采用可缩卷积码的数字音频广播方法和设备

本发明与无线电广播技术有关，具体地说，与调频(FM)信道 带内(In-Band-On-Channel，IBOC)数字音频广播(DAB)中的前 向纠错技术以及采用这种前向纠错技术的广播系统有关。

数字音频广播是一种提供优于现有的模拟广播格式的数字音质 音频的手段。AM和FM IBOC DAB能以一种数字调制的信号与当前 广播的模拟信号并存的混合格式发送。IBOC不要求指配新的频谱， 因为每个DAB信号都在一个指配给现有信道的频谱范围内发送。 IBOC支持有效地利用频谱，使广播机构可以为听众提供数字质量的 音频广播。采用混合调制格式的FM IBOC广播系统已是一些美国专 利所涉及的对象,如专利No.5,465,396；5,315,583；5,278,844和 5,278,826。此外，共同受理美国专利No.5,956,624揭示了一种FM IBOC DAB系统。

对于IBOC DAB业已提出了一种正交频分多路复用(OFDM) 技术。OFDM信号包括一些正交分隔的载波，都以共同的码元率调 制。矩形脉冲码元(例如BPSK，QPSK，8PSK或QAM)的频率间 隔等于码元率。对于FM/DAB信号的IBOC传输来说，OFDM副载 波的冗余集设置在共存的模拟FM载波两侧的100KHz至200KHz左 右内。DAB功率(上、下边带)定为比FM信号低25dB。DAB信号 的电平和谱占用设置成不对它的FM主机有太大的干扰，同时又为 DAB副载波提供适当的信噪比(SNR)。离FM载波±300KHz的第 一邻近信号可能要污染DAB信号。然而，在一个电台的覆盖区域内 的任何特定位置，不大会两个第一邻近信号都与DAB发生干扰。因 此，上、下DAB边带承载有相同的冗余信息，这样只需要一个边带 就可以传送信息。OFDM的固有优点包括在有多路径干扰下工作稳 定，以及能容忍非 斯短期噪声或由于选择性衰落而引起的凹口。

前向纠错(FEC)和交织改善了在一个受污染的信道上传输数字 信息的可靠性。业已有人提出采用收缩码的前向纠错技术。例如，美 国专利No.5,197,061提出将收缩技术用于不同的防错级别。还可参见 S.Kallel的“互补收缩卷积(CPC)编码器及其应用”(“Complamentarg Punctured convolution(CPC)Coder and Their Applications，”，IEEE Trans.Comm.，Vol.43，No.6，pp.2005-2009，June 1995.)。为自动重发 请求(ARQ)方式也已开发了互补对卷积(CPC)FEC编码技术，重 发用互补码编码，而不是简单的重发同样的编码序列。CPC码可以按 照例如下列已发表的收缩技术构成：Y.Yasuda，K.Kashiki，Y. Hirata 的“用于软判决Viterbi解码的高比率收缩卷积码”(“High-Rate Punctured Convolutional Codes for Soft Decision Viterbi Decoding，” IEEE Trans.Comm.，Vol 32.#3，Mar.1984)，J.Hagenauer的“码率 可兼容的收缩卷积码(RCPC码)及其应用”(“Rate-Compatible Punctured Convolutional Codes(RCPC Codes)and Their Applications，”IEEE Trans.Comm.，Vol.36，No.4，pp.389-400，April， 1988)。

已知，用Viterbi解码周期性地收缩卷积码中的一些比特是产生较 高码率的卷积码的一项有效措施。码率可兼容的收缩卷积(RCPC) 码设想为以实际可行的有效方式根据信道容量调整编码增益和比特能 量的机制，参见上面列出的Hagenauer的译文或M.Kim的“系统收 缩卷积码”(“On Systematic Punctured Convolutional Codes，”IEEE Trans.Comm.，Vol45，No.2，pp.133-139，Feb.1997)。这在点对点(非 广播)自动重发请求(ARQ)系统中是有用的，一个预期接收机估计 出它的信号与噪声的功率比(Eb/No)后将它所希望的通知发送方(通 过返回通路)，以便增大或减小每个比特的能量(Eb)和编码增益。 发送方通过调整码率R予以响应。这是用收缩卷积码来实现的，所有 的比特通常都采用例如“工业标准”K＝7、R＝1/2码率编码传输。假 设在这种非收缩情况下达到最大的Eb和编码增益。为了改善频谱和/ 或功率的利用率，发送方可以有选择地省去(例如按接收方的请求收 缩)编码比特中的一些比特，不予传输，从而得到较高码率的码。这 种收缩相对于原来的非收缩码来说具有降低有效Eb和编码增益的作 用，然而这种收缩码仍可以足够顺利地在这个信道上传送信息，但效 率更高。

为了在给定的码率获得最佳的性能，需要以特定的模式对编码序 列中的比特进行收缩。不幸的是，对于高码率的码的收缩模式不包括 所有对低码率的码要收缩掉的比特。Haganauer证明对于他的RCPC 码的收缩模式可以包括所有对低码率的码的收缩，只是与最佳的相比 略有损失，但是是码率可兼容的收缩模式。因此，可以通过收缩掉同 一模式中更多的可缩比特直接根据原R＝1/2的码提高码率。较高码率 的码是较低码率的码的比特子集。

VHF FM频带的IBOC DAB信道内的干扰环境通常是使一个DAB 信道分成以下两个副信道子集：(a)由频谱中较不受其他电台信号干扰 的区域构成的可靠部分，其特征是受热噪声或背景噪声限制，受多路 径衰落影响；(b)由频谱中在一些间断性的时间间隔内受到严重干扰的 区域构成的不可靠部分，干扰污染在这些时间间隔内发送的比特，而 在其他时间(或对于大多数地理位置)类似于上述可靠部分。AM频 带的IBOC DAB可以类似地表征。

现有技术在这种环境下利用两种基本策略之一发送数据：(1)简单 地不用信道的不可靠部分，因此将不可靠部分中不受污染而可以利用 的那些时间浪费掉了；(2)利用码率充分低的码(和适当提高编码比特 率)，保证误码率(BER)满足要求，将增加的带宽均匀地散布到频谱 的可靠和不可靠这两部分。这通过均匀地将比特分配给OFDM系统中 的各OFDM载波或增大单载波系统的原始比特率来实现。这利用了信 道的不可靠部分，但是也招致在信道的不可靠部分有严重干扰时出现 BER恶化(甚至是破坏性的)。第二种策略是否优于第一种取决于干 扰的大小。

本发明通过特殊的编码和差错控制来对抗非均匀干扰，使性能更 为稳定可靠。本发明的广播方法利用具有非可缩比特和可缩比特的卷 积码对节目内容进行编码后，用得到的卷积码调制正交频分多路复用 载波信号。非可缩比特用第一组载波承载，可缩比特用第二组载波承 载，而第一组载波信号与第二组载波信号相比较不易受干扰影响。这 些载波信号广播给接收机，由接收机确定第二组内的载波是否被污染 和删除确定为受污染的任何载波承载的可缩比特。这样便产生了收缩 码，通过解码即可恢复原来的节目内容。

本发明还涉及按照本发明的方法进行工作的发射机和接收机。本 发明提供了一种FEC编码技术，可以在采用正交频分多路复用的信道 带内数字音频广播系统的干扰环境下降低误码率。这降低了由于正交 频分多路复用广播系统内的非均匀干扰引起的干扰影响。

在本说明的附图中：

图1为广播DAB信号的主FM无线电台的频谱的示意图，图中示 出了第一邻信道干扰；

图2为K＝7、R＝1/2的卷积编码器的示意图；

图3为按本发明的方法进行工作的发射机和接收机的简化功能方 框图；

图4为示出比特通过接收机、解交织器和前向纠错解码器时受到 的映射和处理的功能方框图；

图5为K＝7、R＝1/3的卷积编码器的示意图；以及

图6和6a为可用于本发明的分组码阵列的示意图。

本发明的优选实施例可具体用于信道带内(IBOC)数字音频广播 (DAB)系统，离主FM载波最远的外侧OFDM副载波有时要受到来 自第一邻近信道可能还有第二邻近信道的破坏性干扰。典型的FM频 带DAB情况下的干扰环境示于图1(未按比例)。图1是可以采用本 发明的混合FM IBOC DAB信号10的信号分量的频率分配(频谱格 局)和相对功率谱密度的示意图。这种混合格式包括传统的FM立体 声模拟信号12，其功率谱密度呈三角形14，大致处在FM频带信道 18的中央或中央频带部分16。典型的模拟FM广播信号的功率谱密度 接近三角形，从中心频率以-0.35dB/kHz的斜率下降。多个数字调制 的均匀分隔的副载波位于模拟FM信号两侧的上边带20和下边带22 内，与模拟FM信号同时发送。

来自相邻FM信道24的信号(即第一邻近FM信号)，如果有的 话，将集中在离本信道中心的200kHz处。带内的和第一邻近FM台 的载波在频谱上与DAB信道交叠，平均来说，这是由于它们各自载波 扫入和扫出DAB信道引起的。这种可能的频谱交叠可以导致处在频谱 受交叠部分的正交频分多路复用载波受到污染。由此可见，处在上边 带两端附近(即区域26和28)的载波比处在上边带中央附近(即区 域30)的载波更容易受到干扰。下边带也会受到由于模拟FM信号和 本信道另一侧的第一邻近FM的类似的谱交叠干扰。即使是处于受干 扰区域的载波也可以用来改善整个信道。在混合系统中，每个边带内 这些OFDM调制的副载波的总DAB功率设置为比它的主模拟FM功 率低25dB左右。

本发明的方法利用一种可缩码，将可缩比特与非可缩比特分开， 将可缩比特置于信道的不可靠部分。可缩码用了一些称为可缩比特的 比特，这些比特如果删去的话仍可以恢复编码数据，只是纠错能力比 原来的未缩减的码低了一些。另一些比特称为非可缩比特，删除这样 的比特就要损失很大的编码增益。

可缩比特与非可缩分开，置于信道的不可靠部分。因此，在接收 机内删除了这些比特，整个信道的性能不会比信道的可靠部分本身更 差。而在不删除这些比特时，这些比特可以降低信道的可靠部分的 BER，从而使整个信道的性能高于只用信道的可靠部分的性能。实际 上，这种方案可以动态地利用信道不可靠部分的清晰时段来改善整个 信道的BER性能，而在受干扰时段不会使BER增大而恶化。

上述技术可以使接收机在确定有明显干扰污染根据某些OFDM载 波得出的软判决码元时删除这些码元。这里所采用的特定FEC编码技 术开发了这种可以收缩掉或删除某些特定比特而不会使编码增益有多 少损失的能力。

以上参考Hagenauer论文的RCPC编码技术可以用于副信道受到 的干扰是非均匀但可通过在任何接收机对非均匀(有色)干扰或噪声 的估计预测的OFDM广播信道。在这种情况下，发射机广播全部编码 比特(不加缩减)。然而，这些卷积编码比特安排成可缩比特在一些最 容易受污染的OFDM副载波上发送，而非可缩比特在一些通常最可靠 的副载波上发送。任何接收机可以估计各自的干扰情况，特别是对于 那些最容易受干扰的副载波。如果接收机估计出这些副载波受到相当 大的干扰，就会决定删除根据这些受污染的副载波得出的比特再进行 解码。这种删除包括将删除的比特的软判决值都设置为零。由于对可 缩比特执行删除，因此达到了与收缩同样的效果，但并不涉及发射机。 利用事先的干扰估计信息在接收机有选择地删除被污染比特可以显著 地改善性能。OFDM传输就可以利用通过对非均匀(有色)干扰估计 得到的知识自适应地改善FEC解码器性能这方面来说是独特的。

根据这种想法可以作出进一步改进或各种变化。通过适当地对可 缩比特进行“加权”而不是删除成零可以在性能上获得某些改善。与 现有技术的在发射机缩去比特的非广播系统相比，这在针对广播系统 的本发明中是可能的。理想情况是，对根据每个副载波得出的软比特 加权的适当权系数应正比于本副载波的信噪比(SNR)(假设是可加高 斯白噪声AWGN)。然而，在动态非高斯干扰环境中估计误差会降低 这种技术可能获得的效益。由于“广播机构”可能希望将可缩比特用 于某种带内信令，从而增加了比特使用的灵活性。在这种情况下，副 载波中某些承载可缩比特的就会承载其他数据。这种格式上的修改必 需向所有的接收机广播(例如通过这种消息格式内的一个模式控制比 特)，使得接收机在解码时可以缩去这些比特。显然，这种可选方案会 降低所得到的收缩数据的稳定性，然而广播机构必需折衷考虑。

特种可缩码包括某些系统码。系统码包括作为输出序列部分的输 入数据序列再加上附加的奇偶校验比特。显然，采用系统码，所有的 奇偶校验比特可以都删除，而编码数据的误码率(BER)不会比完全 不用编码的差。但是，在没有全部缩去奇偶校验比特时，总的码具有 编码增益，BER性能要比完全不用编码的好。

虽然众所周知非系统码对于低码率情况(例如R＝1/2)性能比系 统码好，但已证明高码率的系统码呈现具有比高码率的非系统收缩卷 积码好的性能(见以上引用的Kim的论文)。系统码的特征是具有一 个是信息序列输入的一个拷贝的输出。系统反馈编码器可由一个具有 以二元多项式除法操作实现反馈的非系统前馈编码器的等距特性(即 相同的纠错性能)的非系统前馈编码器构成。

图2示出了码率为1/2的卷积编码器的示意图。移位寄存器32接 收加在线34上的输入数据比特。这些输入数据比特以速率B接收，表 示所要发送的节目内容。这种节目内容可以包括例如表示谈话或音乐 信号的音频信息和/或数据。一些抽头将移位寄存器内的信息比特引入 模2加法器36或38。所选取的这些抽头只是例示性的。一个带有适 当抽头点的7级移位寄存器可以用于K＝7、R＝1/2的码。模2加法 器36在线40上的输出含有可缩编码比特，而模2加法器38在线42 上的输出含有非可缩比特。开关44以2B的速率往复转接，从而得到 码率为1/2的码。这样就在线46上产生比特率为2B的一系列编码输 出比特。

图3为发射机48和接收机50的简化方框图。发射机接收节目内 容，例如包括在线52和54上的立体声信号和线56上的数据。节目内 容由编码器58编码，在线60上产生可缩码。可缩码包括一系列可缩 和非可缩比特。振荡器62产生的多个载波由调制器64用码的比特调 制，在线66上产生正交频分多路复用信号，通过天线68向接收机发 送。接收机天线70接收到OFDM载波后，由解调器72从OFDM载 波中提取代码，再由解码器74将代码变换回节目内容，送至诸如扬声 器76或显示器78那样的输出装置。

图4为示出各比特通过接收机中按照本发明的方法工作的部分进 行映射和处理的详细功能方框图。多个OFDM载波80由接收机电路 84接收，变换成相应比特流，加到线82上。电路84包括数字化装置、 载波同步装置、码元同步装置和匹配滤波器，都按照众所周知的技术 进行工作，在线82上产生相应比特流。编辑器86对比特进行检测， 按照用来发送这些比特的载波的干扰电平删除一定的可缩比特(或减 小这些比特的权系数)，在线88上产生经编辑的各比特流。方框90表 示将各比特流根据载波重新定位后分送至几个解交织器92、94和96。 方框98表示将一个同步字分配给一些最可靠的载波。这些解交织器的 输出多路合并成单个比特流，如方框100所示。Viterbi解码器102对 这单个比特流进行解码。在方框104，加上标定的延迟，以便混合成 FM数字音频广播信号。然后，经延迟的信号送至调制解调器去帧方 框106，进行进一步处理。软判决Viterbi解码采用(接近)最佳的软 判决加权，对差分检测的QPSK副载波码元进行最大比值合并 (MRC)，使信道损失最小。

一种能在本发明中使用的CPC码可以根据一种遵从工业标准的 1/3码率卷积码构成。图5示出了1/3码率卷积编码器的示意图。移位 寄存器108接收加在线110上的输入数据比特。这些输入数据比特以 速率B接收，表示所要发送的节目内容。这种节目内容可以包括例如 表示谈话或音乐信号的音频信息和/或数据。一些抽头将移位寄存器内 的信息比特引入模2加法器112、114或116。所选取的这些抽头只是 示例性的。一个带有适当抽头点的7级移位寄存器可用于K＝7、R＝ 1/3的码。这些模2加法器的输出含有可缩编码比特和非可缩比特。开 关以3B的速率往复转接，从而得到码率为1/3的码。这样就在线120 上产生比特率为3B的一系列编码输出比特。

图5的1/3码率卷积编码器可以看作形成三个比特流(G1、G2和 G3)的装置，每个比特流的比特率与输入的相同。这三个比特流合并 成R＝1/3的编码输出序列。为了建立互补码对，例如将输出码比特中 的一个子集指配给下DAB边带，而将一个不同的(补)子集指配给上 DAB边带。每个子集必需含有至少与信息输入率相同的比特率，再加 上一些提供某些编码增益的附加比特。

一种收缩模式矩阵的编码比特屏蔽示为：

这个收缩模式矩阵表示每组4个信息比特的编码器输出码元。因 此，这些输出码元用模4标识，作为附标。在这个屏蔽矩阵的12个位 置中的任何位置上，逻辑1表示用处在这个位置的比特。相反，逻辑 0表示不用这个比特。

这种比特模式可以根据已知的最佳R＝4/5收缩模式或从RCPC码 模式选取。然而，一个边带以这种方式限定后，在为相对的边带选取 比特上就没有多少灵活的余地，因为这些比特应从缩去的(补)比特 中选取，以便合并后形成基码时可以获得最大的编码增益。有幸的是， 分析和计算机模拟表明确实存在良好的互补码。例如，如果发生器连 接用标准的八进制记数法表示，在G1＝133、G2＝171和G3＝165时， 以上所示的比特模式可以具有非常好的性能。

一对互补收缩模式，其中之一用于上DAB边带，而另个用于下 DAB边带，可以表示为：

显然，这两个收缩模式限定了这对4/5码率的码。这对互补的4/5 码率的码可以合并成2/5码率的基码，情况如下。每个4/5码率的码具 有自由距离df＝4，信息差错重Cd＝10。合并后的2/5码率的码达到df＝11 和Cd＝8。注意，在这种CPC码中只用了一半的G3的比特。原2/5 码的收缩模式为：

或者，也可以发送经收缩的2/5码率的码的比特，得到一对df＝6 的2/3码率的CPC码，示为：

当然，基码是df＝14的未收缩的1/3码率的码。每个边带上的4/5 码率的码需要25％的附加比特。将比特分配给各边带的一种方法可以 表示为：

         下边带                   上边带

G32G20G23G11G12    G10G13G21G22G30

以上表示式示出了编码比特的相对谱位置。这些谱位置在通过将 交织器信道化成一些分别映射到每个边带上相应副载波的段进行交织 后得到保持。大多数可消耗的代码比特置于外侧OFDM副载波上。可 消耗比特对经合并的码的自由距离或编码增益没有多少影响。任选的 G3比特可以置于最靠近主FM频谱的内侧副载波上。分析和模拟表明 这样划分交织器在典型的干扰环境下要优于随机交织。

利用CPC码技术和在时间上交织可以进一步改善性能。可以建立 一个255行456列的交织器阵列来容纳卷积编码器产生的比特。图6 和6a示出了这种交织器阵列的示意图。交织器阵列122的每一行容纳 需在一个并行OFDM码元内调制的代码比特。第256行为调制解调器 帧同步字保留。每对列指配给228个副载波之一进行同相和正交QPSK 调制。在交织器外的附加副载波可以用来传输领示或其他数据。代码 比特以特定模式写入交织器阵列。交织器阵列逐行读出，构成了并行 OFDM码元的数据源。交织器的段指配可以示为：

partitions＝(0 1 2 3 4 5 FM 6 7 8 9 10 11)

交织器可以通过首先将收缩模式的代码比特(模12附标)指配给 12个副载波列的段。这在以上利用段附标标明5收缩模式比特相应的 交织器段来例示。这样对频率较低的副载波到频率较高的副载波从0 排到11的次序表示12个副载波段。

每个段包括38个列，载有要用于19个副载波的代码比特，一个 特定的副载波的实部和虚部分量分标为两个相邻的列。整个交织器包 括12个段，共有456个列。最外侧的副载波标为列0、1和454、455。 列190至265载有最接近FM主频谱的可选收缩比特。示出第K段附 标的间距的部分交织器阵列(行0至17，列0至8)可以示为： 每个段分成15个块，每块17行。这些块有利于通过将与相邻的 编码信息比特相应的代码比特隔开一个块内的行数在时间上进行交 织。

交织器阵列的行附标row和列附标col可以用表达式 $\mathrm{col}=\left[\mathrm{int}\left(\frac{k}{\mathrm{BLOCKS}}\right)\right]\mathrm{mod}\mathrm{COLS}+38.\mathrm{part},$ $\mathrm{row}=[\frac{\mathrm{ROWS}}{\mathrm{BLOCKS}}·k+\mathrm{int}\left(\frac{k}{\mathrm{COLS}·\mathrm{BLOCKS}}\right)+[(4·\mathrm{part})\mathrm{mod}\mathrm{BLOCKS}\left]\right]\mathrm{mod}\mathrm{ROWS},$ 计算，其中交织器规模常数为：行数ROWS＝255，列数COLS＝38， 块数BLOCKS＝15；而第k个收缩模式的段为part(part＝0，1，…，11)。 交织器阵列的这部分(图6)示出了收缩模式附标k的各相继值在时 间和频率上被隔开的情况。  

本发明使接收机减轻由于正交频分多路复用广播系统内的非均匀 干扰而引起的干扰影响。本发明的优选实施例涉及信道带内(IBOC) 数字音频广播(DAB)系统。在这种系统中，离主FM载波最远的外 侧OFDM副载波有时会受到来自第一邻近信道可能还有第二邻近信 道的破坏性干扰。这里所揭示的技术使接收机可以在确定干扰高到污 染某些OFDM载波时就自适应地删除根据这些OFDM载波得出的软 码元。这里所用的特定FEC编码技术开发了收缩或删除一些特定比特 而不会使编码增益有多大损失的能力。

对于应用CPC码来说，IBOC DAB是理想的候选对象，因为数字 DAB传输是通过两个边带(上边带和下边带)实现的，这两个边带可 能受到几乎独立的干扰和独立的衰落的有害影响。如果一个边带完全 被在接收机附近的一个强的第一邻近FM信号污染，那么另一个边带 就必需是在接收机独立能解码的。因此，每个边带必需用独立能解码 的FEC码编码。然而，在两个边带都含有没有被干扰完全污染的有用 信息时，CPC码就能提供比将两边功率合并所达到的更高的编码增益。 此外，还开发了OFDM交织技术来处理FM IBOC DAB信道的独特 干扰和选择性衰落特性。

本发明利用在时间上交织来减轻在多个码元时间内平坦(或宽带) 衰落的影响。本发明还利用了非均匀副信道干扰统计特性的先验知识， 从而得出将代码比特分配到各副载波上的精心配置和选择CPC码，用 于FM混合IBOC DAB。

虽然本发明结合目前可认为是它的优选实施例进行了说明，但对 于熟悉该技术领域的人员来说显然可以在不偏离如在下列权利要求书 中所提出的本发明的专利保护范围的情况下对这些实施例作出种种改 动。