用于分辨格式编码调制数据中相位多义性的方法和装置

本发明涉及数据通信，特别是涉及到一种用于分辨格式编 码调制数据中相位多义性的新颖的和经过改进的方法和装置。

数据通信领域涉及到利用有限的信号噪声比(SNR)来增加 传输系统的数据流通量。诸如Viterbi译码器的误差校正电路的 使用，允许以较小的SNRs或与具有相同位误差速率(BER)的 较高数据速率对系统进行调整。所需的SNR的减少通常被称作 为编码增益。编码增益可以是由模拟位误差特性曲线确定的。在 模拟位误差特性曲线中，未编码的和各种编码速率数据的BER 被绘制成对Eb/No的关系曲线，其中Eb是每个位的能量，而No 是每个位的高斯白噪声能量。在沿着与一个特定BER级相关 的、位误差特性曲线任一点上的编码增益是由从未编码的Eb/Eo 减去已编码的Eb/Eo来确定的。在1971年10月发行的IEEE通 信技术学报第19册第835—848页登载的由J.A.Heller和I. M.Jacobs发表的论文“用于卫星和空间通信的Viterbi译码”一 文中，阐述了在各种译码器装置上摸拟的多方面成果。

编码速率和限制长度被用于去规定Viterbi译码器。编码速 率(m/n)是相应于输入位(m)给定数量所产生的编码符号的 数量(n)。尽管也可以使用其它的编码速率，但1/2的编码速 率已成为最流行的了。具有m≠1的一类编码，被称为击穿 (punctured)编码，它是通过从l/n速率编码中除去或删除某些 符号产生的。限制长度(K)是在数据编码中所使用的卷积码的 长度。在卷积编码模式中，限制长度K＝7是惯用的。卷积编码 器可以被设想为一种具有二进制系数和长度为K－1的有限脉 冲响应(FIR)滤波器，这种滤波器产生具有2K－1种可能状态的 符号流。

Viterbi算法的基本原理就是取一个在有噪声通道传输的卷 积编码的数据流，并使用卷积编码的特性去确定所传输的位流。 Viterbi算法是适时修正来自可能的2K－1种状态的最佳状态的条 件概率和最可能位序列的计算上有效方法。为了计算这种概率， 用于每位的所有2K－1种状态都要被计算。来自这些计算的每一 个最终决定存储在一个通道存储器中，作为一个单一位。

链式返回操作就是执行编码操作的逆操作。在该操作中， 2K－1判定位放用于去选择一个输出位。在许多状态以后，最可能 的通道将被极为可靠地选择出来。通道存储器的深度必须足够 长，从而允许这种概率接近1。对于1/2速率码，典型的通道存 储器深度约为(5·K)或35种状态，对于7/8速率击穿码，最 佳深度增加到96种状态。    

对于提供任何具体的编码增益而言。限制长度K＜5是太 小了，而在一个单一的VLSI设备上实现一个并联结构，具有K ＞7的系统又太复杂了。在整个并行计算部分中相互连接的数 量将以(2K－1·L)函数值增加，其中，L是状态度量计算中精确 的位数。因此，在K大于7的地方，通常使用一系列计算设备， 这些计算设备使用大的外部随机存取存储器(RAMs)。

在1982年1月发行的信息理论IEEE学报第IT—28册第 55—67页由G·Ungerboek发表的论文“具有多级/相位信号的 通道编码”中，叙述了格式编码调制(TCM)。Ungerboek的论文 表明，在给定频谱带宽之内，通过使用(K－1)/K速率卷积码 和倍增该信号集，可以实现高达6个dB的渐近编码增益。遗憾 的是对于每一种调制技术和每一种位速率，最大的编码增益是 由不同的卷积码实现的。另外，其所披露的内容是对于与一系 列速率和调制技术相关的所有卷积码和现存最佳码的研究成 果。

在1990年7月发行的IEEE通信杂志第11—19页由A.J. Viterbi、J.K.Wolf、E.Zehavi和R.Padovani发表的论文“对 于格式编码调制的实际研究”中，披露了对格式编码调制 (PTCM)的实际研究成果。其中基本概念就是通过依据“工业 标准”速率1/2、K＝7卷积码的PTCM来实现某些较低编码增 益的。尽管实现了较低的编码增益，但它非常接近同BER中相 关的Ungerboeck的编码增益。

由于格式编码具有其它编码技术所缺少的方面，所以它是 一种很有吸引力的编码技术。事实上，在即使是除输入数据最 低有效位以外的任何位上没有执行明显编码操作的情况下，只 要格式编码的能力存在，该译码器就能提供所有位的误差校正。 通常，在数字信号处理执行过程中，使用TCM技术去实现有效 利用带宽能力方法仅限于低速应用。而使用PTCM技术能够使 得VLSI执行编码器/译码器的高速率操作。使用PTCM技术的 译码器能够处理诸如包括二进制PSK(BPSK)、求积PSK (QPSK)、8—PSK和16—PSK的M元移相键入(M元PSK)的 不同调制技术。

在任意一个相位调制系统中，都需要在接收机内有一个用 于相关解调的稳定基准。然而在没有绝对相位基准的M—元 PSK系统中，在必须被判定为用于为所接收数据进行适当译码 的传输通道中可能会产生传输数据中相位的多义性。在所接收 数据中的这种相位多义性或相移可能是以如下的顺序：2π/M、 4π/M、……、(M－1)(2π/M)。除了4π/M整数倍以外的所有相 位多义性都可以通过公知技术进行判定，通常是在Viterbi译码 器中监视状态度量的增长速率来进行判定的。然而，这种技术 不能分辨2π/M整数倍的相位多义性。因此，对于使用M一元 PSK调制的高速数据通信系统而言，就不能获得格式编码的能 力。 

因此，本发明的目的就是提供一种新颖的方法和系统。用 于在M一元PSK通信系统中判定是4π/M整数倍的以格式编 码并调制后的数据的相位多义性。

本发明是一种在数据的编码和译码中利用格式编码的新颖 的和改进的方法和装置。根据本发明，当使用格编码数据时，编 码器和译码器能够克服在M一元PSK调制中存在的传输相位 多义性的问题。

编码器接收若干集输入数据位，分别对每一集的一个输入 数据位进行编码，然后，卷积地对结果位编码，以产生相应的 符号。在8—PSK调制模式中，每一集由2位组成，而在16—PSK 调制模式中，每一集由3位组成。对于8—PSK调制，根据从卷 积编码导出的最高有数符号结果的状态，每一集输入数据位的 一个其它输入数据位被引入两个数据通道中的一个。每个数据 通道上的数据被分别独立地微分编码，然后重新合并到单一输 出位流上。若干卷积编码的符号和一个相应的重新合并的位， (在16—PSK调制情况下是多个位)，形成了载波调制中所使用 的一个信号或相位点。在最佳变换模式中，相位点的最低有效 位由卷积编码器的输出组成，而更多有效位由若干微分的编码 位多重组合而成。

使用Viterbi译码器和微分译码器的译码器产生相应于原 始数据一个位的误差校正估计。在由所接收信号相位中包含的 信息发展而来的译码处理过程中，Viterbi译码器使用转移度量。 Viterbi译码器的输出位也被卷积地编码，以产生在其它相应位 再生过程中使用的相应符号。在8—PSK调制的情况下，每一个 最高有效数据位依据该卷积重新编码的符号对输出的最高有效 符号的状态被导入两个数据通道中的一个。类似地，在16—PSK 调制的情况下，每个数据位对的若干最高有效位依据该卷积重 新编码的符号对输出的最高有效符号的状态，被导入两个数据 位对通道中的一个。在上述两种情况下，两个通道上的数据被 分别独立地微分译码，然后合并入单一的输出位流上。编码器 的输出被恢复成原输入数据的一个数据位和其它一个位或多个 位。

当参考附图对本发明作进一步详述时，本发明的特性、目 的和优点将变得更加明显。在这些附图中，同样的参考字符标 明相应的同一物件，其中：

图1的图形表示了用于8—PSK调制的信号间隔；

图2的方框图表示了用于8—PSK调制的本发明编码器的 典型实施例；

图3的方框图表示了用于由图2所示编码器编码的数据的 本发明译码器的典型实施例；

图4的图形表示了用于16—PSK调制的信号间隔；

图5的图形示出了在16—PSK调制中，数据的两个最高有 效位的数据变换；

图6的方框图示出了用于16—PSK调制的本发明编码器 的典型实施例；

图7的方框图示出了用于由图5所示编码器编码的数据的 本发明译码器的一个典型实施例。

下面参考附图，图1示出了用于格式编码数据采用8—PSK 调制的信号间隔。在8—PSK调制中使用的信号正比于： $\mathrm{Si}=\mathrm{Sin}\left(\frac{\mathrm{\pi i}}{4}\right)---\left(1\right)$

    i＝0、1、……、7

其中信号间隔被划分成8个扇形区Zi，信号Si落在扇形区 Zi的起点处。在图1中，扇形区Zi被编号为由每个扇区内相应 划线上数字所指示的号。扇区Zi中任一点的相位可由下述关系 来表达： $\frac{\mathrm{\pi i}}{4}\le \phi <\frac{\pi (i+1)}{4}---\left(2\right)$

i＝0、1、……、7

在8—PSK调制模式中，与信号Si相对应的每个扇区Zi依 据图1所示的典型的变换模式，由代表那个扇区的三位扇区值 (a、b、c)来表示。换句话说，表示该扇区值最高有效位即位a 的位值a确定了半个平面，而位(b、c)确定了该半个平面内的 该扇区。如图1变换模式所示，三位扇区值111将表明相应于 扇区号6(Z6)的一个信号并作为载波相移270°被传输。同样， 如果在传输通道中没有产生相移，那么所接收到的具有270°相 移的载波信号也相应于扇区值111。

应当了解，每一个扇区值都对应于图1和图4IQ平面的一 个扇区或楔形。理解下面一点是必须的，那就是该扇区值不同 于传统的“判定区”。由于变换到临近于该扇区中心顺时针一侧 的该扇区的相位点，所以，用于给定扇区的扇区值对8—PSK而 言是3位值，对于16—PSK而言是4位值。判定区通常中心定 位所传输的相位点上，而在讨论中，扇区直接从该相位点逆时 针。通常涉及到的PSK调制解调设计的判定与本讨论无关。

如前所述，在所接收载波中的相位多义性是由传输通道中 的相位移产生的。在使用数据格式编码调制的8—PSK情况下， 需要利用前所未知的技术去判定π/2整数倍的相位多义性。这 里所披露的编码器和译码器利用了能够判别这种相位多义性的 技术。

在利用具有M—元PSK调制而没有绝对相位基准的TCM 的通信系统中，接收器(译码器)相位可能会不同于发射器 (编码器)的相位，即如上所述，就所接收的数据而言，在传输 数据中会出现一个相位移。在8—PSK调制情况下，接收器可能 与发射器有0°、45°、90°、135°、180°、225°、270°或315°的相 位差。由于这种情况下在无噪声通道的有效误差速率为50％， 所以，45°、135°、225°和315°的相位移可以被Viterbi译码器或 卷积译码器检测出来。用于检测这种特定相移的一种技术就是 监视状态度量的增长，即监视状态度量的标准速率是否已经变 得异常的高。相根据该相位状态的检测，通过移动该转移度量， 诸如通过在信号间隔内简单地向前步进π/4可以进行校正。

然而，利用Viterbi译码器不能检测出90°、180°和270°的相 移，因此就必须利用其它的装置来校正这种状态。表I示出了以 90°增量作相位移的传输数据和相应的接收数据。在本讨论电由 于只有90°、180°和270°的相移并假定没有其它噪声，所以，符 号(_、_、 )能够被用于表示所接收的相位点或相应的扇区值。

                          表I

通过表I可以看出，当在传输通道中存在相移时，所接收的 相位点的两个最低有效位，即利用透明卷积码编码的位_和 总是不是相同就是相反。在TCM译码器中卷积编码器之前和在 TCM译码器中Viterbi译码器之后，使用标准的二进制微分译码 器能够校正这两个最低有效位中的相位多义性。由于接收时所 产生的该相位点最高有效位上相移的影响，位_是个最难于克 服的问题，特别是对于始终不互补的90°和270°相移而言更是 如此。

就相应的传输位而言，相移180°的编码位_和 是正确的， 而相移90°和270°的编码位则被变换到它们的相反值。如前所 述，使用编码器中的微分编码器和译码器中的微分译码器将保 证所接收的位_和 是正确的。

对于8—PSK调制，Viterbi译码器随着符号 产生一个所传 输相移点的最高有效位a的估计_’，δ的估计将在下面讨论。Vi- terbi译码器的操作方式是指定给本发明代理人代理的美国专利 申请，申请号_________________，发明名称为“Viterbi译码器位 有效链返回存储方法和包括有相同内容的译码器”的发明主题。 在无噪声情况下，_’和_相同。

就180°相移而言，未编码位，位_总是和相应的传输位反 相，而就90°和270°相移而言，仅有某些未编码位是反相的。表 1中为了表示的目的，每个存在反相未编码位_处都被加重了。 未编位_是否被反相由三位(_、_、 的中间位_来鉴别。虽 然最好是使用位_的误差校正形式，但用于说明目的的表1认 为位_不需要校正，并且和误差校正位_是相同的。

参见表I，在90°相移情况下，当编码的中间位_的误差校 正形式为“0”时，未编码的位_被反相。当编码的中间位_的 误差校正形式为“1”时，未编码的位_不变。在180°相移的情 况下，不考虑编码中间位_的误差校正形式的状态，未编码的位 _都被反相。在270°相移情况下，当编码的中间位_为“1”时， 未编码的位_被反相。而当编码的中间位_为“0”时，未编码 位_不变。

相移180°情况下，未编码的位_的标准微分编码将被看成 是稳定反相。然而，对于90°和270°相移来讲，仅仅是这样一种 技术还不能判定未编码的中间位_中不合理的反相。在这些情 况下，编码的中间位_，恐怕还有它的误差校正形式就作为反相 指示器而被使用，从而对微分编码加以补充。

在TCM编码中，编码的中间位b被用来将位α流分成两个 流α1和α2，利用标准的二进制微分编码器，未编码位α1和α2两 个流中的每一个彼此相互独立地被微分编码。然后利用编码的 中间位b将两个微分编码的位流a1和a2重新合并起来以产生 每一个位a。

在TCM译码器中，利用与误差校正和检测相关的Viterbi译 码器对编码的位b和c进行译码。Viterbi译码的一个结果，即位 被卷积编码从而产生位_’和 。利用位_’将由Viterbi译 码器提供的最高有效位_’的流分成两个流_1’和_2’。利用标 准的二进制微分译码器，未编码位_1’和_2’这两个流中的每 一个被分别独立地进行微分译码，以产生相应的位流_1和_2。 然后，利用编码的中间位_’把两个微分编码的位流_2和_1重 新合并起来以产生每一个位_。这种涉及到微分编码器/译码器 选择的，使用中间编码的位_分离位流的微分编码和译码的技 术，允许位_’中的反相被判定出来。

在使用格式编码调制的通信系统中，需要以如下方式对数 据进行编码，即它能够允许在克服由传输通道引起的相位多义 性的同时对数据进行译码。因而，图2示出了本发明用于8— PSK调制的格式编码调制(TCM)编码器10的典型实施例，其 中未提供相位基准。编码器10接收两位输入数据(α、β)并产 生相应的三位相位点值(a、b、c)。

译码器10输出相位点值给8—PSK相位变换仪或调制解 调器12，其中，载波信号的相位依据图1所示的数据扇区变换 形式移动。调制解调器12输出一个具有相移的载波信号(φ)， 其中，

        φ＝Acos(2πfct＋θ)                (3)

A是信号幅值(通常为常数)，    

fc是载波频率，和

θ是相应于扇区值的相位偏移，

其中：

θ＝(a·180°)＋(b·90°)＋((b－c)2·45°)     (4)

调制解调器12的结构可以是利用公知的移相技术构成的 通常的相移键控(PSK)数字传输调制解调器。例如，调制解调 器通常被构成以等式(1)的形式来传输载波信号。使用公知的 三角方程：

cos(x＋y)＝(cosx·cosy)－(sinx·siny)          (5)

并利用对应于图1的I和Q去表示载波相移，其中：

I＝cosθ    和                                 (6)

Q＝-sinθ                                      (7) 可以构成QPSK调制解调器。

在第一混频器中，I分量和载波(cos2πfct)直接混频，而在 第二混频器中，Q分量和90°相移载波(sin2πfct)混频。每个信 号混频的结果在加法器中相加以产生信号φ，其中，

φ＝Acos(2πfct＋θ)＝(cosθ·cos2πfct)－(sinθ·sin2πfct)(8)

φ＝Acos(2πfct＋θ)＝(I·cos2πfct)＋(Q·sin2πfct)        (9) 调制解调器12也可以是由公知的用于将基带信号转换成RF 频率的转换电路，RF传输电路以及天线系统构成的调制解调 器。

图1中典型的编码器10是由多路转换器14和16、微分编 码器18、20和22，以及卷积编码器24组成的。编码器10是具 有与传统设计无关的元器件的优异的VLSI结构。两位(α、β)数 据同时输入给编码器10，其中位α输入给多路转换器14，而位 β输入给微分编码器20。

在每2位数据(α、β)输入过程中，位β被输入给微分编码 器22，并被微分编码。除了用于微分编码器的电路设计以外，位 β的微分编码技术是公知的。相应于一个输入位β的每个微分 编码的位或符号(δ)从微分编码器22输出并传送给卷积编码器 24，用作为输入信号。实施例中的卷积编码器24是一个速率为 1/2、K＝7的卷积编码器，它对每一个输入位δ进行卷积编码从 而提供两个相应输出位或符号(b、c)。除了用于卷积编码器的 电路设计以外，有关位δ卷积编码的技术是公知的。编码器10 输出的位(b、c)提供给调制解调器12的输入端。

位对(b、c)的最高有效位b由编码器24输出并作为一个 选择信号提供给每个多路转换器14和16的选择输入端。多路 转换器14通常是一种1∶2多路转换器，它能根据在其选择输 入端出现的选择信号的状态，把其数据输入端出现的数据提供 给两个输出端中所选定的一个。在这种特定情况下，多路转换 器14输入端上出现的数据是当前位对(α、β)中的位α。由于 选择信号输入端耦合到卷积编码器24的位b输出端上，所以由 当前位对(α、β)中的位β所产生的位b的状态就确定了位α在 多路转换器14的哪一个输出端上产生。当位b的状态处于一种 逻辑状态，例如逻辑“0”时，多路转换器14在第一输出端输 出位α作为位α1。类似地，当位b的状态是另外一种逻辑状态， 例如是逻辑“1”时，多路转换器14的第二输出端输出位α作为 位α2。实际上，根据卷积编码器24的位对(b、c)的最高有效 位，即位b的状态，位α流被分成两个位流。

多路转换器14的每个输出被分别耦合到微分编码器18和 20的各自输入端。位α1被提供给微分编码器18，而位α2被提 供给微分编码器20。微分编码器18和20中的每一个就前面 相应接收的位对各自接收的位α1或α2进行微分编码。利用任一 种有关的公知技术都可以实现位α1和α2的微分编码，只有在被 提供有新的输入位时，微分编码器18和20才被使用一次。微 分编码器18和20中的每一个分别提供输出位a1或a2，以用于 所接收的每个相应位α1或α2。微分编码器18和20分别提供位 a1或a2用以去分离多路转换器16的数据输入。    

多路转换器16通常是个2∶1多路转换器，它能根据选择 输入端提供的选择信号，在由两个输入端上的数据所选择出来 的一个输出端上提供数据。存在于多路转换器16输入端上的位 a1和a2被提供给多路转换器16的输出端上时，就作为位或符 号a。位a是根据由当前位对(α、β)的位β所产生的位b的状 态来确定的。实际上，位流a1和a2被合并为相应于由卷积编码 器24输出的位对(b、c)的最高有效位，即位b的单一位流。

在调制解调器12的各输入端，除了位b和c以外，还提供 了位a。调制解调器12以分别为三位相位点值的最高和最低有 效位的位a和c的次序组合数据位a、b、c。调制解调器12提供 如上所述的移相载波信号(φ)。

图3示出了本发明用于没有相位基准的8—PSK信号解调 的调制解调器30和TCM译码器32。调制解调器30接收相移载 波信号 ，该信号包括有载波中移相形式存在的信息。然而，通 道的条件可能在所传输信号Φ上导致相移，所接收的信号 可 以写成下述形式： $\hat{\Phi }=A\cos (2\pi f_{c}t+\hat{\theta })=\hat{A}\cos (2\pi f_{c}t+\theta +\psi )---\left(10\right)$ 其中ψ是由传输通道引入的相移。 调制解调器30将所接收的信号 转换成量化的I和Q分 量，其中： $\hat{\theta }=\hat{I}\cos \left(2\pi f_{c}t\right)+\hat{Q}\sin \left(2\pi f_{c}t\right)---\left(11\right)$ I和Q分量被提供给译码器32，并在这里被转换成3位扇 区值(_、_、 根据等式(3)和(4)，扇区值(_、_、 再 一次涉及到所接收信号的相位。公知的调制解调电路和技术被 用于将所接收信号的相位转换成I和Q分量。如公知的调制解 调器30还可以包括一个天线系统、RF电路和一个将所接收的 信号转换成基带所需的降频转换电路。

调制解调器30提供I和Q分量的输出给译码器32，以用于 译码和误差校正。译码器32包括转移度量和扇区确定电路34、 转移度量和扇区转动电路36、标准速率检测电路38、Viterbi译 码器40、多路转换器42和44、微分译码器46、48、和50，以 及卷积编码器52。除了电路34和38以外；译码器32最好也是 具有常规设计元器件的VLSI结构。虽然电路34和38可以在单 片VLSI上提供，但最好它能单独提供元器件给终端用户，以使 其具有灵活性并具有常规设计。也应当理解，卷积编码器52可 以集成在Viterbi译码器40之内。

I和Q分量被提供给确定电路34，该电路通常包括一个余 切查寻表(未示出)，而该表通常是由用于存储值 的只读存储 器提供的。 值也被提给一个只读存储器的扇区值和转移度量 查寻表(未示出)，该表除了相应于每个 值的转移度量以外，还 存储三位扇区值。确定电路34输出扇区值和转移度量给转动电路 36。

假如利用在Viterbi评码器40中的通常是高标准速率的检 测电路38进行检测，那么转动电路36就要转动三位扇区值和 相应的转移度量。在8—PSK系统中，执行相应于扇区值移动 45°和相关转移度量的转动。转动电路36可以再次构成为一个 查询表，该表响应来自检测电路38的信号，用以移动扇区值和 转移度量。下面对此还要详述。

转动电路36还包含一个延迟元件(未示出)，用以在扇区 值传输过程中提供一个延迟，该延迟作为转动电路36的输出， 该延迟是因为Viterbi译码器40需要计算时间而要求的。 使用在需要时可以转动的转移度量和扇区值(_、_、 译 码器40分别产生δ和a的最佳估计，记作 和_’。在译码处理 过程中，可以使用实际译码的简化处理，这正是前述专利申请 的目的。

如前所述的译码器40提供一个由标准速率检测电路38使 用的标准数据输出去检测具有45°、135°、225°和315°通道相移 的高标准速率。根据对高标准速率的检测，检测电路38向转动 电路36提供一个控制信号，除了在扇区值位(_、_、 内的相 应移动以外，转动电路36响应上述控制信号，还要在转移度量 方面提供相应于移动π/4信号间隔的移动。这种扇区值的移动 导致了相应于0°、90°、180°和270°相移的扇区值。在每一个这 样的相移处，Viterbi译码器能够恢复数据。然而，除了0°相移以 外的情况(所谓“0”相移情况就是在这种情况下，数据被通道 相位移是清楚的)，Viterbi译码器不能检测出数据是否由于通道 相移的结果出现了误差，因此，Viterbi译码器将产生一个原始信 号的错误估计。本发明扩大了Viterbi译码器，从而允许判定数 据中由通道相位移引起的相位多义性误差。

译码器40提供位 输出给微分译码器50和卷积编码器52 作为它们的输入。由于在传输端位δ在卷积编码以前就被微分 编码了，所以在接收端位 的微分编码必须被译码从而去恢复 位 。位 是该原编码的位β的一个估计。

为了恢复所传输位α的一个估计(该传输位总是由_指定 的)，_’位流必须被分成两个位流，每个位流能够独立地微分译 码，然后再把它们重新组合成一个单一的位流。一个位流分解 成两个位流和它们的重新组合，其方式与图2所示编码器相同。 已分离的位流的分离和组合位流的控制是由扇区值的中间位提 供的。然而，由于在接收时，扇区值的中间位的位置，即位b， 可能会产生误差，所以最好在位流_’译码过中使用该位以前校 正该误差。因此，间接相应于校正扇区值的位 被卷积编码以产 生位(_’、 )。

作为对位 重新编码从而取得位(_’、 (其中位_’的使 用方法如上所述)的取代方法，可以从I和Q输入直接获得这些 位的不太可靠的估计。就由I和Q分量直接产生的相应位而言， 使用由Viterbi译码器40产生的误差校正数据产生的位_’将导 致该位误差的减少。

使用所提供的技术，由于位(_’、 是原来所传输位(b、 c)的估计，所以在这些估计中有可能发生误差。该位_’的误 差将导致位_中三个误差的最大误差，然而，使用所提供的重新编 码技术，将导致位α中误差可能数量的最小值。

因此，译码器40输出位 也被提供给卷积编码器52的输 入端以产生位_’、 ，这些位是传输相位点位(b、c)的经校正 后的估计。卷积编码器52输出的位(_’、 的最高有效位 (_’)作为选择信号被提供给多路转换器42和44中每一个的选 择输入端。尽管卷积编码器52也产生位 ，但这个位未被使 用。

多路转换器42通常是个1∶2多路转换器，它根据其选择 选入端提供的选择信号的状态，把存在于其数据输入端上的数 据提供给两个输出端中被选择的一个。在该特定情况下，多路 转换器42该输入端上的数据是来自Viterbi译码器的位_’。由 于选择信号输入端被耦合到卷积编码器52的位_’2输出端，所 以，由位 产生的位_’的状态确定了在多路转换器42的哪一 个输出端上出现位_’。当位_’的状态处于一种逻辑状态，例如 为逻辑“0”时，多路转换器42在第一输出端上输出位_’作为 位_1’，类似地，当位_’的状态处于另一种逻辑状态，例如逻 辑“1”时，多路转换器42在第二输出端上输出位_’作为位 _2’。实际上，根据由卷积编码器52所输比的位对(_’、 的 最高有效位，即位(_’)的状态，位流_’被分成为两个位流。

多路转换器42的每个输出端被分别耦合到微分译码器46 和48各自的输入端。因此，位_1’被提供给译码器46，而位 _’被提供给译码器48。微分译码器46和48每个都就前面相应 接收的位对所接收的位_1’或_2’进行微分译码。位_1’和 _2’的微分译码可由公知的任一种技术完成。仅有当新的输入位 提供给微分译码器46和48时，它们才会被再次使用。微分译 码器 46和48中的每一个分别提供输出位_1’和_2’，以用于每 一相应的输入位_1’或_2’。位α1或α2分别由微分译码器46和 48提供，以用于分离多路转换器44的数据输入。

多路转换器44通常是一个2∶1多路转换器，根据在选择 输入端上所提供的选择信号，它在由两个输入端上所存在的数 据，在所选择出来的输出端上提供数据。当在多路转换器44的 输出端上提供多路转换器44输入端上的位_1’和_2’时，它就 作为位_。为输出而选择的位_1’和_2’是依据由位 所产生的 位_’的状态来确定的。实际上，位流_1和_2依据由卷积编 码器52所输出的位对(_’、 的最高有效位，即位_’被合 并成单一的位流_。

下面转过来看16—PSK调制的情况，图4示出了信号间隔 和相应的数据变换。信号间隔被划分为在扇区起始处具有信号 降落的16个扇区。在16—PSK调制模式下，与信号相对应的每 个扇区由4位扇区值(W、X、Y、Z)表示。

在16—PSK调制情况下，接收器和发射器之间的相位差可 以是0°、22.5°、45°、67.5°、90°、112.5°、135°、157.5°、180°、 202.5°、225°、247.5°、270°、292.5°、315°或337.5°。由于在这 些情况下无噪声通道的有效误差速率仍为50％，所以，利用Vi- terbi译码器在接收机中就能检测出22.5°、67.5°、112.5°、 157.5°、202.5°、247.5°、292.5°、315°或337.5°的相移。用于 检测这些特定相移的技术仍然是监视状态度量的增长，即状态 度量的标准速率是否已经异常的高。根据这个相位状态的检测， 校正可以通过移动转移度量，诸如在相位间隔中简单地步进π/ 8来实现。

然而，利用Viterbi译码器不能检测出45°、90°、135°、180°、 225°、270°和315°的相移，因此，就必须利用另外的装置去校正 这些状态。表II示出了用于45°增量相移的传输数据和相应接 收的数据。由于本讨论中仅假定相移45°、90°、135°、180°、225°、 270°、和315°，以及没有其它噪声，所以符号 能 够适用于所接收的相位点或相应的扇区值。

                    表II

从表II可以看出，在传输通道中存在相移时，所接收相位 点的两个最低有效位，即利用透明卷积码编码的位 和 仍然 是不是相同的就是相反的。在TCM编码器中，恰在卷积编码器 之前并在TCM译码器中Viterbi译码器之后使用标准的二进制 微分编码器能够校正这两个最低有效位中的相位多义性。然而， 克服在接时相位点最高有效位，即位 和 相移的影响，特别 是对于这些位中的一个、两个或没有一个是互补的45°、135°、 225°、和315°相移的影响是特别困难的。

对于90°、180°和270°相移而言，编码后的位 和 是正 确的，而对于相移45°、135°、225°、和315°，编码后的位 和 却被变换成了与相应传输位相反的值。如前所述，在编码器 和译码器中使用微分编码器将保证所接收的位 和 是正确 的。

对于16—PSK调制，除了将在后面讨论的ζ估计符号ζ之 外，Viterbi译码器产生一个所传输相位点最高有效位(w、x)的 估计 Viterbi译码器的工作方式是前述专利申请的主 题。在无噪声情况下， 和 与 是相同的。

就90°、180°和270°相移而言，未编码的位，即位 和 都相对于相应的传输位旋转地移动一个固定量。参见图5，未 编码位 可以由反射码(格雷编码)表示。对于90°、180° 和270°相移，未编码位依据图5所示变换模式分别旋转一个固 定量、即-90°、180°和+90°。但对45°、135°、225°、和270°相 移，在未编码位 中不存在固定旋转量。

在表II中，为了说明起见，突出了未编码位 的一 旋转对。在90°、180°和270°相移情况下，利用4相(4φ)微分 编码/译码来校正固定旋转。无论在未编码位 中是否发 生了旋转，依据图5所示变换的位的旋转都可以由4个位 中的位 来识别。尽管最好使用位 的误差校正形式， 但用于说明目的，表II认为位 不需要校正并且和经误差校正 的位 是相同的。

参见表II，在45°相移情况下，当编码的位 的误差校正形 式为“1”时，未编码位 旋转-90°，而当编码位 误 差校正形式为“0”时，未编码位 不变。在90°相移情 况下，不考虑编码位 误差校正形式的状态，未编码位 旋转-90°。在135°相移情况下，当编码位 误差校正形式为 “1”时，未编码位 旋转180°。当编码位 的误差校正 形式为“0”时，未编码位 旋转-90°。在180°相移情 况下，不考虑编码位 误差校正形式的状态，未编码位 旋转180°。

在225°相移情况下，当编码位 误差校正形式为“1”时， 未编码位 旋转+90°。当编码位 的误差校正形式为 “0”时，未编码位 旋转180°。在270°相移情况下，不 考虑编码位 误差校正形式的状态，未编码位 旋转+ 90°。最后，在315°相移情况下，当编码位 误差校正形式为 “1”时，未编码位 不变，但当编码位y误差校正形式 为“0”时，未编码位 旋转+90°。

在90°、180°和270°相移情况下的未编码位 的连续 4相微分编码将判定该位的旋转。但对于45°、135°、225°、和225° 相移来讲，仅仅是这样一种技术还不能判定未编码位 中 存在的不相容的旋转。在这种情况下，编码位 ，最好是使用误 差校正形式 作为旋转指示以对微分编码加以补充。

在TCM编码器中，利用编码位y将位对(η、ε)流分成两 个独立的位对流(η、ε)1和(η、ε)2。每个未编码位(η、ε)1和 (η、ε)2的位对流利用标准的4相微分编码器彼此相互独立地被 微分编码。编码位y然后被用于合并两个微分编码的位流(η、 ε)1和(η、ε)2以产生位(w、x)。

在TCM译码器中，使用用于误差检测和校正的Viterbi译码 器对编码的位(y、z)译码。由Viterbi译码器导出的位ζ然后被 卷积编码产生位 和 。位 被用于将一对位流 分 成两个位流 和 ，并从Viterbi译码器输出端输 出。两个未编码位流 和 和 和 中的每一个利用标 准的4相微分译码器被分别独立地微分译码，以产生相应的位 流 和 。然后，编码的位 被用于将两个微分 编码的位流 和 合并起来以产生位 。使用用 于微分编码器/译码器选择的们 对分别的位流进行微分编码 和译码的技术允许位对 和 中存在的旋转被判定出来。

在使用格式编码调制的通信系统中，必须以允许对数据进 行译码而又能克服由传输、通道引起的相位多义性的方式对数 据进行编码。因此，图6示出了用于16—PSK调制并不具有相 位基准的本发明格式编码调制编码器100的典型实施例。编码 器100接收3位输入数据(η、ε、ρ)并产生相应的4位相位点 值(w、x、y、z)。

相位点值从编码器100输出给其中载波信号的相啦依据图 4所示数据扇区变换模式移动的16—PSK变换器或调制解调器 102。调制解调器102输出相移载波信号(φ)，其中，

φ＝Acos(2πfct＋θ)                    (12)

A是该信号的幅值(通常是常数)；

fc是载波频率；和 θ是相应于该扇区值的相位偏移，

其中：

θ＝(w.·180°)＋((w－x)2· 90°)＋(y·45°)＋((y－z)2 22.5°)                                      (13) 调制解调器102可以是由使用公知相移技术传统相移键控 (PSK)数字传输调制解调器。

举例用编码器100包括多路转换器104和106、4相微分编 码器108和110、二进制微分编码器112和卷积编码器114。编 码器100最好是一种具有与传统设计不同的元件的VLSI结构。 3位数据(η、ε、ρ)同时输入给编码器100，位(η、ε)输入给 多路转换器104，位ρ输入给微编码器112。

在每3个输入位(η、ε、ρ)中，微分编码器112接收每个 位ρ，并对所接收的每个位ρ进行微分编码。除了微分编码器的 电路设计以外，用于对位ρ进行微分编码的技术是公知的。相应 于一个输入位ρ的每个微分编码位或符号(ζ)从微分编码器112 输出并作为卷积编码器114的输入。所举实施例中的卷积编码 器114是一个1/2速率、K＝7的卷积编码器，它对每个输入位 δ进行卷积编码从而提供两个相应的输出位或符号(y、z)。除 卷积编码器的电路设计以外，对位ζ进行卷积编码的技术是公 知的。编码器100输出位(y、z)，作为输入给调制解调器102 的输入端。

位对(y、z)的最高有效位，即位y从卷积编码器114输出 给多路转换器104和106中每一个的选择输入端，作为选择信 号。多路转换器104通常是个1∶2多路转换器，它依据其选择 输入端上选择信号的状态，将其数据对输入端上的数据提供给 所选择的两个数据对输出端中的一个。在该特定情况下，多路 转换器104数据对输入端上出现的数据是当前位组(η、ε、ρ)的 位(η、ε)。由于选择信号输入端耦合到卷积编码器114的位y输 出端，所以由当前位组(η、ε、ρ)的位ρ所产生的位y的状态 就确定了位对(η、ε)出现在多路转换器104的哪个数据对输出 端上。当位y的状态处于一种逻辑状态，例如逻辑“0”时，多 路转换器104在第一输出端输出位对(η、ε)作为位对(η、ε)1。 类似地，当位y的状态是另一种逻辑状态，如逻辑“1”时，多 路转换器104在第二输出端输出位对(η、ε)作为位对(η、ε)2。 实际上，根据卷积编码器114所输出的位对(y、z)的最高有效 位，即位y，位对(η、ε)流被分成两个位流。

多路转换器104的每个位对输出被耦合到微分编码器108 和110各自的位对输入端上，位对(η、ε)1被提供给微分编码器 108，而位对(η、ε)2相应地被提供给微分编码器110。微分编 码器108和110中的每一个就前面所接收的位对各自接收的位 对(η、ε)1或(η、ε)2进行微分编码。对位对(η、ε)1或(η、 ε)2进行的微分编码可由任一公知技术完成。只有在新的输入位 对提供给微分编码器108和110时，它们才被再次使用。微分 编码器108和110中的每一个分别提供与所接收的每一相应位 对(η、ε)1或(η、ε)2相关的输出位对(w、x)1或(w、x)2。微 分编码器108和110向多路转换器106的各数据对输入端分别 提供位对(w、x)1和(w、x)2。

多路转换器106通常是2∶1多路转换器，它根据在选择输 入端所提供的选择信号，在由两个数据对输入端上存在的数据 所选择的数据对输出端上提供数据。当多路转换器106数据对 输入端上出现的位对(w、x)1和(w、x)2出现在多路转换器106 的数据对输出端上时，就作为位或符号对(w、x)。位对(w、 x)是根据由当前位组(η、ε、ρ)的位ρ所产生的位y及状态确 定的。实际上，位对流(w、x)1和(w、x)2被合并成相应于从 卷积编码器114输出的位对(y、z)的最高有效位，即位y的单 一位流。

除了位对(y、z)以外，在调制解调器102的各自输入端上 还提供有位对(w、x)。调制解调器102以从4相位点值的最高 有效位到最低有效位的位顺序(w、x、y和z)组合数据位w、 x、y和z。如前所述，调制解调器102提供移相载波信号(φ)。

图7示出了本发明用于16—PSK信号解调并不带有相位 基准的调制解调器120和TCM译码器122的实施例。调制解调 器120接收相移载波信号 ，该信号 包含有载波中相移形式 存在的信息。但可能出现导致传输信号φ相移的通道状态。所 接收的信号 仍可由等式(10)来表示。

调制解调器120根据等式(10)将所接收的信号 转换成 量化的I和Q分量。I和Q分量被提供给译码器122，并在其中 被转换成4位扇区值 。根据等式(12)和(13)， 扇区值 再一次涉及到所接收信号的相位。利用 公知的调制解调电路和技术可以将所接收信号的相位转换成I 和Q分量。调制解调器120可以进一步包括天线系统、RF电路 以及在公知技术中所知的将所接收信号转换成基带所必须的降 频转换电路。

调制解调器120向译码器122提供用于译码和误差校正的 I和Q分量输出。译码器122包括转移度量和扇区确定电路 124、转移度量和扇区旋转电路126、标准速率检测电路128、Vi- terbi译码器130、多路转换器132和134、4相微分译码器136和 138二进制微分译码器140和卷积编码器142。除电路124和 128以外，译码器122最好仍然是具有传统设计元件的VLSI结 构。虽然也可以在VLSI单芯片上提供电路124和128，但最好 这些元件能单独提供以增加终端用户的灵活性并具有传统设 计。同样，卷积编码器142可以集成在Vitertbi译码器130中。

I和Q分量提供给确定电路124，该电路通常含有一个由用 于存储 值的只读存储器构成的余切查寻表(未示出)。 的值被 提供给扇区值和转移度量查询表(未示出)，该查询表通常也是 由只读存储器构成的，该只读存储器除了存储相应于每个 值 的转移度量以外，还存储4位扇区值。扇区值和转移度量从确 定电路输出给旋转电路126。

若检测电路128在Viterbi译码器130中检测出一个通常的 高标准速率，那么，旋转电路126将旋转4位扇区值和相应的 转移度量。在16—PSK系统中，执行相应于在扇区值和相关转 移度量方面的22.5°移位的旋转。旋转电路仍然可由一个查询 表构成，它响应来自检测电路128的信号以用于使扇区值和转 移度量移位。有关旋转的细节下面将予以讨论。

旋转电路126也包含一个延迟元件，用于根据Viterbi译码 器130所需的计算时间在扇区值从旋转电路126输出的传送过 程中提供延时。

如果需要旋转，那么，使用转移度量和扇区值 ，译码器130产生分别表示为 和 的ζ和 x)的最佳估计。前述专利申请所披露的方法可以用于去产生这 些值。

前述译码器130还可以提供一个由用于标准速率检测电路 128的标准数据输出去检测指示22.5°、67.5°、112.5°、157 5°、202.5°、247.5°、292.5°、315°或337.5°通道相移的高 标准速率。根据对高标准速率的检测，检测电路128提供一个 控制信号给旋转电路126，该电路响应上述控制信号，除了扇区 值位 的相应移位以外，还要提供相应于π/8信 号间隔移位的转移度量移位。该扇区值的移位导致了相应于 0°、45°、90°、135°、180°、225°、270°和315°中一个的相位移。 在每一个这种相位移上，Viterbi译码器可以恢复数据。但除对0° 相移以外的情况(所谓0°相移就是指在这种情况下，数据未发 生通道相移)，Viterbi译码器是不能检测出该数据由于通道相移 的结果而处于错误的状态，因此，Viterbi译码器将产生一个原信 号的错误估计。本发明扩大了Viterbi译码器，使其能判定数据 中由通道相移引起的相位多义性误差。

译码器130输出位 并将该位 同时提供给微分译码器 140和卷积编码器142的各自输入端。由于在传输终端中位ζ 是在卷积编码以前进行微分编码的，所以在接收终端中，位 的 微分编码必须被译码以恢复位 ，该位 是原编码位ρ的一个估 计。

为恢复所传输位对(η、ε)的估计，即位对 ，成对的 位流 必须首先被分成两个位流，其中的每一个位流 都被独立地进行微分译码，然后，再把它们重新组合成一个单 一的位对流。把该位对流分成两个位对流以及把它们重新组合 起来的方式类似于图6所示编码器所使用的方式。控制被分离 位对流的分离和组合是由扇区值位 提供的。但是，由于在接 收时该扇区值的这个位可能产生误差，所以在使用位对流 译码过程中的该位以前，最好对该误差进行校正。因此，与 校正后扇区值间接相对应的位 被卷积编码以产生该位

另外，作为取代如上所讨论的，利用位 对位 重新编 码以获得位 的方法，还可以直接通过I和Q输入来获 得这些位的不太可靠的估计。使用由Viterbi译码器130输出的 经误差校正后的数据所产生的位 ，还导致了这个位相对于直 接由I和Q分量产生的相应位的误差减少。

利用所提供的技术，应当看到由于位 是原传输位 (y、z)的一个估计，所以在这些估计中可能产生错误，但使用 所提供的重新编码技术导致了位对 中所可能产生误差 量的最小值。

因此，译码器130输出的位 也提供给卷积编码器142的 输入端，以产生一个所传输相位点位(y、z)经校正后的估计位 。卷积编码器142输出该位对 的最高有效位 ，并作为选择信号提供给多路转换器132和134中每一个 的选择输入端。虽然卷积编码器142也产生位 ，但该位 没 有使用。

多路转换器132通常是1∶2多路转换器，它根据其选择输 入端所提供的选择信号的状态，将其数据对输入端上出现的数据 提供给两个数据对输出端中被选中的一个。在该特定情况下，多 路转换器132输入端上出现的数据是来自Viterbi译码器的位 对 。由于选择信号输入端被耦合给卷积编码器142的 位 输出端，所以由位 所产生的位 的状态确定了在多 路转换器132的哪一个数据对输出端上出现位对 当 位 的状态处于一种逻辑状态，如逻辑“0”时，多路转换器 122的第一数据对输出端上输出位对 ，作为位对 ，类似的，当位 的状态是另一种逻辑状态，如逻辑 “1”时，多路转换器132的第二数据对输出端上输出位对 作为位对 实际上，根据由卷积编码器142所 输出的位对 的最高有效位，即位 的状态，位对流 被分成两个位对流。

多路转换器132的每个数据对输出端被耦合到4相微分译 码器136和138各自的输入端上。位对 被提供给译 码器136，而位对 被提供给译码器138。微分译码器 136和138中的每一个就它们前面所相应接收的位对，利用4 相技术对分别接收的位对 或位对 进行微 分译码。位对 或 的微分译码可以由公知 的任一种4相微分译码技术来实现。然后，仅当有一个新的输 入位对提供给它时，微分译码器136和138才被再次使用。微 分译码器136和138中的每一个分别提供一个与相应输出位对 或 中的每一个相关的输出位对 或 去分离多路转换器134的数据输入。

多路转换器134通常是2∶1多路转换器，该多路转换器 134根据在选择输入端所提供的选择信号在由两个数据对输入 端上的数据对所选择的数据对输出端上提供一个数据对。当在 多路转换器134的数据对输入端上存在的位对 和 出现在多路转换器134的数据对输出端上时，就作为位对 选择用于输出的位对 或 是根据由位 所产生的位 的状态确定的。实际上，位对流 或 被合并成相应于来自卷积编码器142的位对 最高 有效位，即位 的单一位对流

利用前述编码器和译码器模式使得格式编码调制在数据通 信系统成为一种切实可行的技术。因此，本发明允许在格编码 数据的编码和译码中执行一个可行的判定，从而克服由传输通 道所导致的相位多义性。编码器和译码器可以VLSI形式在各个 芯片上，最好是在单个芯片上构成。另外，由于8—PSK和16— PSK调制的编码器可以通过共用一些公共元件来集成化形成， 对于译码器也是如此。虽然本发明所举实施例仅披露了1/2速 率，限制长度K＝7，且仅用于8—PSK和16—PSK调制，但本 发明技术可以扩展成包括另外的编码速率、限制长度和更高等 级的M—元调制。

还应当理解，本发明不仅仅适用于卷积编码，也适用于透 明分程序编码。在图2和图6所示编码器10和100的另一实施 例中，编码器24和114就是分程序编码器。在该实施例中，必 须考虑为通过编码器10和100的数据定时。分程序编码器必须 具有位β或ρ的全部输入分程序以产生相应的输出分程序。由 于来自分程序编码器的输出位控制位α和(η、ε)的多路转换编 码，所以必须保证分程序编码器的输出和相应位α和(η、ε)多 路转换器的输入之间的协调。在多路转换器14和104输入前面 的存储器或移位寄存器这样的电路，应当接收α或(η、ε)位。 当利用适当的寻址和定时逻辑来提供时，移位寄存器以外的这 些位的计时应与分程序编码器输出的编码位相协调。这种技术 应保证在这些位多路转换编码的控制过程中，来自分程序编码 器的编码位的分程序与输入α或(η、ε)中的一个相对应。

在译码器终端，应当用具有把作为软判定数据直接输入给 分程序译码器的扇区值的最低有效位(_、 或 的相应 分程序译码器替换Viterbi译码器40和130。编码器52和142 也应当是分别与相应编码器10或100中的分程序编码器相同 的分程序编码器。另外，还必须控制通过多路转换器译码电路 的位_和 的定时，诸如具有适当寻址/定时逻辑的存储 器或移位寄存器电路应当保证分程序译码器输出的译码位分 程序中的每一位与α和(η、ε)位原始译码控制过程中所使用的 位b或y的重新编码估计中的一个相对应。

前述实施例使得本专业技术领域以内的任何人能够制造或 使用本发明。对于本专业技术领域的人而言，上述实施例可以 很容易地予以修改，但这里所规定的基本原理也可以应用到其 它实施例中而不需要发明技巧。因此，本发明并不受限于这里 所举实施例，并且具有与这里所披露的原理和新颖特性相符合 的最宽的范围。