪比EB/No标出了误码率BER或帧差错率FER。图6展示对于在包 大小为672位时的，在10次译码迭代时的，和在AWGN信道上的信噪 比的误码率。图7展示对于在包大小为672位时的，在10次译码迭代 时的，和在完全经受交织的瑞利信道上的信噪比的误码率。图8展示 对于在包大小为672位时的，在10次译码迭代时的，和在AWGN信道 上的信噪比的帧差错率FER。图9展示对干在包大小为672位时的，在 10次译码迭代时的，和在完全经受交织的瑞利衰落信道上的信噪比的 帧差错率。在图6至9的示图中应用两种不同的凿孔方法，即上面已 提及的Berrou凿孔和UKL凿孔。可以看出，在信噪比的较小值时 Berrou凿孔具有较好的效率，而在高信噪比时，和因此在＜10-3的误 码率时，UKL凿孔是有利的。交叉点朝着在增长着的编码速率时的较 低误码率方向移动。
图10中展示了对于在第二译码器输出端上的，对数似然比 (LLR＝Log-Likelihood Ratio)的方差的误码率，在此假设一个 RCPTC，一个为372位的包大小，10次译码迭代，和一个AWGN信道。 从此图中可以看出，编码速率对于误码率和方差σLLR 2之间的关系没有 影响，因为这两个数值具有与信噪比EB/No的相似的依赖关系。因此 当σLLR 2是已知时，可以容易地进行误码率的估算，估算的结果可以用 作为一种行动用的基础，例如用作为适配译码迭代次数用的，或适配用 于改善传输质量的编码速率用的，或在ARQ情况下用于请求重新发送 有差错地编码的包的基础。
最后图11展示在采用具有包大小为600位的，码率约为5/9的， 10次译码迭代的，和一个AWGN信道的RCPTC情况下，与信噪比EB/No 相比，在第二译码器输出端上的对数似然比LLR的方差σLLR 2。RCPTC 曾是为64kbit/s的载波业务设计的。从图11中得出，像在与图10的 关联中的类似考虑也适用于方差σLLR 2与包差错出现的依赖关系。在有 差错地译码的包上，σLLR 2总是大于在正确译码的包的情况下的σLLR 2。 因此当对于刚刚检验过的包的信噪比EB/No和σLLR 2为已知时，可以容 易地生成和为了控制目的采用的与包差错概率有关的软判决变量。 尽管本说明主要涉及本发明在数字移动无线电上的应用，本发明不局 限于此，而且可以普遍地以所述的优点采用在数字传输系统上，例如 在功率连接的系统上，光学传输系统(红外和激光传输系统)上，卫 星无线电系统上，深空间传输系统上，定向无线电传输系统上，和无 线电广播传输系统(数字无线电或电视)上。