1993年发现了Turbo码以及Turbo解码(参照非专利文献1)。这些作为接近通信的理论极限即香农限(Shannon limit)的纠错码，备受关注。
装备了Turbo码的装置(以下，称为“Turbo码装置”)具备具有两个相同的连线的两个RSC(Recursive Systematic Convolutional，递归系统卷积)编码部。Turbo码装置将输入的比特串输入两个RSC编码部。此时，Turbo码装置对一个RSC编码部，通过经由交织器(インタ一リ一バ)从而使比特串重排输入。通过这样的处理，Turbo码装置生成由两个独立的约束条件卷积后的比特串。
装备了Turbo解码的装置(以下，称为“Turbo解码装置”)具备两个最大后验概率(MAP：Maximum A Posteriori probability)估计部。两个最大后验概率估计部对由Turbo码装置编码后的比特串进行解码。这两个最大后验概率估计部通过相互交换在各自的解码处理中获得的可靠性，从而高精度地检测被输入的比特串。
如此，作为关注了两个独立的约束条件的技术，还提出了Turbo均衡技术。在Turbo均衡技术中，如以下那样，两个编码部执行成为前提的编码处理。一个进行以纠错为目的的比特串的卷积码(外码)处理。另一个进行基于传播路径的脉冲响应的卷积码(内码)处理。这两个独立的编码部串联连接。
接收通过上述的码处理而编码的信号的装置(以下，称为“Turbo均衡装置”)具备补偿由无线传播路径引起的失真的均衡部以及进行解码的解码部。均衡部以及解码部将由各自执行的处理而获得的可靠性有效地利用为用于相互检测处理的事前信息。通过反复这样的处理，Turbo均衡装置使信号检测的精度逐渐提高。
作为Turbo均衡技术的例，对频域SC/MMSE(Soft Canceller followedby Minimum Mean Square Error，基于软消除的最小均方误差)Turbo均衡技术进行说明。图16以及17分别表示无线通信尤其是移动通信中的发送装置以及接收装置。
首先，对发送装置进行说明。在图16中，发送装置具备编码部P01、交织器P02、调制部P03、CP插入部P04、导频生成部P05、导频多路复用部P06、无线部P07以及发送天线P08。
编码部P01对所发送的比特串(以下，称为“发送比特串”)执行纠错码处理。交织器P02重排发送比特串的比特的顺序。调制部P03对重排了顺序的发送比特串，进行例如4相相位调制(QPSK：Quadrature PhaseShift Keying，正交相移键控)等的调制。CP插入部P04对发送比特串插入CP(Cyclic Prefix：循环前缀)。所谓CP，用于实现由多径引起的延迟波的干扰去除。此时，CP插入部P04以接收装置中的FFT块单位根据传播路径的最大延迟时间附加CP。
导频生成部P05生成传播路径估计用的已知导频信号。导频信号多路复用部P06对插入了CP的发送比特串的信号(以下，称为“数据信号”)、由导频生成部P05生成的导频信号进行多路复用。无线部P07将被多路复用的信号上变频(up convert)为射频。发送天线P08发送上变频后的信号。
下面，对接收装置进行说明。在图17中，接收装置具备接收天线P11、无线部P12、导频分离部P13、传播路径特性/方差(分散)估计部P14、CP去除部P15、FFT部P16、软消除部P17、均衡部P18、解调部P19、解交织器(デインタ一リ一バ)P20、解码部P21、交织器P22、软副本(ソフトレプリカ)生成部P23、传播路径特性乘法部P24。
接收天线P11接收从上述发送装置的发送天线P08发送的信号。无线部P12针对所接收的信号，从射频下变频(down convert)为基带信号。导频分离部P13将下变频后的信号分离为导频信号和数据信号。传播路径特性/方差估计部P14利用导频信号，估计传播路径的频率响应(以下，称为“传播路径特性”)。此外，传播路径特性/方差估计部P14估计接收装置中的热噪声(以下，简单称为“噪声”)的方差。所估计的传播路径特性以及热噪声的方差输入到均衡部P18。此外，所估计的传播路径特性输入传播路径特性乘法部P24。
CP去除部P15从被分离的数据信号去除CP。另外，数据信号维持了以FFT块单位的信号的周期函数性。FFT部P16将数据信号变换为频率信号。变换后的频率信号输入软消除部P17。
这之后的处理成为Turbo均衡技术中的信号处理。Turbo均衡技术将软消除部P17、均衡部P18、解调部P19、解交织器P20、解码部P21、交织器P22、软副本生成部P23、传播路径特性乘法部P24的处理反复任意次数。
首先，软消除部P17从数据信号消除具有与传播路径特性乘法部P24获得的可靠性成比例的振幅的接收信号副本(传播路径中的干扰分量的信号)。另外，在第一次处理中，软副本生成部P23没有生成软副本，所以也没有生成接收信号副本。因此，软消除部P17不进行消除处理。均衡部P18接收由传播路径特性/方差估计部P14输出的传播路径特性、由软副本生成部P23获得的软副本、由软消除部P17消除的数据信号。均衡部P18利用传播路径特性、软副本以及软消除后的数据信号，执行补偿传播路径中的信号失真的处理(均衡处理)。解调部P19通过解调处理，计算各接收数据信号的对数似然比(LLR：Log Likelihood Ratio)。
解交织器P20将数据信号的比特串复原为原来的排列。解码部P21对将排列复原后的各数据信号的LLR执行纠错处理，计算可靠性提高了的各数据信号的LLR。交织器P22对由解码部P21输出的LLR再次进行重排。另外，交织器P22利用与发送装置的交织器P02相同的模式进行重排。软副本生成部P23生成具有与可靠性成比例的振幅的软副本。例如，使调制方式为与发送装置的调制部P03的调制方式相同的4相相位调制，并设构成QPSK信号的第1比特的LLR为11、第2比特的LLR为12时，软副本ssoft由式1表示。
【数学式1】
$s_{\mathrm{soft}}=\frac{1}{\sqrt{2}}\tanh \left(\frac{l_1}{2}\right)+j\frac{1}{\sqrt{2}}\tanh \left(\frac{l_2}{2}\right)$…(式1)
软副本生成部P23由式1获得软副本后，将该软副本输入均衡部P18。此外，通过软副本生成部P23中的FFT部，该软副本被变换为频率信号，输入传播路径特性乘法部P24。传播路径特性乘法部P24通过将由传播路径特性/方差估计部P14估计出的传播路径特性与软副本的频率信号相乘，从而生成接收信号副本。如上所述，所生成的接收信号副本输入到软消除部P17。接收装置将以上的处理反复任意次数，通过判定最终解码部P21获得的LLR来进行信号的检测，获得解码后的比特串(以下，称为“解码比特串”)。
【非专利文献1】C.Berrou，A.Glavieux，and P.Thitimajshima，″Nearshannon limit error correcting coding and decoding：Turbo-codes(1)，″inProceedings of IEEE International Conference on Communications′93，(Geneva，Switzerland)，pp.1064--1070，May 1993.
如此，Turbo均衡技术通过以规定次数相互交换由均衡部和解码部获得的信息，从而逐渐使数据信号的比特串的可靠性提高，进行信号的检测。通过这样的处理，能够使信号检测的精度提高。但是，根据信号检测中的该反复处理的执行次数的增大，具有该处理所要的时间以及耗电也增大的问题。

因此，本发明的目的是提供一种在Turbo均衡技术中能够抑制信号检测精度的降低并减少反复处理的执行次数的执行判断装置、接收装置、无线通信系统以及执行判断方法。
本发明的第一形态是一种执行判断装置，对Turbo均衡装置判断是否进行检测处理，Turbo均衡装置对由纠错码编码后发送的数据，反复进行对由传播路径产生的失真进行补偿的均衡部以及进行纠错处理的解码部的处理，由此检测编码前的数据，该执行判断装置具备：均衡部输入输出特性取得部，其取得均衡部的输入输出特性；解码部输入输出特性取得部，其取得解码部的输入输出特性；和判断部，其基于分别针对均衡部以及解码部取得的输入输出特性，判断是否进行Turbo均衡装置中的检测处理。
优选本发明的第一形态中的判断部基于分别针对均衡部以及解码部取得的输入输出特性，评价在Turbo均衡装置中的检测处理的反复中有无堆栈发生，在评价为发生堆栈时判断为不进行检测处理，在评价为不发生堆栈时判断为进行检测处理。
优选本发明的第一形态中的均衡部输入输出特性取得部取得与均衡部的互信息量相关的输入输出特性，解码部输入输出特性取得部取得与解码部的互信息量相关的输入输出特性，判断部在这两个输入输出特性交叉时评价为发生堆栈从而判断为不进行检测处理，在不交叉时判断为不发生堆栈从而判断为进行检测处理。
优选本发明的第一形态中的判断部基于两个输入输出特性，针对多个评价点的每一个，比较各个输出的值的大小，在对于全部评价点所述大小的关系一致时，评价为两个输入输出特性不交叉。
优选本发明的第一形态的执行判断装置还具备评价点设定部，该评价点设定部基于均衡部的输入输出特性设定多个评价点的间隔，由此设定多个评价点的值。
优选本发明的第一形态中的均衡部输入输出特性部分别取得在均衡部中输入的互信息量为0时以及为1时的输出互信息量，通过利用这两个值进行近似，从而取得均衡部中的输入输出特性。
优选本发明的第一形态的执行判断装置还具备次数取得部，该次数取得部基于均衡部的输入特性和解码部的输入特性，对于Turbo均衡装置中的反复处理取得要反复的次数。
此外优选在本发明的第一形态中的Turbo均衡装置预先具有执行反复处理的次数的最大值时，本发明的第一形态中的次数取得部在所取得的要反复的次数超过Turbo均衡装置中的反复处理的次数的最大值时，判断为不进行检测处理。
优选本发明的第一形态中的执行判断装置还具备表存储部，该表存储部存储对解码部的输入特性将多个输入值和与各输入值对应的输出值建立了对应的表，解码部输入特性取得部通过从表存储部读出表的内容来取得输入特性。
此外，本发明的第二形态是一种具备上述执行判断装置的接收装置。
此外，本发明的第三形态是一种无线通信系统，具备发送装置和接收装置，其中，发送装置具备利用纠错码对数据进行编码的编码部和发送由编码部编码后的数据的发送部；接收装置具备：接收部，其接收由发送装置发送的数据；Turbo均衡部，其对接收部接收的数据，反复进行均衡部以及解码部的处理，由此检测编码前的数据，均衡部对由传播路径产生的失真进行补偿，解码部进行纠错处理；均衡部输入输出特性取得部，其取得均衡部的输入输出特性；解码部输入输出特性取得部，其取得解码部的输入输出特性；和判断部，其基于分别针对均衡部以及解码部取得的输入输出特性，判断是否进行Turbo均衡部中的检测处理。
此外，本发明的第三形态中的判断部基于分别针对均衡部以及解码部取得的输入输出特性，评价在Turbo均衡部中的检测处理的反复中有无堆栈发生，在评价为发生堆栈时判断为不进行检测处理，在评价为不发生堆栈时判断为进行检测处理。
此外，本发明的第四形态是一种上述执行判断装置进行的执行判断方法。
(发明效果)
根据本发明，在Turbo均衡技术中，能够抑制信号检测的精度降低的同时减少反复处理的执行次数。
附图说明
图1是表示作为第一实施方式的接收装置的功能结构的概略框图。
图2是表示用于实现Turbo均衡技术的功能结构的概略框图。
图3是形象地表示反复处理的EXIT图。
图4是用于表示执行判断部的动作原理的EXIT图。
图5是用于说明第一实施方式中的执行判断方法的EXIT图。
图6是表示第一实施方式中的执行判断部的功能结构的概略框图。
图7是表示存储部存储的LUT的例的图。
图8是表示第一实施方式中的执行判断部的处理的流程图。
图9是表示第二实施方式中的执行判断部的功能结构的概略框图。
图10是表示作为第三实施方式的接收装置的功能结构的概略框图。
图11是表示第三实施方式中的执行判断部的功能结构的概略框图。
图12是用于说明反复次数的决定方法的EXIT图。
图13是表示第三实施方式中的执行判断部的处理的流程图。
图14是表示第四实施方式中的执行判断部的处理的流程图。
图15是表示无线通信系统的结构的图。
图16是表示装备了Turbo均衡技术的发送装置的功能结构的概略框图。
图17是表示装备了Turbo均衡技术的接收装置的功能结构的概略框图。
符号说明：
P01...编码部，P02...交织器，P03...调制部，P04...CP插入部，P05...导频生成部，P06...导频多路复用部，P07...无线部，P08...发送天线，P11...接收天线，P12...无线部，P13...导频分离部，P14...传播路径特性/方差估计部，P15...CP去除部，P16...FFT部，P17...软消除部，P18...均衡部，P19...解调部，P20...解交织器，P21...解码部，P22...交织器，P23...软副本生成部，P24...传播路径特性乘法部，1...接收天线，2...无线部，3...导频分离部，4...传播路径特性/方差估计部，5...CP去除部，6...FFT部，7...执行判断部，8...软消除部，9...均衡部，10...解调部，11...解交织器，12...解码部，13...交织器，14...软副本生成部，15...传播路径特性乘法部，16...次数控制部，71...均衡器输入输出特性取得部，72...解码器输入输出特性取得部，73...存储部，74...判断部，75...评价点设定部，76...次数取得部，100...接收装置，201...均衡器，202...解码器。

[第一实施方式]
首先，对作为第一实施方式的接收装置100a进行说明。图1是表示接收装置100a的功能结构的概略框图。接收装置100a在单载波方式中采用了频域SC/MMSE Turbo均衡技术。但是，接收装置100a中能够采用的技术不限于此。只要是在接收装置中能够使用Turbo均衡技术的技术，则接收装置100a可以采用其他技术。例如，接收装置100a能够采用DFT-S-OFDM(Discrete Fourier Transform Spread Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，离散傅里叶变换扩频正交频分复用)方式、MC-CDMA方式、OFDM方式。此外，接收装置100a还可以采用接收在发送装置中对信号付加CP之后发送的信号的方式。此外，对于均衡方式，接收装置100a中能够采用的技术也不限于频域SC/MMSE。接收装置100a还可以采用时域SC/MMSE或最大后验概率(MAP：Maximum APosteriori probability)均衡等。
接收装置100a具备接收天线1、无线部2、导频分离部3、传播路径特性/方差估计部4、CP去除部5、FFT部6、执行判断部7a、软消除部8、均衡部9、解调部10、解交织器11、解码部12、交织器13、软副本生成部14、传播路径特性乘法部15。另外，成为接收装置100a接收的信号的发送源的发送装置与图16所示的现有的发送装置相同，所以省略其说明。
接收天线1接收从发送装置发送的信号。无线部2将所接收的信号从射频下变频为基带。导频分离部3将下变频后的信号分离为导频信号和数据信号。传播路径特性/方差估计部4利用导频信号估计传播路径特性。此外，传播路径特性/方差估计部4利用导频信号估计接收装置100a中的噪声的方差。估计出的传播路径特性以及噪声的方差输入均衡部9。此外，估计出的传播路径特性输入传播路径特性乘法部15。
CP去除部5从分离后的数据信号去除CP。FFT(高速傅里叶变换)部6通过高速傅里叶变换处理，将作为时间信号的数据信号变换为频率信号。执行判断部7a利用传播路径特性以及噪声的方差，判断是否执行利用了Turbo均衡技术的反复处理产生的信号的检测。执行判断部7a判断为进行上述信号检测时，对软消除部8输入从FFT部6输入的数据信号。在该情况下，软消除部8以后的各功能部基于Turbo均衡技术，执行信号检测。另一方面，执行判断部7a判断为不进行信号检测时，软消除部8以后的各功能部不执行基于Turbo均衡技术的信号检测。
下面，对软消除部8以后的各功能部执行的基于Turbo均衡技术的信号检测处理进行说明。首先，软消除部8从由执行判断部7a输入的数据信号中消除具有与由传播路径特性乘法部15获得的可靠性成比例的振幅的接收信号副本。另外，在第1次处理中，因为未生成软副本生成部14的软副本，所以也不生成接收信号副本。因此，软消除部8不进行消除处理。均衡部9接收由传播路径特性/方差估计部4输出的传播路径特性、由软副本生成部14获得的软副本、由软消除部8消除后的数据信号。均衡部9利用传播路径特性、软副本以及软消除后的数据信号，执行补偿传播路径中的信号失真的处理(均衡处理)。解调部10计算各数据信号的对数似然比(LLR)。
解交织器11将数据信号的比特串复原为原来的排列。解码部12对将排列复原后的各接收数据信号的LLR执行纠错处理，计算可靠性提高的各数据信号的LLR。交织器13对由解码部12输出的LLR再次进行重排。软副本生成部14生成具有与可靠性成比例的振幅的软副本。例如软副本部14可以通过式1获得软副本。软副本生成部14获得软副本后，将该软副本输入均衡部9。此外，通过未图示的FFT部，该软副本变换为频率信号，输入传播路径特性乘法部15。传播路径特性乘法部15将由传播路径特性/方差估计部4估计出的传播路径特性与软副本的频率信号相乘，从而生成接收信号副本。所生成的接收信号副本，如上所述，输入软消除部8。软消除部8以后的各功能部反复以上的处理任意次数，判定最终解码部12得到的LLR，由此进行信号的检测并获得解码比特。
以上，对接收装置100a的功能结构进行了说明，下面对Turbo均衡技术的理论结构进行说明。图2是表示用于实现Turbo均衡技术的功能结构的概略框图。图3是形象地表示反复处理的外部信息交换(EXIT：EXtrinsic Information Transfer)图。
如图2所示，一般的Turbo均衡技术利用由传播路径的卷积获得可靠性的均衡器201、和由纠错处理获得可靠性的解码器202来实现。均衡器201以及解码器202相互交换与数据信号相关的可靠性的值，并将该可靠性的值作为相互信号检测中的事前信息进行有效利用。因此，均衡部输出LLR成为解码部输LLR。此外，解码部输出LLR成为均衡部输入LLR。
具体而言，均衡器201相当于图1的软消除部8、均衡部9、解调部10、软副本生成部14以及传播路径特性乘法部15。此外，解码器202相当于图1的解码部12。另外，在图2中，为了简化说明，省略相当于解交织器11以及交织器13的功能部的显示。但是，原则上在均衡器201和解码器202之间设置这两个功能部。
图3的EXIT图是将均衡器201以及解码器202中的处理数值化、形象地进行表示的图。在图3中EXIT图的横轴表示均衡器外部输入互信息量以及解码器外部输出互信息量。在图3中EXIT图的纵轴表示均衡器外部输出互信息量以及解码器外部输入互信息量。这里，所谓外部互信息量，表示仅由均衡器201或解码器202的紧接之前的处理改善了的互信息量，减去了基于在输入时点曾把握的可靠性的互信息量。在本说明书中，以下将外部互信息量简称为互信息量。
所谓互信息量，在发送发送信号X并获得了接收信号Y时，定量地表示关于发送信号X从接收信号Y能够获得多少信息量。进而，所谓外部互信息量，表示仅由从输出LLR除以输入LLR所得的LLR、即仅由紧接之前的处理而改善了的互信息量。在该情况下，对于获得LLR时的数据信号的互信息量被约束在0到1之间的值。此外，互信息量为“0”，表示没有获得关于数据信号的信息。此外，互信息量为“1”，表示完全获得了关于数据信号的信息，即能够完全再现数据信号。
图3将均衡器201的互信息量的输入输出关系表示为曲线L21；将解码器202的互信息量的输入输出关系表示为曲线L22。反复处理能够用箭头(将其称为“EXIT轨迹”)来形象地表示。首先，在第1次反复处理中，因为完全未获得事前信息，所以均衡器201的输入互信息量是0。然后，均衡器201按照箭头A21-1，获得均衡器输出互信息量(0.65)。
接下来，均衡器201的输出互信息量成为解码器202的输入互信息量，所以在解码器202中输入该均衡器输出互信息量。解码器202按照箭头A22-1获得输出互信息量(0.95)。这里，均衡器201以及解码器202的处理分别完成了一次，所以第1次反复处理结束。
接着，均衡器201将解码器202的输出互信息量用作输入互信息量，按照箭头A21-2获得输出互信息量(0.8)。解码器202将均衡器201的输出互信息量用作输入互信息量，按照箭头A22-2获得输出互信息量(1)。此时，所获得的解码器输出互信息量达到“1”，所以通过在该阶段进行解调从而能够正确地检测信号。
如此，均衡器201以及解码器202进行的反复处理，在均衡器201和解码器202的互信息量的输入输出特性不相交的情况下，作为解码器输出互信息量能够取得“1”。另一方面，在输入输出特性(即，曲线21以及曲线22)在中途相交的情况下，反复处理在交叉点停止(堆栈堆栈(スタツク))，特性不会再提高。
另外，均衡器201的互信息量的输入输出特性(以下，称为“均衡器201的输入特性”或“均衡器输入输出特性”)基于传播路径特性和接收信号噪声比(SNR：Signal to Noise power Ratio，信噪功率比)来决定，所以按每次传送机会，均衡器201中的互信息量的输入输出关系发生变化。因此，为了适应性地进行控制，需要按每次传送机会计算输入输出特性的快照(snapshot)。相对于此，解码器202的互信息量的输入输出特性(以下，称为“解码器202的输入输出特性”或“解码器输入输出特性”)，因为对于任一数据信号都由发送装置实施相同的纠错编码，所以被唯一决定。
下面，对执行判断部7a的动作原理进行说明。图4是用于表示执行判断部7a的动作原理的EXIT图。L31表示实际的均衡器201的输入输出特性。L32表示实际的解码器202的输入输出特性。解码器202的输入输出特性L32，如上所述被唯一决定。因此，可以预先取得解码器202的输入输出特性。另一方面，均衡器201的输入输出特性，如上所述由传播路径特性和SNR决定，所以不能预先取得输入输出特性。
但是，均衡器输入互信息量为0时的均衡器输出互信息量的值(始点BP处的均衡器输出互信息量的值)，因为完全没有获得关于软副本的信息而与实际的信号一致，所以在开始反复处理之前能够预先取得。此外，均衡器输入互信息量为1时的均衡器输出互信息量(终点EP处的均衡器输出互信息量)，也因为软副本的精度完全而与发送信号一致，所以在反复处理的开始前能够预先取得。因此，通过用直线近似始点BP和终点EP，能够算出均衡器201的近似特性L31-a。
下面，对计算近似特性L31-a的方法进行说明。式2是表示均衡器201中的输出信号向量的数学式。
【数学式2】
z＝(1+γδ)-1[δssoft+FHΨRres]            …(式2)
在式2中，z表示以FFT块内的均衡后的接收信号为要素的时间轴的复数的列向量。ssoft表示表示FFT块内的时间轴的软副本的复数的列向量。此外，γ、δ、F、Ψ、Rres分别是由式3～式7表示的值。
【数学式3】
$\gamma =\frac{1}{K}\mathrm{tr}\left[{\Xi }^H{(\mathrm{\Xi \Delta }{\Xi }^H+{\sigma }^2{I}_K)}^{-1}\Xi \right]$
…(式3)
【数学式4】
$\delta =\frac{1}{K}\mathrm{tr}\left[s_{\mathrm{soft}}{s}_{\mathrm{soft}}^H\right]=\frac{1}{K}\underset{k=1}{\overset{K}{\Sigma }}{\left|s_{\mathrm{soft}}\left(k\right)\right|}^2$
…(式4)
【数学式5】

…(式5)
【数学式6】
Ψ＝ΞH(ΞΔΞH+σ2IK)-1            …(式6)
【数学式7】
Rres＝R-ΞSsoft                     …(式7)
K表示FFT块内的信号数(取样数量)。Ξ表示将传播路径的频率响应(传播路径特性)作为对角分量而排列的复数的对角矩阵。Δ表示将软消除后的残留信号能量作为对角分量而排列的非负实数的对角矩阵。ssoft
(k)表示FFT块内的第k个软副本。F表示用于对向量进行时间频率变换的DFT矩阵。Ssoft表示排列了频率轴的软副本的复数的列向量。R表示以FFT点数的频率轴的接收信号为要素的复数的列向量。IK表示仅对角分量为1、其余为0的K×K的单位矩阵。此外，右肩的H表示向量或矩阵的厄米(Hermitian)倒置(伴随矩阵)。tr[A]表示计算方阵A的对角分量的和的迹算子(trace operator)。
即使将被发送的信号的能量归一化为1，也不失一般性。因此，将被发送的信号的能量归一化为1时，例如在FFT块大小为4时，Ξ、Δ、ssoft、Ssoft、R、Rres分别能表示为式8～式13。
【数学式8】
$\Xi =\left[\begin{array}{cccc}{\Xi }_1& 0& 0& 0\\ 0& {\Xi }_2& 0& 0\\ 0& 0& {\Xi }_3& 0\\ 0& 0& 0& {\Xi }_4\end{array}\right]$…(式8)
【数学式9】
$\Delta =\left[\begin{array}{cccc}1-{{\left|s_{\mathrm{soft}}\left(1\right)\right|}^2}^{}& 0& 0& 0\\ 0& 1-{\left|s_{\mathrm{soft}}\left(2\right)\right|}^2& 0& 0\\ 0& 0& 1-{\left|s_{\mathrm{soft}}\left(3\right)\right|}^2& 0\\ 0& 0& 0& 1-{\left|s_{\mathrm{soft}}\left(4\right)\right|}^2\end{array}\right]$…(式9)
【数学式10】
$s_{\mathrm{soft}}=\left[\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{soft}}\left(1\right)\\ s_{\mathrm{soft}}\left(2\right)\\ s_{\mathrm{soft}}\left(3\right)\\ s_{\mathrm{soft}}\left(4\right)\end{array}\right]$…(式10)
【数学式11】
$s_{\mathrm{soft}}=\left[\begin{array}{c}{s}_{\mathrm{soft}}\left(1\right)\\ s_{\mathrm{soft}}\left(2\right)\\ s_{\mathrm{soft}}\left(3\right)\\ s_{\mathrm{soft}}\left(4\right)\end{array}\right]=F{s}_{\mathrm{soft}}$…(式11)
【数学式12】
$R=\left[\begin{array}{c}R\left(1\right)\\ R\left(2\right)\\ R\left(3\right)\\ R\left(4\right)\end{array}\right]$…(式12)
【数学式13】
$R_{\mathrm{res}}=\left[\begin{array}{c}{R}_{\mathrm{res}}\left(1\right)\\ R_{\mathrm{res}}\left(2\right)\\ R_{\mathrm{res}}\left(3\right)\\ R_{\mathrm{res}}\left(4\right)\end{array}\right]$…(式13)
下面，利用式2来计算均衡后的LLR。LLR的计算所需要的参数是等效振幅增益和等效噪声的方差，分别能够由式14、式15表示。
【数学式14】
${\mu }_z=\frac{1}{K}\mathrm{tr}\left[{\Xi }^H{(\mathrm{\Xi \Delta }{\Xi }^H+{\sigma }^2{I}_K)}^{-1}\Xi \right]$…(式14)
【数学式15】
${\sigma }_z^2=\frac{{\mu }_z}{1-{\mu }_z}$…(式15)
μz表示在FFT块内一定的非负等效振幅增益。σz2表示在FFT块内一定的等效噪声的方差。等效噪声的方差根据定义能够由均方根减去平均值的平方，结果仅用等效振幅增益来表示。这利用了将被发送的信号的振幅归一化为1并且此时的等效振幅增益μz成为平均值。在该情况下，LLR的方差能够利用等效振幅增益而由式16表示。
【数学式16】
${\sigma }_l^2=\frac{4{\mu }_z}{1-{\mu }_z}$…(式16)
σ12是LLR的方差，为正实数。该LLR的方差和互信息量可以相互变换，能够利用称为J函数的近似式如式17那样近似表示。
【数学式17】
$I_z={(1-2^{-H_1{\sigma }_l^{2H_2}})}^{H_3}$…(式17)
在式17中，H1＝0.3073、H2＝0.8935、H3＝1.1064。另外，在式17中，H1、H2以及H3的值是唯一决定的值。此外，Iz表示给予了LLR的方差σ12时的互信息量。利用以上的内容，能够算出EXIT图的始点BP以及终点EP处的均衡器输出互信息量。
始点BP处的均衡器201为没有给予成为事前信息的LLR的状态，所以ssoft成为0。在该情况下，δ＝0、Δ＝IK。因此，等效振幅增益μzb通过在式14中代入Δ＝IK，能够如式18那样表示。
【数学式18】
${\mu }_z^b=\frac{1}{K}\mathrm{tr}\left[{\Xi }^H{(\Xi {\Xi }^H+{\sigma }^2{I}_K)}^{-1}\Xi \right]$…(式18)
通过利用由式18给予的等效振幅增益μzb以及式16，能够算出LLR的方差σ12。而且，通过利用LLR的方差σ12以及式17，能够算出始点BP的均衡器输出互信息量Izb。
在终点EP处的均衡器201中，ssoft成为s(即，与被发送的信号相同)。在该情况下，δ＝1、Δ＝0。因此，等效振幅增益μze通过在式14中代入Δ＝0，能够如式19那样表示。
【数学式19】
${\mu }_z^e=\frac{1}{{\sigma }^{2}K}\mathrm{tr}\left[{\Xi }^H\Xi \right]=\frac{1}{{\sigma }^{2}K}\underset{k=1}{\overset{K}{\Sigma }}{\left|\Xi \left(k\right)\right|}^2$…(式19)
通过利用由式19给予的等效振幅增益μze以及式16，能够算出LLR的方差σ12。而且，通过利用LLR的方差σ12以及式17，能够算出终点EP的均衡器输出互信息量Ize。
始点BP以及终点EP处的均衡器输出互信息量Izb以及Ize能够由上述方法算出。而且，通过用直线连接始点BP以及终点EP，能够获得图4中的近似特性L31-a。
下面，对判断是否执行基于Turbo均衡技术的信号检测的执行判断方法进行说明。图5是用于说明执行判断方法的EXIT图。图5所示的EXIT图是调换了图4所示的EXIT图的纵轴和横轴的图。即，在图5的EXIT图中，横轴表示均衡器输出互信息量以及解码器输入互信息量，纵轴表示均衡器输入互信息量以及解码器输出互信息量。此外，近似特性L41相当于图4中的近似特性L31-a，解码器输入输出特性L42相当于图4中的解码器输入输出特性L32。
如图5所示，通过评价近似特性41和解码器输入输出特性L42是相交还是不相交，能够判断堆栈的发生。而且，在堆栈发生时，能够判断为不执行基于Turbo均衡技术的信号检测。具体而言，在图5中，在纵轴的解码器输出互信息量从0到1的期间，若解码器202的输入输出特性L42存在于作为均衡器201的近似特性的输入输出特性L41之上，则基于Turbo均衡技术的信号检测不发生堆栈。
为了进行这样的判断，首先用1次函数表示均衡器201的近似输入输出特性(近似特性L41)。斜率以及截距分别能够如式20以及式21那样表示。
【数学式20】
$a=\frac{1}{I_z^e-I_z^b}$…(式20)
【数学式21】
$b=-\frac{I_z^b}{I_z^e-I_z^b}$…(式21)
a表示斜率。b表示截距。在该情况下，近似特性L41的方程式能够如式22那样表示。
【数学式22】
$I_{\mathrm{out}}=\frac{1}{I_z^e-I_z^b}{I}_{\mathrm{in}}-\frac{I_z^b}{I_z^e-I_z^b}$…(式22)
Iout表示均衡器输入互信息量，即图5中的纵轴的值。Iin表示相当于横轴的均衡器输出互信息量。
下面，对解码器202的输入输出特性进行说明。一般，解码器202的输入输出特性能够如式23那样表示。
【数学式23】
$I_{\mathrm{dec}}={(1-2^{{-H}_1{I}_{\mathrm{in}}^{2H_2}})}^{H_3}$…(式23)
在式23中，Idec表示解码器输出互信息量，即图5中的纵轴的值。Iin表示相当于横轴的解码器输入互信息量。此外，在式23中，H1、H2、H3的值是根据编码方式以及编码率而变化的参数。例如在约束长度4、编码率1/2的卷积码的情况下，H1＝13.8206、H2＝3.2731、H3＝1.5506。
基于式22以及式23，通过在Iin的值为0到Ize(终点EP处的均衡器输出互信息量)之间评价均衡器输入输出特性和解码器输入输出特性，能够判断是否进行信号检测。在该评价中，若总是由式23计算出的Idec大，则在信号检测处理中能够完全检测出信号。
基于上述那样的原理，执行判断部7a判断是否执行信号检测。下面，对执行判断部7a的结构进行详细说明。图6是表示执行判断部7a的功能结构的概略框图。执行判断部7a具备均衡器输入输出特性取得部71、解码器输入输出特性取得部72、存储部73以及判断部74。以下，对执行判断部7a具备的各功能部进行说明。
均衡器输入输出特性取得部71取得接收装置100a中的均衡器201的输入输出特性。首先，均衡器输入输出特性取得部71基于上述原理，计算EXIT图中的始点BP以及终点EP的均衡器输出互信息量Izb以及Ize。然后，均衡器输入输出特性取得部71基于这两个值，取得近似特性L41的方程式。
解码器输入输出特性取得部72取得接收装置100a中的解码器202的输入输出特性。如上所述，解码器202的输入输出特性可以预先取得。因此，解码器输入输出特性取得部72通过读出存储部73中存储的输入输出特性，取得解码器202的输入输出特性。
存储部73存储接收装置100a中的解码器202的输入输出特性。存储部73还可以存储表示解码器202的输入输出特性的数学式(相当于式23)。此外，作为解码器202的输入输出特性，存储部73还可以存储将输入值和输出值建立了对应的LUT(Look Up Table：查找表)。图7是表示存储部73存储的LUT的例子的图。在图7中，LUT以0.1刻度从0到1具有输入互信息量的值(Iin)，并且对应具有各输入互信息量中的输出互信息量(Idec)。图7表示约束长度4、编码率1/2的卷积码的情况下的值。
通过存储部73存储LUT，能够削减解码器输入输出特性取得部72取得与各输入互信息量对应的输出互信息量所需要的处理时间。表示解码器202的输入输出特性的数学式(式23)包括乘方，所以基于该式取得输出互信息量的处理花费时间。因此，利用LUT是有效的。另外，由存储部73存储的LUT的结构不限于图7所示的表。
判断部74基于由均衡器输入输出特性取得部71取得的均衡器输入输出特性以及由解码器输入输出特性取得部72取得的解码器输入输出特性，判断是否执行基于均衡器201以及解码器202的信号检测处理。
从有无发生堆栈的观点出发，说明判断部74的处理。判断部74基于由均衡器输入输出特性取得部71取得的输入输出特性以及由解码器输入输出特性取得部72取得的输入输出特性，评价堆栈的发生的有无。判断部74在能够评价为堆栈未发生的情况下，判断为执行信号检测处理。另一方面，判断部74在能够评价为堆栈发生的情况下，判断为不执行信号检测处理。基于两输入输出特性的堆栈发生的有无的评价处理，例如能够通过以下那样的方法来实现。
下面，从在EXIT图中均衡器201的近似特性L41和解码器202的输入输出特性L42是否交叉的观点出发，说明判断部74的处理。判断部74基于由均衡器输入输出特性取得部71取得的输入输出特性以及由解码器输入输出特性取得部72取得的输入输出特性，评价两输入输出特性在EXIT图中是否交叉。判断部74在能够评价为两输入特性不交叉的情况下，评价为堆栈不发生。相反，评价部74在能够评价为两输入特性交叉的情况下，判断为堆栈发生。因此，判断部74在能够评价为两输入输出特性不交叉的情况下，判断为执行信号检测处理。另一方面，判断部74在能够判断为两输入输出特性交叉的情况下，判断为不执行信号检测处理。因为在两输入输出特性交叉的情况下，即使执行信号检测处理，在信号的检测中也可能产生错误。
下面，对实现该评价的具体处理进行说明。判断部74取得多个与Iin的值对应的Iout的值以及Idec的值。而且，在各Iin的值中，在Iout的值比Idec的值小时，判断部74评价为两输入输出特性不交叉。作为该评价中所用的多个Iin的值，判断部74利用0到Ize之间的多个值。判断部74用0作为Iin的最小值。此外，判断部74用Ize作为Iin的最大值。另外，与各Iin的值对应的Iout的值以及Idec的值，分别由均衡器输入输出特性取得部71以及解码器输入输出特性取得部72取得，并且转送给判断部74。
例如，判断部74将Iin的值设定为以0.1刻度从0到Ize从而进行评价。在想要进行更详细的评价的情况下，可以将该刻度设定得更小。相反，在想大体进行评价并缩短评价所要的处理时间的情况下，可以将该刻度设定得更大。
接收装置100a中的均衡器201以及解码器202按照执行判断部7a的判断，执行信号检测处理。
图8是表示执行判断部7a执行的处理的流程图。以下，对于执行判断部7a执行的处理的流程，利用图8进行说明。
首先，均衡器输入输出特性取得部71基于传播路径特性和噪声的方差，计算并取得始点BP以及终点EP处的均衡器输出互信息量(S1、S2)。然后，均衡器输入输出特性取得部71基于始点BP以及终点EP处的均衡器输出互信息量，取得近似特性L41的斜率以及截距，并获得均衡器201的输入输出特性(S3)。
接着，判断部74代入初始值0作为Iin的值(S4)。均衡器输入输出特性取得部71以及解码器输入输出特性取得部72取得与Iin的值对应的Iout的值以及Idec的值，并转送给判断部74。判断部74在Idec的值为Iout的值以下的情况下(S6-否)，判断为不执行基于反复处理的信号检测(S9)。
另一方面，判断部74在Idec的值比Iout的值大的情况下(S6-是)，对Iin的值加上规定的值(Δ)，取得新的Iin的值(S7)。判断部74在新的Iin的值为均衡器输入输出特性取得部71取得的终点EP的均衡器输出互信息量Ize以下的情况下(S5-是)，执行S6以后的处理。另一方面，判断部74在新的Iin的值比均衡器输出互信息量Ize大的情况下(S5-否)，判断为执行基于反复处理的信号检测(S8)。
这样构成的接收装置100a基于执行判断部7a的判断，控制均衡器201以及解码器202进行的信号检测的执行。在执行判断部7a评价为堆栈发生的情况下(即，判断为不执行信号检测的情况下)，因为用于信号检测的反复处理无用，所以接收装置100a不执行该信号检测。另一方面，在执行判断部7a评价为堆栈不发生的情况下(即，判断为执行信号检测的情况下)，因为用于信号检测的反复处理有用，所以接收装置100a执行信号检测。因此，能够抑制信号检测的精度降低的同时减少反复处理的执行次数。与此相伴，能够实现被减少的反复处理的执行次数那部分处理所需的时间以及耗电的降低。此外，针对执行了产生堆栈的无用反复处理的问题，通过执行判断部7a的处理，能够抑制这样的无用反复处理的执行。
〔变形例〕
基于式22以及式23评价均衡器输入输出特性和解码器输入输出特性时，通过在Iin的值为Izb到Ize之间进行评价，也能够判断是否进行信号检测。在该评价中，若总是由式23计算出的Idec大，则在信号检测处理中能够完全地检测出信号。
基于这样的原理，执行判断部7a可以通过在Iin的值为Izb到Ize之间进行评价，来判断是否执行信号检测。在该情况下，判断部74在取得并比较与多个Iin的值对应的Iout的值以及Idec的值的处理中，作为多个Iin的值，采用Izb到Ize之间的多个值。判断部74采用Izb作为Iin的最小值。此外，判断部74采用Ize作为Iin的最大值。此外，在该情况下，Iin的最小值和最大值之差变小。因此，与采用0作为Iin的最小值的情况相比，可以更小地设定各Iin的差(在上述实施方式中为0.1)。
此外，在上述实施方式中，判断部74在EXIT图中均衡器201的近似特性L41和解码器202的输入输出特性L42交叉的情况下，判断为不执行信号检测处理。但是，在即使EXIT图中两输入输出特性交叉而该交点的解码器输出互信息量的值为规定值(例如0.99)以上的情况下，判断部74也可以判断为执行信号检测处理。具体而言，判断部74取得并比较与多个Iin的值对应的Iout的值以及Idec的值。在Idec的值为Iout的值以下的情况下(图8中的S6-否)，判断部74判断Idec的值是否比规定值大。若Idec的值为规定值以上，则判断部74判断为执行信号检测处理(图8中的S8)。另一方面，若Idec的值比规定值小，则判断为不执行信号检测处理(图8中的S9)。
[第二实施方式]
下面，对第二实施方式的接收装置100b进行说明。接收装置100b具备执行判断部7b代替执行判断部7a这一点与接收装置100a不同，其他结构与接收装置100a相同。即，在接收装置100b中，接收天线1、无线部2、导频分离部3、传播路径特性/方差估计部4、CP去除部5、FFT部6、软消除部8、均衡部9、解调部10、解交织器11、解码部12、交织器13、软副本生成部14以及传播路径特性乘法部15的结构与上述接收装置100a相同。因此，省略对于接收装置100b整体的说明，对执行判断部7b进行说明。
图9是表示执行判断部7b的功能结构的概略框图。执行判断部7b还具备评价点设定部75，这点与执行判断部7a不同。以下，对于执行判断部7b，主要说明与执行判断部7a不同点。
评价点设定部75基于均衡器201的输入输出特性，决定判断部74在输入输出特性的评价中使用的多个Iin的值。具体而言，评价点设定部75设定各Iin的值的差值(图8中的处理S7的Δ的值)。终点EP处的均衡器输出互信息量Ize越小，评价点设定部75越较小地设定Δ的值。评价点设定部75将设定的Δ的值转送给判断部74。判断部74利用由评价点设定部75设定的Δ的值来进行处理。
终点EP处的均衡器输出互信息量Ize小，表示接收质量差。因此，该值越小，堆栈产生的可能性越高，越需要严密的评价。相对于此，在接收装置100b中，评价点设定部75基于均衡器输出互信息量Ize的值来设定Δ的值。因此，堆栈产生的可能性越高，判断部74越用更小的幅度进行Iin中的评价，能够使判断部74的判断精度提高。
[第三实施方式]
下面，对第三实施方式的接收装置100c进行说明。图10是表示接收装置100c的功能结构的概略框图。接收装置100c具备执行判断部7c来代替执行判断部7a这一点与接收装置100a不同。此外，接收装置100c在解码部12和交织器13之间还具备次数控制部16c这一点也与接收装置100a不同。而且，对于其他结构，接收装置100c与接收装置100a相同。即，在接收装置100c中，接收天线1、无线部2、导频分离部3、传播路径特性/方差估计部4、CP去除部5、FFT部6、软消除部8、均衡部9、解调部10、解交织器11、解码部12、交织器13、软副本生成部14以及传播路径特性乘法部15的结构与上述接收装置100a相同。以下，对于接收装置100c，主要说明与接收装置100a不同点。
执行判断部7c判断是否执行基于反复处理的信号检测，在判断为执行时，进一步决定其反复次数。执行判断部7c决定执行次数后，将执行次数转送给次数控制部16c。此时，执行判断部7c在判断为不执行基于反复处理的信号检测时，可以使反复次数为0次从而转送给次数控制部16c。
次数控制部16c按照从执行判断部7c转送的反复次数，控制反复处理的反复次数。次数控制部16c在均衡器201以及解码器202进行的反复处理中，满足该反复次数时，将从解码器202输出的信号不转送给交织器13，而向对被接收的数据信号进行处理的其他功能部转送。
下面，详细说明执行判断部7c。图11是表示执行判断部7c的功能结构的概略框图。执行判断部7c还具备次数取得部76这一点与执行判断部7a不同。以下，对于执行判断部7c，主要说明与执行判断部7a不同点。
首先，对反复次数的决定方法的原理进行说明。图12是用于表示反复次数的决定方法的EXIT图。图12所示的EXIT图的输入输出特性与图5所示的相同。图12对于图5增加了表示互信息量的改善的EXIT轨迹。
在图12中，箭头L63示出了表示第1次反复的解码处理的可靠性的改善的EXIT轨迹。箭头L64示出了表示第2次反复的均衡处理的可靠性的改善的EXIT轨迹。箭头L65示出了表示第2次反复的解码处理的可靠性的改善的EXIT轨迹。另外，在图12中，第1次反复的均衡处理的可靠性的改善成为从原点到始点BP的EXIT轨迹。其中，始点BP以及终点EP由均衡器输入输出特性取得部71算出，所以在图12中省略其EXIT轨迹的图示。
由箭头L63或箭头L65等的解码处理所获得的解码器输出互信息量能够如式24那样表示。
【数学式24】
$I_{\mathrm{dec}}={(1-2^{{-H}_1{I}_{\mathrm{in}}^{2H_2}})}^{H_3}$…(式24)
在式24中，H1、H2、H3是根据编码方式以及编码率变化的参数。例如在约束长度4、编码率1/2的卷积码的情况下，H1＝13.8206、H2＝3.2731、H3＝1.5506。此外，Iin表示0到1的用实数表示的解码器输入互信息量。此外，Idec表示0到1的用实数表示的解码器输出互信息量。
此外，由箭头L64等的均衡处理获得的均衡器输出互信息量能够如式25那样表示。式25通过在式22的Iout中代入解码器输出互信息量Idec而得到。
【数学式25】
$I_{\mathrm{eq}}=(I_z^e-I_z^b)I_{\mathrm{in}}+I_z^b$…(式25)
在式25中，Ieq表示0到1的用实数表示的均衡器输出互信息量。
通过对式24的Iin代入始点BP的解码器输入互信息量Izb，能够获得第1次反复时的解码器输出互信息量Idec1(箭头L63)。所获得的解码器输出互信息量Idec1可以用作第2次反复处理的均衡器输入互信息量。
在式25中，通过对于Iin代入由L63获得的Idec1，能够获得第2次反复时的均衡器输出互信息量Ieq2。再次对式24的Iin代入Ieq2，从而能够获得第2次反复时的解码器输出互信息量。直到解码器输出互信息量的值大约成为1(例如0.99)为止，反复利用了式24以及式25的这样的处理。然后，能够取得该反复次数，作为均衡器201以及解码器202中的反复处理的反复次数。另外，在经验上知道若解码器输出互信息量的期望值为0.99以上，则可以正确地进行检测。但是，该值是设计事项，也可以应用0.999等其他的值。
基于上述那样的原理，次数取得部76取得反复次数。即，次数取得部76经由判断部74，取得均衡器输入输出特性以及解码器输入输出特性。此外，次数取得部76同样地取得始点BP的解码器输入互信息量Izb。而且，次数取得部76反复利用了上述式24以及式25的处理，并对该反复次数进行计数。次数取得部76取得解码器输出互信息量的值超过阈值(例如0.99或0.999)时的计数值，作为反复次数。
图13是表示执行判断部7c执行的处理的流程图。以下，利用图13说明执行判断部7c执行的处理的流程。另外，从开始到S8的处理以及未图示的S9的处理与图8所示的第一实施方式的执行判断部7a的处理相同，所以省略说明。
在S8的处理中，在判断部74判断为进行信号检测的情况下，次数取得部76计算第1次解码处理中的解码器输出互信息量(S10)。次数取得部76准备用于对反复次数进行计数的计数器，并向计数器输入1(S11)。接着，在算出的解码器输出互信息量没有超过阈值时(S12-否)，次数取得部76利用计算出的解码器输出互信息量，计算均衡器输出互信息量(S13)。接着，次数取得部76利用计算出的均衡器输出互信息量来计算解码器输出互信息量(S14)。接着，次数取得部76向反复次数的计数器加上1(S15)，再次返回S12的分支。
另一方面，在计算出的解码器输出互信息量超过阈值时(S12-是)，次数取得部76取得此时的计数器的值，作为反复次数(S16)。
在如此构成的接收装置100c中，基于执行判断部7c的判断，次数控制部16c控制均衡器201以及解码器202进行的反复处理的反复次数。具体而言，执行判断部7c取得信号检测所需的次数，次数控制部16c进行控制，使其只进行该次数的反复处理。因此，在通过反复处理进行信号检测时，能够抑制进行无用的反复。因此，能够抑制信号检测精度的降低并且减少反复处理的执行次数。此外，与此相伴，能够减少该反复处理所需要的时间以及耗电。
〔变形例〕
次数取得部76可以对所取得的次数加上规定的值(例如1或2)，之后向次数控制部16c转送反复次数。此外，该加法处理还可以由次数控制部16进行。原本次数取得部76在处理中使用的均衡器输入输出特性是近似的直线，所以在所取得的次数中有可能产生偏差。因此，考虑该偏差，通过较多地设定反复次数，从而能够提高反复处理的信号检测精度。
[第四实施方式]
下面，对第四实施方式的接收装置100d进行说明。接收装置100d具备执行判断部7d代替执行判断部7c这一点与接收装置100c不同，对于其他结构，与接收装置100c相同。即，在接收装置100d中，接收天线1、无线部2、导频分离部3、传播路径特性/方差估计部4、CP去除部5、FFT部6、软消除部8、均衡部9、解调部10、解交织器11、解码部12、交织器13、软副本生成部14、传播路径特性乘法部15以及次数控制部16c的结构与上述接收装置100c相同。因此，省略对接收装置100d整体的说明，对执行判断部7d进行说明。另外，在接收装置100d中，预先决定了均衡器201以及解码器202进行的反复处理的反复次数(N)。
执行判断部7d具备次数取得部76d代替次数取得部76c这一点与执行判断部7c不同，其他结构与执行判断部7c相同。因此，以下，进行针对次数取得部76d的说明，对于执行判断部7d的其他结构，省略说明。
次数取得部76d在计数器的值超过上述N值时，在该时点，判断为不执行基于反复处理的信号检测。
图14是表示执行判断部7d执行的处理的流程图。以下，采用图14来说明执行判断部7d执行的处理的流程。另外，从开始到S8的处理以及未图示的S9的处理与图8所示的第一实施方式的执行判断部7a相同，所以省略说明。此外，对于与图13相同的处理，标注相同的符号并省略其说明。
在图14中，在S15的处理之后，计数器的值为N以下时(S17-是)，次数取得部76d返回S12的分支。另一方面，在计数器的值比N大时(S17-否)，次数取得部76d判断为不执行基于反复处理的信号检测(S18)，结束处理。
另外，基于计数器的数值是否为N以下的分支，在图14中配置在S15的处理之后，但是也可以配置在S12到S15之间的任一处。
另外，反复次数根据情况先决定了数据实时性等的质量的情况下，也可以改变调制方式或编码率。
下面，对无线通信系统1000进行说明。图15是表示无线通信系统1000的结构的图。无线通信系统1000包括接收装置100以及发送装置500。发送装置500是图16所示的公知的发送装置。接收装置100是上述各实施方式中的接收装置100a～100d中的任一个。如上所述，发送装置500对发送数据(发送比特串)进行纠错码的执行、重排比特串的顺序等，发送信号。接收装置100接收从发送装置500发送的信号，并对所接收的信号执行上述处理，从而获得解码比特串。
另外，上述各实施方式中的接收装置100a～100d的一部分或全部可以利用专用的硬件来构成。
此外，可以用计算机实现上述各实施方式中的接收装置100a～100d的一部分，例如执行判断部7a～7d的功能。在该情况下，可以将用于实现该执行判断处理的程序存储在计算机可读取的记录介质中，将该记录介质中存储的程序读入计算机系统并执行，由此来实现。另外，这里所说的“计算机系统”，包括OS以及外围设备等硬件。此外，所谓“计算机可读取的记录介质”，是指软盘、光盘、ROM、CD-ROM等可移动介质、计算机系统中内置的硬盘等存储装置。而且“计算机可读取的记录介质”还可以包括经由因特网等网络或电话线路等通信线路发送程序时的通信线那样的短时间内动态地保持程序的物质、成那时的服务器或客户端的计算机系统内部的易失性存储器那样的一定时刻保持程序的物质。此外上述程序可以是用于实现上述功能的一部分的程序，还可以是通过与计算机系统中已经存储的程序的组合能够实现上述功能的程序。
以上，参照附图详细叙述了本发明的实施方式，但具体的结果不受该实施方式限制，还包括不脱离本发明的主旨的范围的设计等。