用于射频（RF）发射器的高效输出级放大 |
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| 申请号 | CN201310753048.5 | 申请日 | 2013-12-31 | 公开(公告)号 | CN103916096B | 公开(公告)日 | 2017-06-09 |
| 申请人 | 安华高科技通用IP(新加坡)公司; | 发明人 | 拉蒙·戈麦斯; 马西莫·布兰多利尼; 吴江枫; | ||||
| 摘要 | 本 发明 涉及用于射频（RF）发射器的高效输出级放大。提供了高功效发射器输出级的设计。在实施方式中，输入 信号 的概率 密度 函数（PDF）被分成多个区域，并且根据它们落入了哪个PDF区域来处理该 输入信号 的样本。PDF可以在对应于落入预定振幅范围内的输入信号的样本的内部区域与对应于在预定振幅范围外的输入信号的样本的外部区域之间被划分。落在内部区域中的输入信号的样本由A类偏置 放大器 来处理，落在外部区域中的输入信号的样本由B类偏置放大器来处理。根据实施方式的输出级设计能够被实施为 功率放大器 或者功率 数模转换 器（DAC）。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种功率数模转换器，包括： |
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| 说明书全文 | 用于射频（RF）发射器的高效输出级放大[0001] 相关申请的交叉引用 技术领域[0003] 本公开主要涉及射频（RF）发射器。 背景技术[0004] 许多现代通信信号包括多个正交载波（例如，OFDM、LTE、MoCA等），并且因此具有高斯或基本上为高斯的振幅概率密度函数（PDF）和高的峰均功率比（PAPR）。当处理这些信号的峰值事件时，传统的功率放大器（例如，A类）具有非常低的功效（例如，1%-2%）。用于改善功率放大器的功效的常见解决方案包括改变作为输入信号振幅的函数提供给放大器的电力供应。然而，这些解决方案受限于输入振幅跟踪电路的带宽，并且因此对于宽带现代通信信号（例如，LTE、现代有线TV信号等）来说是低效率的。 发明内容[0005] 根据本发明的一个方面，提供了一种功率数模转换器，包括：振幅映射器，被配置为接收输入信号并且从所述输入信号中生成多个输入成分信号；多个数模转换器，每个均被配置为接收所述多个输入成分信号中的相应的一个并且生成相应的电流信号；以及组合器，被配置为将所述多个数模转换器的所述相应的电流信号相组合以生成所述功率数模转换器的输出信号。 [0006] 其中，所述多个输入成分信号中的每一个均对应于所述输入信号相应的部分，并且其中，所述多个输入成分信号的总和等于所述输入信号。 [0007] 其中，所述振幅映射器被配置为生成对应于所述输入信号的在预定振幅范围内的样本的第一输入成分信号，以及对应于所述输入信号的在所述预定振幅范围外的样本的第二输入成分信号。 [0008] 其中，所述多个数模转换器包括：第一数模转换器，被配置为接收所述第一输入成分信号并且生成第一电流信号；以及第二数模转换器，被配置为接收所述第二输入成分信号并且生成第二电流信号。 [0010] 其中，当所述第二输入成分信号非零时，使用高于所述第一电源电压的第二电源电压将所述第二数模转换器偏置，并且当所述第二输入成分信号为零时，使用低于所述第一电源电压的第三电源电压将所述第二数模转换器偏置。 [0011] 所述功率数模转换器，进一步包括：电流导引级，被配置为将所述第一电流信号和所述第二电流信号选择性地耦接至所述组合器。 [0012] 其中，所述组合器包括：第一绕组，使用第一电源电压偏置；第二绕组，使用高于所述第一电源电压的第二电源电压偏置；输出绕组，耦接至负载，所述输出绕组被配置为生成所述功率数模转换器的所述输出信号。 [0013] 其中，所述电流导引级包括：第一电流导引单元，被配置为当所述输入信号在所述预定振幅范围内时，将所述第一数模转换器的所述第一电流信号耦接至所述第一绕组，并且当所述输入信号在所述预定振幅范围外时，将所述第一数模转换器的所述第一电流信号耦接至所述第二绕组；第二电流导引单元，被配置为当所述输入信号在所述预定振幅范围内时，将所述第二数模转换器的所述第二电流信号耦接至自供电电压，并且当所述输入信号在所述预定振幅范围外时，将所述第二数模转换器的所述第二电流信号耦接至所述第二绕组。 [0014] 其中，所述自供电电压低于所述第一电源电压。 [0015] 其中，所述功率数模转换器被实施在多芯片模块中。 [0016] 其中，所述多芯片模块包括：第一芯片，包括所述多个数模转换器，使用第一处理实施所述第一芯片；以及第二芯片，包括所述电流导引级，使用第二处理实施所述第二芯片。 [0017] 根据本发明的另一个方面，提供了一种功率数模转换器，包括：振幅映射器，被配置为接收输入信号并且生成对应于所述输入信号的在预定振幅范围内的样本的第一输入成分信号，以及对应于所述输入信号的在所述预定振幅范围外的样本的第二输入成分信号；第一数模转换器，被配置为接收所述第一输入成分信号并且生成第一电流信号；第二数模转换器，被配置为接收所述第二输入成分信号并且生成第二电流信号；以及电流导引级，被配置为当所述输入信号在所述预定振幅范围内时，将所述第一电流信号耦接至第一电源电压，并且被配置为当所述输入信号在所述预定振幅范围外时，将所述第二电流信号耦接至高于所述第一电源电压的第二电源电压。 [0018] 其中，所述电流导引级进一步被配置为当所述输入信号在所述预定振幅范围外时，将所述第一电流信号耦接至所述第二电源电压，并且被进一步配置为当所述输入信号在所述预定振幅范围内时，将所述第二电流信号耦接至低于所述第一电源电压的自供电电压。 [0019] 其中，所述电流导引级包括：A类电流导引单元，用于将所述第一电流信号选择性地耦接至所述第一电源电压或者所述第二电源电压；以及B类电流导引单元，用于将所述第二电流信号选择性地耦接至所述第二电源电压或者所述自供电电压。 [0020] 根据本发明的再一个方面更，提供了一种功率放大器，包括：输入级，被配置为接收输入信号并且生成第一电流信号和第二电流信号；以及电流导引级，被配置为当所述输入信号在预定振幅范围内时，将所述第一电流信号和所述第二电流信号选择性地耦接至第一电源电压，并且当所述输入信号在所述预定振幅范围外时，将所述第一电流信号和所述第二电流信号选择性地耦接至高于所述第一电源电压的第二电源电压。 [0021] 所述功率放大器进一步包括：组合器，被配置为将所述第一电流信号与所述第二电流信号相组合以在负载中产生输出电流信号。 [0022] 其中，所述组合器包括：第一绕组，具有中心抽头，使用所述第一电源电压偏置所述第一绕组；第二绕组，具有中心抽头，使用所述第二电源电压偏置所述第一绕组；以及输出绕组，耦接至所述负载，所述输出绕组被配置为生成所述输出电流信号。 [0023] 其中，所述电流导引级被配置为当所述输入信号在所述预定振幅范围内时，将所述第一电流和所述第二电流耦接至所述第一绕组，并且当所述输入信号在所述预定振幅范围外时，将所述第一电流和所述第二电流耦接至所述第二绕组。 [0026] 图1示出了示例性A类放大器。 [0027] 图2示出了具有输出扼流电路的示例性A类放大器。 [0028] 图3示出了根据实施方式的示例性AB类功率放大器。 [0029] 图4示出了示例性高峰均比（PAR）信号的概率密度函数（PDF）。 [0030] 图5示出了用于为图3的示例性功率放大器生成控制信号的示例性电路。 [0031] 图6示出了根据实施方式的示例性功率数模转换器（DAC）。 [0032] 图7示出了根据实施方式的示例性地将信号分解为成分信号。 [0033] 图8示出了根据实施方式的另一示例性功率DAC。 [0034] 图9示出了根据实施方式的示例性地将信号分解为成分信号。 [0035] 图10示出了根据实施方式的示例性A类电流导引单元。 [0036] 图11示出了根据实施方式的示例性B类电流导引单元。 [0037] 图12示出了根据实施方式的图8的功率DAC的示例性实施。 [0038] 图13示出了根据实施方式的示例性组合器。 [0039] 将参考附图来描述本公开。通常，元件首先出现的示图一般由相应的参考数字中最左边的数字表示。 具体实施方式[0040] 出于讨论的目的，术语“模块（module）”应当被理解为包括软件、固件和硬件中的至少一个（诸如一个或多个电路、微芯片或装置或其任意组合）及其组合。此外，将理解的是，在实际的装置中，每个模块能够包括一个或者一个以上的组件，并且形成所描述的模块的一部分的每个组件能够起到与形成该模块的一部分的任何一个组件合作或相独立的功能。相反，本文中所描述的多个模块能够表示在实际装置内的单一组件。此外，在模块内的组件能够以有线的或无线的方式在单个的装置中或者分布在多个装置之间。 [0041] 图1示出了示例性A类放大器100。如在图1中所示，示例性A类放大器包括：NMOS（N型金属氧化物半导体）晶体管102；上拉电阻器RL104，耦接在NMOS晶体管102的漏极端与电源电压之间；以及下拉电阻器RS106，耦接在NMOS晶体管102的源极端与地之间。 [0042] 在图1的示例中，放大器100在NMOS晶体管102的栅极端接收正弦波输入信号108，该放大器100在NMOS晶体管的源极端处产生正弦波信号110并且在NMOS晶体管102的漏极端处产生正弦波输出信号112。如在图1中所示，输出信号112可以具有在Vd,min与Vdd之间的最大电压摆幅，其对应于电源电压。假设放大器100具有高增益，输出信号112能够具有Vdd/2的最大峰值摆幅并且放大器100能够具有25%的最大功效。 [0043] 图2示出了具有输出扼流电路202的示例性A类放大器200，该输出扼流电路202耦接在上拉电阻器RL104两端。如在图2中所示，使用相同的正弦波输入信号108，放大器200产生具有以Vdd为中心并且在Vd,min与Vd,max之间变化的电压摆幅的输出信号204。假设放大器200具有高增益，则输出信号204能够具有为Vdd的最大峰值电压并且放大器200能够具有50%的最大功效。因此，放大器200能够具有放大器100两倍的功效。 [0044] 例如，示例性放大器100和200通常是高线性的并且因此期望用于在射频（RF）发射器中的输出级放大。然而，示例性放大器100和200的线性带来如上所述的低功效的代价。在通常的现代通信信号的情况下，这些功效被进一步降低。例如，许多现代通信信号包括多个正交载波（例如，OFDM、LTE、MoCA等）并且因此具有高斯或者基本上为高斯的振幅概率密度函数（PDF）和高的峰均比（PAPR），例如大约为25。对于信号的峰值事件，用于这样的信号的示例性放大器100和200的典型效率分别近似接近于1%和2%。 [0045] 用于改善发射器输出级的功效的常用的解决方案包括改变提供给作为输入信号的振幅的函数的级的电力供应。例如，现有的解决方案跟踪输入信号的包络并且基于该输入信号包络使用开关调节器调整该电力供应。然而，这个解决方案受限于开关调节器（例如，20MHZ）的最大带宽，并且因此对于现代宽带通信信号（例如，LTE、现代有线TV信号等）是低效的。 [0046] 如下面进一步描述的实施方式提供了高功效的发射器输出级设计。实施方式基于输入信号的振幅通过将输入信号分成多个成分信号来操作，并且然后使用被适当偏置的相应的放大器来处理多个成分信号中的每一个。例如，在实施方式中，输入信号的PDF被分成多个区域，并且输入信号的样本根据它们落入其中的PDF区域来处理。例如，PDF可以在对应于输入信号的在预定振幅范围内（例如，其具有高的发生概率）的样本的内部区域与对应于输入信号的在预定振幅范围外（例如，峰值事件，其具有较低的发生概率）的样本的外部区域之间被划分。通过A类放大器处理输入信号的落在内部区域的样本并且通过B类放大器处理输入信号的落在外部区域中的样本。应当注意，如本文中所使用的B类放大并不对应于常规的B类放大，其中，放大器仅工作50%的信号周期时间，相反，本文中所使用的B类放大用于描述放大器/DAC一直进行的但对于信号周期的未使用部分导电电流被耦接至低的电源电压（而不是放大器自身被关闭）的放大。在实施方式中，使用多个电源电压将B类放大器偏置，产生ABG类设计。根据实施方式的输出级设计能够被实施为如下面进一步描述的功率放大器或者功率数模转换器（DAC）。 [0047] 图3示出了根据实施方式的示例性AB类功率放大器（PA）300。提供的示例性PA300仅出于说明的目的而并非限制实施方式。例如，示例性PA300采用差分BJT（双极结型晶体管）实施。例如，实施方式不限于这个示例性实施并且可扩展至单端和/或MOS实施。 [0048] 如图3中所示，示例性PA300包括输入级302、电流导引级310和组合器，该组合器具有均耦接至同一铁芯328的第一绕组324、第二绕组326和输出绕组330。输出绕组330被耦接至负载RL332。在实施方式中，第一绕组324和第二绕组326可以具有或可以不具有相对于输出绕组330相同的比率。 [0049] 输入级302包括晶体管304a和304b并且该输入级302被配置为在晶体管304a和304b相应的基极端接收差分输入信号306a-306b。例如，在实施方式中，晶体管304a和304b相应的源极端被耦接至相应的下拉电阻器308a和308b，该下拉电阻器308a和308b均被耦接至地线。输入级302生成第一电流信号334a和第二电流信号334b。 [0050] 电流导引级310包括具有晶体管314a和314b的内部部分和具有晶体管312a和312b的外部部分。本文中所使用的术语“内部”和“外部”仅出于示出的目并不具有结构上或功能上的关联性。通过被耦接至相应的晶体管314a和314b的基极端的控制信号318控制晶体管314a和314b，。通过被耦接至相应的晶体管312a和312b的基极端的控制信号316控制晶体管 312a和312b。 [0051] 在实施方式中，控制信号318和316是互补的信号，从而使得在任何给定的时间晶体管312a-312b或晶体管314a-314b导通。例如，当输入信号306a-306b在预定振幅范围外（例如，输入信号306a-306b的绝对值在预定的振幅阈值上）时，信号318和信号316可以分别为逻辑低和逻辑高，并且当输入信号306a-306b在预定振幅范围内（例如，输入信号306a-306b的绝对值低于预定振幅阈值）时，信号318和信号316可以分别为逻辑高和逻辑低。这样，当输入信号306a-306b在预定的振幅范围内时，电流导引级310将第一电流334a和第二电流334b耦接至组合器的第一绕组324，并且当输入信号306a-306b在预定振幅范围外时，将第一电流334a和第二电流334b耦接至组合器的第二绕组326。电流信号334a-334b通过组合器的输出绕组330组合以在负载RL332中产生输出电流。 [0052] 在实施方式中，使用第一电源电压Vlow将第一绕组324在其中心抽头处被偏置，使用第二电源电压Vhigh将第二绕组326在其中心抽头处被偏置，该第二电源电压Vhigh高于第一电源电压。在实施方式中，基于预定振幅范围选择第一电源电压Vlow和第二电源电压Vhigh以增强输入信号的放大。因此，当输入信号在预定振幅范围内时，电流导引级310将第一电流334a和第二电流334b选择性地耦接至第一电源电压Vlow，当输入信号在预定的振幅范围外时，将第一电流334a和第二电流334b选择性地耦接至第二电源电压Vhigh。因此，在实施方式中，输入信号306a-306b的低振幅样本（高斯输入信号以高概率出现的情况下）接收A类放大并且输入信号306a-306b的高振幅样本（高斯输入信号以低概率出现的情况下）接收B类放大。在另一实施方式中，多个（混合的）电源电压被用于导致用于这这些样本的BG类放大的高振幅样本。 [0053] 应当注意，根据实施方式的组合器不限于如在图3中所示的多绕组通量耦接变压器。基于本文所教的内容本领域技术人员将会理解，组合器可以被以其他方式被实施为传输线变压器（例如，Guanella，Ruthroff等）、微波传输带、带状线或横向电磁（TEM）耦合器。为了高频率实施，组合器还可以使用中空的波导耦接器来实施。 [0054] 例如，组合器可以如在图13中所示的示例性组合器1300来实施。示例性组合器1300包括外部部分1302、内部部分1304和输出部分1306。 [0055] 外部部分1302被配置为接收输入1310a和1310b并产生输出1328。输入1310a和1310b可以对应于上面所描述的电流导引级310的外部部分的输出。在实施方式中，外部部分1302包括分别用于接收输入1310a和1310b的两个输入支路以及组合器1308。在实施方式中，扼流或偏置T形电路1312a和1312b被用于将两个输入支路分别耦接至高轨道电源电压（high rail supply voltage）1316。电容器1314a和1314b被分别耦接在电路1312a与组合器1308的输入之间和1312b与组合器1308的输入之间。在实施方式中，组合器1308是反相组合器，其将输入1310a和输入1310b的180度反相版本进行组合，以产生输出1328。 [0056] 内部部分1304被配置为接收输入1320a和1320b并且产生输出1330。输入1320a和1320b可对应于上述电流导引级310的内部区域的输出。在实施方式中，内部区域1304包括分别用于接收输入1320a和1320b的两个输入支路和组合器1318。在实施方式中，扼流或偏置T形电路1322a和1322b被用于将两个输入支路分别耦接至低轨道电源电压（low rail supply voltage）1326。电容器1324a和1324b被分别耦接在电路1322a与组合器1318的输入之间和1322b与组合器1318的输入之间。在实施方式中，组合器1318是反相组合器，其将输入1320a和输入1320b的180度反相版本进行组合以产生输出1330。 [0057] 输出部分1306包括组合器1332。在实施方式中，组合器1322是同相组合器，其将输出1328与1330相组合以产生输出1334。在实施方式中，输出1334对应于PA输出。 [0058] 根据实施方式，组合器1308、1318和1332可以分别被实施为多绕组通量耦接变压器、传输线变压器（例如，Guanella，Ruthroff等）、微波传输带、带状线或TEM耦接器。为了高频率实施，组合器还可以使用中空的波导耦接器来实施。 [0059] 图4示出了示例性高峰均比（PAR）信号的概率密度函数（PDF）400。如在图4中所示，图4中示出的示例PAR信号通过将PDF400分成内部区域402和外部区域404a-404b使用实施方式来放大，所述内部区域402对应于具有在预定的振幅范围内的振幅的信号的样本，所述外部区域404a-404b对应于具有在预定的振幅范围外的信号的样本。在实施方式中，基于服从A类放大的最大振幅选择预定的振幅范围，使得所述预定振幅范围涵盖这个最大振幅。在实施方式中，信号的A类放大被用于内部区域402，并且B类或B/G放大被用于外部区域404a-404b。在其它实施方式中，PDF400可以被分成多于或者少于在图4中所示的区域。例如，PDF400可以被分为5个或7个区域，其中外部区域404a-404b中的每一个均被进一步分成两个或更多个子区域。 [0060] 图5示出了用于生成用于图3的示例PA300的控制信号318和316的示例电路500。提供的示例500仅为了说明而并非用于限制实施方式。如在图5中所示，电路500包括模数电路504、前置放大器506和比较器508。模数电路504接收输入信号502并生成输入信号502的模数（绝对值）。使用前置放大器506将模数电路504的输出前置放大以生成信号512。然后将信号512连同阈值信号510一起提供给比较器508。阈值信号510表示预定振幅阈值。比较器508将信号512与阈值信号510进行比较以生成控制信号316。在实施方式中，如果信号512大于阈值信号510，则控制信号316为逻辑高，否则为逻辑低。经由反相器514产生作为控制信号 316的补数的控制信号318。 [0061] 示例电路500也可以被用于生成用于稍后描述的实施方式（例如，包括在图6、图8和图12中所示的实施方式）的等效控制信号。在这些和其它的实施方式中，示例电路500可以被用于使用模拟或数字形式的输入信号502来生成控制信号。此外，输入信号502可以表示至下面将描述的功率DAC的实施中的振幅映射器或者DAC的输入。 [0062] 图6示出了根据实施方式的示例功率DAC600。提供的示例功率DAC600仅为了说明而并非用于限制实施方式。如在图6中所示，示例功率DAC600包括振幅映射器（在图6中未示出）；多个DAC（608a、608b和610）；组合器，具有铁芯626和全部耦接至该铁芯626的第一绕组622、第二绕组620和第三绕组624；以及电源调节器618，用于生成第一电源电压（VDD_low） 616、第二电源电压（VDD_high）614和第三电源电压（VDD_dump）612。 [0063] 振幅映射器被配置成接收输入信号并且被配置为从输入信号产生多个成分信号。例如，如在图6中所示，振幅映射器接收具有振幅PDF的输入信号630并且生成输入成分信号 602、604和606。在实施方式中，输入成分信号602、604和606中的每一个均对应于输入信号的相应的部分，并且输入成分信号的总和等于输入信号。在其它实施方式中，振幅映射器将输入信号分成3个以上的输入成分信号，每个信号均对应于输入信号的相应的部分。 [0064] 图7示出了根据实施方式的示例性地将信号702分解成输入成分信号604、602和606。仅为了说明将信号702示出为正弦曲线。基于本文所教的内容本领域技术人员将会理解，任何信号均可以被分解为如在本文中的图7中示出的输入成分信号，并且将信号分解成任意数量的成分信号可以无数的方式来完成。 [0065] 如在图7中所示，输入成分信号604对应于信号702在预定振幅范围内时的信号702，否则输入成分信号604为零。，输入成分信号602对应于信号702为正并且在预定振幅范围外时的信号702，否则输入成分信号602为零。输入成分信号606对应于信号702为负并且在预定的振幅范围外时的信号702，否则输入成分信号606为零。如从图7中可明显看出，输入成分信号602、604和606的总和为信号702。在另一实施方式中，信号702可以被分解为信号604和第二信号，所述第二信号对应于信号702在预定的振幅范围外时的信号702，否则该第二信号为零（信号602和606的和）。 [0066] 返回到图6，DAC608a、608b和610均被配置为接收输入成分信号602、604和606中的相应的一个并且生成相应的电流输出信号。在实施方式中，DAC610是A类DAC，其被配置（例如，适当地偏置）为接收输入成分信号604，以及DAC608a和608b是B类DAC，被配置为（例如，适当地偏置）分别接收输入成分信号602和606。 [0067] 在实施方式中，振幅映射器根据上述在图7中所示的方式分解输入信号，从而产生具有在图7中所描述的相同特性的输入成分信号602、604和606。由DAC608a、608b和610所产生的电流输出信号分别与输入成分信号602、606和604成比例。在实施方式中，因为DAC608a、608b和610从未关闭，故由DAC608a、608b和610所产生的电流输出信号总是非零的。 [0068] 在实施方式中，当输入成分信号602和606中任一个是零并因此未对功率DAC600的输出信号有贡献时，使用相应的DAC输出信号632b和/或636b将由DAC608a和/或608b所产生的电流输出信号路由至第三电源电压612。第三电源电压612低于第二电源电压614（并且可以低于第一电源电压616），并且因此可以降低DAC608a和/或608b的功率无效性（当它未对输出没有贡献时）。可选地，当输入成分信号602或606是非零并且因此对功率DAC600的输出信号有贡献时，使用相应的DAC输出信号632a或636a将由DAC608a或608b所产生的电流输出信号路由至第二绕组620。使用第二电源电压614将第二绕组620在其中心抽头处偏置，所述第二电源电压提供了需要输入信号的高振幅样本的高电压偏置。上面描述的DAC608a和608b的切换的电力供应偏置导致用于输入信号的高的振幅样本的BG类放大。 [0069] 由DAC610所产生的电流输出信号一直被耦接至第一绕组622，使用第一电源电压616将第一绕组622在其中心抽头处偏置。在实施方式中，第一电源电压616被选择用于为输入信号提供A类放大。在实施方式中，使用DAC输出信号634a和634b（差分输出）将由DAC610所产生的电流输出信号耦接至第一绕组622。 [0070] 组合器将耦接至第一绕组622和第二绕组620的相应的电流信号进行组合以在第三绕组624中产生输出电流信号。输出电流信号在负载RL628两端产生输出电压信号。应当注意，根据实施方式的组合器不限于如在图6中示出的多绕组通量耦接变压器。基于本文所教的内容本领域技术人员将会理解，组合器可以以其他方式被实施为传输线变压器（例如，Guanella，Ruthroff等）、微波传输带、带状线或横向电磁（TEM）耦接器。为了高频率的实施，组合器还可以使用中空的波导耦接器来实施。此外，在其它实施方式中，组合器可以被实施为通过示例组合器1300示出的。基于本文所教的内容本领域技术人员将会理解，对于使用示例功率DAC600，示例组合器1300能够被扩展至具有三个（例如，两个外部部分和一个内部部分）而不是两个输入部分。 [0071] 图8示出了根据实施方式的另一示例性功率DAC800。提供的示例性功率DAC800仅为了说明而并非用于限制实施方式。如在图8中所示，示例功率DAC800包括：输入级802，其包括振幅映射器806和多个DAC（608a、608b和610）；电流导引级808，其包括第一电流导引单元810、第二电流导引单元818和第三电流导引单元824；以及组合器，包括铁芯626和均耦接至该铁芯626的第一绕组622、第二绕组620和第三绕组624。 [0072] 振幅映射器806被配置为接收输入信号804并且生成输入成分信号602、604和606。在实施方式中，输入信号成分602、604和606中的每一个均对应于输入信号804相应的部分，并且输入成分信号602、604和606的总和等于输入信号804。在其它的实施方式中，振幅映射器将输入信号804分成多于3个的输入成分信号，每一个均对应于输入信号相应的部分。 [0073] 在实施方式中，振幅映射器806根据下述在图9中所示的方式来分解输入信号804。具体地，输入成分信号604对应于信号804在预定振幅范围内时的信号804，当信号804是在预定的振幅范围的最大正振幅的上方时，输入成分信号604是对应于预定振幅范围的最大正振幅的常数，并且当信号804是在预定振幅范围的最大负振幅下方时，输入成分信号604是对应于预定振幅范围的最大负振幅的常数。输入成分信号602对应于信号804与信号804在预定振幅范围的最大正振幅上方时的预定振幅范围的最大正振幅之间的差值，否则输入成分信号602为零。输入成分信号606对应于在信号804与信号804在预定振幅范围的最大负振幅下方时的预定振幅范围的最大负振幅差值，否则输入成分信号606为零。 [0074] 返回到图8，DAC608a、608b和610的每一个均被配置为接收输入成分信号602、604和606中相应的一个。在实施方式中，DAC610是A类DAC，其被配置（例如，适当地偏置）为接收输入成分信号604，以及DAC608a和608b是B类DAC，被配置（例如，适当地偏置）为分别接收输入成分信号602和606。DAC608a、608b和610分别生成输出电流信号，该输出电流信号分别与输入成分信号602、606和604成比例。在实施方式中，因为DAC608a、608b和610从未被关闭，故由DAC608a、608b和610所产生的输出电流信号总是非零的。 [0075] 在实施方式中，当输入成分信号602和606中任一个是零并且因此对功率DAC800的输出信号有贡献时（例如，输入信号804在预定振幅范围内），使用相应的DAC输出信号632b和/或636b将由DAC608a和/或608b所产生的电流输出信号路由至第三电源电压612。第三电源电压612低于第二电源电压614（并且可以低于第一电源电压616），并且因此可以降低DAC608a和/或608b的功率无效（当它对输出无贡献时）。在实施方式中，通过使用于接通第二电流导引单元818的晶体管820b（和/或第三电流导引单元824的晶体管826b）的控制信号822b（和/或828b）来进行DAC输出信号632b（和/或636b）至第三电源电压612的耦接。在实施方式中，由控制电路（在图8中未示出）来提供控制信号822b和828b，所述控制电路被耦接至映射器，根据输入成分信号602、606和604提供控制信号。相同的控制电路也提供下面所描述的其他控制信号（例如，814a、814b、822a和828a）。 [0076] 可选地，当输入信号成分602或606是非零的并且因此对功率DAC800的输出信号有贡献时（例如，输入信号804在预定的振幅范围之外），使用相应的DAC输出信号632a或者636a将由DAC608a或608b所产生的电流输出信号路由至第二绕组620。使用第二电源电压 614将第二绕组620在其中心抽头处偏置，该第二电源电压614提供了需要输入信号（在实施方式中，输入信号为B类放大）的高的振幅样本的高的电压偏置。在实施方式中，通过使用于接通第二电流导引单元818的晶体管820a（或第三电流导引单元824的晶体管826）的控制信号822a（或828b）来进行DAC输出632a（或636a）至第二绕组620的耦接。 [0077] 在实施方式中，由DAC610所产生的电流输出信号一直被耦接至第一绕组622，使用第一电源电压616将该第一绕组622在其中心抽头处被偏置。在实施方式中，选择第一电源电压616以提供用于输入信号的A类放大。在实施方式中，通过分别使用第一电流导引单元810的晶体管812a和812b将DAC输出信号634a和634b分别耦接至第一绕组622来将由DAC610所产生的电流输出信号耦接至第一绕组622。通过控制信号814a控制晶体管812a和812b，该控制信号用来接通晶体管812a和812b。 [0078] 在另一实施方式中，当输入信号804在预定振幅范围内时，由DAC610所产生的电流输出信号被耦接至第一绕组622，当输入信号804在预定振幅范围外时（例如，峰值事件），由DAC610所产生的电流输出信号被耦接至第二绕组620。仅如上述进行由DAC610所产生的电流输出信号至第一绕组622的耦接。通过经由相应的第一电流导引单元810的晶体管816a和816b将DAC输出信号634a和634b耦接至第二绕组620来进行由DAC610所产生的电流输出信号至第二绕组620的耦接。通过控制信号814b控制晶体管816a和816b，该控制信号用来导通晶体管816a和816b。在实施方式中，控制信号814b是控制信号814a的补数，从而DAC610的电流输出信号在任意给定的时间被耦接至第一绕组622或者被耦接至第二绕组620。当输入信号804在预定振幅范围外时（例如，峰值事件）的DAC610的电流输出信号至第二绕组620的耦接能够使当在范围外时输入信号有更多的线性放大。 [0079] 如上面参照图6的描述，组合器将分别耦接至第一绕组622和第二绕组620的电流信号进行组合以在第三绕组624中产生输出电流信号。输出电流信号在负载RL628两端产生输出电压信号。应当注意，根据实施方式的组合器不限于如在图8中示出的多绕组通量耦接变压器。基于本文所教的内容本领域技术人员将会理解，组合器可以以其他方式被实施为传输线变压器（例如，Guanella，Ruthroff等）、微波传输带、带状线或横向电磁（TEM）耦接器。为了高频率实施，组合器还可以使用中空的波导耦接器来实施。此外，在其它的实施方式中，组合器可以被实施为通过实例1300所示出的。基于本文所教的内容本领域技术人员将会理解，为了与示例功率DAC800一起使用，示例组合器1300可以被扩展具有三个（例如，两个外部部分和一个内部部分）而不是两个部分。 [0080] 图10示出了根据实施方式的示例性A类电流导引单元1000。提供的示例电流导引单元1000仅为了说明而并非用于限制本公开的实施方式。示例电流导引单元1000可以替代在上面的图8中所描述的示例功率DAC800中的第一电流导引单元810。 [0081] 如在图10中所示，电流导引单元1000包括：主支路，包括输入晶体管对1004a-1004b、偏置晶体管对1006a-1006b和二极管对1008a-1008b;以及辅助支路，包括输入晶体管对1014a-1014b和偏置晶体管对1018a-1018b。主支路提供被耦接至低电源电压的输出 1012a和1012b。辅助支路提供被耦接至高电源电压的输出1020a和1020b。主支路和辅助支路两者均被耦接至电流源，该电流源在示例单元1000中被实施为NMOS晶体管1010。在另一实施方式中，电流源由DAC（例如，610）提供。 [0082] 在操作中，NMOS晶体管1010的输出电流通过电流导引单元1000被导引至低的电源电压，并且在一些情况下，还被导引至高的电源电压。具体地，当输入信号（例如，输入信号804）为正时，NMOS晶体管1010的输出电流被导引至主支路的输出1012a。此外，当输入信号也在预定振幅范围外时（例如，峰值事件），NMOS晶体管1010的输出电流中的一些也被导引至辅助支路的输出1020a。当输入信号为负时，NMOS晶体管1010的输出电流被导引至主支路的输出1012b。此外，当输出信号也在预定振幅范围外时（例如，峰值事件），NMOS晶体管1010的输出电流中的一些也被导引至辅助支路的输出1020b。使用互补信号1002a-1002b和 1014a-1014b进行如上面所描述的NMOS晶体管1010的输出电流的导引。 [0083] 对于A类放大，偏置晶体管对1006a-1006b和1018a-1018b确保输入信号1004a-1004b和1016a-1016b被适当地偏置。当辅助支路被用于将电流导引至高的电源电压时，二极管1008a-1008b分别阻止输入晶体管1004a-1004b的基极集电极结的前向偏置。 [0084] 图11示出了根据实施方式的示例B类电流导引单元1100。提供的示例电流导引单元1100仅为了说明而并非用于限制本公开的实施方式。示例电流导引单元1100能够替代在上述的图8中的示例功率DAC800。应当注意，本文中所使用的B类放大并不对应于常规的B类放大，其中，放大器仅工作50%的信号周期时间。相反，本文中所使用的B类放大用于描述放大器/DAC一直进行的但对于信号周期的未使用部分导电电流被耦接至低的电源电压（而不是放大器自身被关闭）的放大。 [0085] 如在图11中所示，电流导引单元1100包括输入晶体管对1104a-1104b和偏置晶体管对1106a-1106b，并且提供输出1108a和1108b。在实施方式中，对于B类放大，偏置晶体管对1106a-1106b确保了输入晶体管1104a-1104b被适当地偏置。 [0086] 输出1108被耦接至高的电源电压，并且输出1108b被耦接至低的电源电压（自供电电压）。在实例1100中被实施为NMOS晶体管1110（在另一实施方式中，通过DAC（例如，608a）提供该电流源）的电流源从单元的高电源电压或自供电电压支路中的任一个吸收电流。具体地，当输入信号（例如，输入信号804）为正并且在预定振幅范围外（例如，正振幅峰值事件）时，NMOS晶体管1110的输出电流被导引至输出1108a以用于耦接至高电源电压。当输入信号在预定振幅范围内时，NMOS晶体管1010的输出电流被导引至输出1108b以用于耦接至自供电电压。 [0087] 图12示出了根据实施方式的如在上面图8中所描述的示例功率DAC800的示例性实施方式。具体地，在这个实施方式中，使用在单个的印刷电路板（PCB）上的多芯片模块（MCM）来实施功率DAC800。使用第一处理将包括振幅映射器806和DAC608a、608b和610的输入级802实施在第一芯片中，例如，该第一处理可以是CMOS处理。通常，CMOS工艺能够经受高的电流但只能经受很低的电压。使用第二处理将电流导引级808实施在第二芯片中，例如该第二处理可以是SiGe或GaAs处理。SiGe或GaAs处理通常可以经受高的电压，并且因此在这个示例性实施方式中保护CMOS处理。该组合器被实施在相同的PCB上。基于本文所教的内容本领域技术人员将会理解，出于说明的目的提供了这个示例性实施方式但并不限于该实施方式。 [0088] 已经借助于示出了特定功能和相应关系的实施的功能构架模块描述了实施方式。为了便于描述，可任意地限定这些功能构架模块的边界。只要特定的功能和相应关系被适当地执行，可限定可选的边界。 [0089] 前述特定实施方式的描述将充分地披露了本公开的一般特征，其他人能够通过应用本领域技术人员的知识来修改和/或改变该具体实施方式各种应用，而不用进行过度的实验，不用脱离本公开的一般概念。因此，基于本文中所述的启示和教导，这样的改变和修改意在处于所披露的实施方式的含义和等同替换的范围内。应理解的是，本文中的措辞或术语是为了描述而非限制，因此，本说明书的术语或措辞应由本领域的技术人员根据本文中的启示和教导进行解释。 |
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