Sigma-Delta调变器以及转换方法 |
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| 申请号 | CN201310665269.7 | 申请日 | 2013-12-10 | 公开(公告)号 | CN103873064A | 公开(公告)日 | 2014-06-18 |
| 申请人 | 联发科技股份有限公司; | 发明人 | 何丞谚; 蔡鸿杰; 林育信; | ||||
| 摘要 | 本 发明 揭露一种Sigma-Delta调变器及转换方法，用以产生数字输出 信号 。其中Sigma-Delta调变器包括多阶回路 滤波器 以及量化器。多阶回路滤波器接收模拟 输入信号 ，且根据模拟输入信号产生积分 输出信号 。量化器耦接多阶回路滤波器。量化器接收积分输出信号，且对积分输出信号进行量化以产生数字输出信号。Sigma-Delta调变器中不同的前馈路径用于不同的频带。本发明的Sigma-Delta调变器在高取样 频率 下具有较佳的稳定度、在驱动量化器方面具有较高驱 动能 力 、以及/或具有较少的功率消耗。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种Sigma-Delta调变器，用于产生数字输出信号，包括： |
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| 说明书全文 | Sigma-Delta调变器以及转换方法技术领域[0001] 本发明有关于一种Sigma-Delta调变器，特别是有关于一种连续时间(continuous-time)Sigma-Delta调变器，其具有特别用于高频信号成分的额外前馈（feed-forward）路径。 背景技术[0002] 对于具有高频带以及高取样频率的连续时间(continuous-time)Sigma-Delta调变器而言，稳定度是主要的设计重点。一般而言，与反馈（feed-back）型态的连续时间Sigma-Delta调变器比较起来，前馈（feed-forward）架构的连续时间Sigma-Delta调变器可通过以多个前馈路径来取代多个反馈数字模拟转换器，来节省较多的功率以及面积。习知的具有前馈架构的连续时间Sigma-Delta调变器需要加总放大器。然而，加总放大器的配置会引起额外的功率消耗。因此，提出了具有AC耦合（AC-coupling）或采用被动加总方法（passive summing method）的连续时间Sigma-Delta调变器，以排除上述加总放大器的使用。很可惜，尤其是对于高取样频率的标准而言，在具有AC耦合或采用被动加总方法的连续时间Sigma-Delta调变器中具有一些缺点：低稳定度、关于驱动量化器的低驱动能力、以及/或大的功率消耗。 发明内容[0003] 为了解决现有技术中的问题，本发明特提出一种新的Sigma-Delta调变器以及转换犯法。 [0004] 本发明的一个实施例揭露了一种Sigma-Delta调变器，用于产生数字输出信号，包括：多阶回路滤波器，接收模拟输入信号，且根据模拟输入信号产生积分输出信号；以及量化器，耦接多阶回路滤波器，接收积分输出信号，且对积分输出信号进行量化以产生数字输出信号，其中Sigma-Delta调变器中不同的前馈路径用于不同的频带。 [0005] 本发明的另一实施例揭露了一种Sigma-Delta调变器，用于产生数字输出信号，包括：多阶回路滤波器，接收模拟输入信号，且根据模拟输入信号产生积分输出信号；以及量化器，耦接多阶回路滤波器，接收积分输出信号，且对积分输出信号进行量化以产生数字输出信号；其中，多阶回路滤波器包括多个加总路径，且不同的加总路径用于不同的频带。 [0006] 本发明的另一实施例揭露了一种转换方法，用以将模拟信号转换为数字输出信号，包括：由Sigma-Delta调变器的多阶回路滤波器接收模拟输入信号，且根据模拟输入信号产生积分输出信号；由Sigma-Delta调变器的量化器对积分输出信号进行量化，以产生数字输出信号；以及提供Sigma-Delta调变器中不同的前馈路径，以用于不同的频带。 [0007] 本发明的Sigma-Delta调变器，其提供可选择的前馈路径给高频信号成分，使得Sigma-Delta调变器在高取样频率下具有较佳的稳定度、在驱动量化器方面具有较高驱动能力、以及/或具有较少的功率消耗。附图说明 [0008] 图1表示根据本发明一个实施例的Sigma-Delta调变器。 [0009] 图2表示根据本发明另一实施例的Sigma-Delta调变器。 [0010] 图3表示根据本发明又一实施例的Sigma-Delta调变器。 [0011] 图4表示根据本发明一个实施例的Sigma-Delta调变器的行为模型。 具体实施方式[0012] 为使本发明的上述目的、特征和优点能更明显易懂，下文特举一个较佳实施例，并配合所附图式，作详细说明如下。 [0013] 图1表示根据本发明一个实施例的Sigma-Delta调变器。参阅图1，Sigma-Delta调变器1包括多阶回路滤波器（multi-stage loop filter）10、量化器(quantizer)11、以及数字-模拟转换器（digital-to-analog converter，DAC）12与13。多阶回路滤波器10接收模拟输入信号SIN，且对模拟输入信号SIN执行积分操作以在多阶回路滤波器10的多个输出端上产生积分输出信号S10。量化器11则接收积分输出信号S10，且对积分输出信号S10进行量化以产生数字输出信号SOUT。数字输出信号SOUT被传送至外部电路以进行进一步的数字处理。数字输出信号SOUT也传送至DAC12，其将数字输出信号SOUT转换回模拟信号给多阶回路滤波器10。如此一来，Sigma-Delta调变器1操作如同一个闭回路。DAC13接收数字输出信号SOUT，且将数字输出信号SOUT转换为模拟补偿信号S13以用于额外回路延迟（excess loop delay）的补偿。 [0014] 在一个实施例中，Sigma-Delta调变器1为全差动（fully-differential）调变器。换句话说，多阶回路滤波器10是以多个差动运算放大器来实现。在此实施例的多阶回路滤波器10中具有多阶的积分电路。根据图2的实施例，是以三阶的积分电路为例来说明。在其他实施例中，积分电路的阶数根据系统需求而决定，且多阶回路滤波器10可包括未显示于图2的其他电路。在图2中，多阶回路滤波器10包括电阻器R101A、R101B、R102A、R102B、R103A、R103B、R104A、R104B、R105A、R105B、R106A、与R106B。多阶回路滤波器10也包括电容器C101A、C101B、C102A、C102B、C103A、C103B、C104A、C104B、C105A、与C105B。多阶回路滤波器10还包括运算放大器OP101-OP103。运算放大器OP101具有正（+）输入端、负（-）输入端、正输出端、以及负输出端。电阻器R101A的一端接收模拟输入信号SIN，其另一端耦接运算放大器OP101的正输入端。电阻器R101B的一端接收模拟输入信号SIN，且其另一端耦接运算放大器OP101的负输入端。电容器C101A耦接于运算放大器OP101的正输入端与负输出端之间，且电容器C101B耦接于运算放大器OP101的负输入端与正输出端之间。电阻器R101A与R101B、电容器C101A与C101B、以及运算放大器OP101形成多阶回路滤波器 10的其中一阶，也就是三阶积分电路中的第一阶101。参阅图2，运算放大器OP101的负输出端耦接节点N101A，而运算放大器OP101的正输出端耦接节点N101B。 [0015] 运算放大器OP102具有正（+）输入端、负（-）输入端、正输出端、以及负输出端。电阻器R102A的一端耦接运算放大器OP101的正输出端于节点N101B，其另一端耦接运算放大器OP102的正输入端。电阻器R102B的一端耦接运算放大器OP101的负输出端于节点N101A，且其另一端耦接运算放大器OP102的负输入端。电容器C102A耦接于运算放大器OP102的正输入端与负输出端之间，且电容器C102B耦接于运算放大器OP102的负输入端与正输出端之间。电阻器R102A与R102B、电容器C102A与C102B、以及运算放大器OP102形成多阶回路滤波器10的其中一阶，也就是三阶积分电路中的第二阶102。参阅图2，运算放大器OP102的负输出端耦接节点N102A，而运算放大器OP102的正输出端耦接节点N102B。 [0016] 参阅图2，运算放大器OP103具有正（+）输入端、负（-）输入端、正输出端、以及负输出端。电阻器R103A的一端耦接运算放大器OP102的正输出端于节点N102B，其另一端耦接运算放大器OP103的正输入端。电阻器R103B的一端耦接运算放大器OP102的负输出端于节点N102A，且其另一端耦接运算放大器OP103的负输入端。电容器C103A耦接于运算放大器OP103的正输入端与负输出端之间，且电容器C103B耦接于运算放大器OP103的负输入端与正输出端之间。电阻器R103A与R103B、电容器C103A与C103B、以及运算放大器OP103形成多阶回路滤波器10的其中一阶，也就是三阶积分电路中的第三阶103。运算放大器OP103的负输出端耦接节点N103A，而运算放大器OP103的正输出端耦接节点N103B。 [0017] 电容器C104A与电阻器R104A并联于节点N103A与N104A之间，其中，节点N104A位于量化器11之前。电容器C104B与电阻器R104B并联于节点N103B与N104B之间，其中，节点N104B位于量化器11之前。电容器C104A与电容器C104B形成多阶回路滤波器10的一个加总路径，而电阻器R104A与电阻器R104B形成多阶回路滤波器10的另一加总路径。积分输出信号S10产生于作为多阶回路滤波器10的输出端的节点N104A与N104B之间。电阻器R106A耦接于运算放大器OP101的负输出端（即节点N101A）与运算放大器OP103的负输入端之间。电阻器R106B耦接于运算放大器OP101的正输出端（即节点N101B）与运算放大器OP103的正输入端之间。 [0018] 多阶回路滤波器10具有多个前馈路径。在图2的实施例中，多阶回路滤波器10以具有两前馈路径为例来说明。参阅图2，其中一个前馈路径是由电容电路所形成，例如电容器C105A与C105B。电容器C105A耦接于运算放大器OP101的负输出端（即节点N101A）与节点N104A之间。电容器C105B耦接于运算放大器OP101的正输出端（即节点N101B）与节点N104B之间。另一前馈路径是由电阻电路所形成，例如电阻器R105A与R105B。电阻器R105A与电容器C105A并联耦接于节点N101A与节点N104A之间。电阻器R105B与电容器C105B并联耦接于节点N101B与节点N104B之间。产生于前馈路径的输出端上的多个前馈信号与由三个积分电路所产生的积分信号由上述加总路径进行加总，以产生积分输出信号S10。 [0019] 为了详细地说明本发明实施例，Sigma-Delta调变器1将简明地显示于图3。在图3中，积分器电路30包括除了多阶回路滤波器10中第一阶101以外的其他积分电路阶。举例来说，积分器电路30包括积分电路的积分电路阶102与103以及电阻器R106A与R106B。 [0020] 参阅图3，Sigma-Delta调变器1的两前馈路径可用于不同的频率带。多阶回路滤波器10的第一阶101对模拟输入信号SIN执行积分操作，以在节点N101A与N101B之间产生积分信号S101。积分信号S101将通过积分器电路30以及前馈路径传送至节点N104A与N104B。在此实施例中，积分信号S101的高频部分将主要通过由电容器C105A与C105B的电容电路所组成的前馈路径，而积分信号S101的低频部分将主要通过由电阻器R105A与R105B的电阻电路所组成的前馈路径。积分器电路30所输出的积分信号的高频部分将主要通过由电容器C104A与电容器C104B的电容电路所组成的加总路径，而低频部分将主要通过由电阻器R104A与电阻器R104B的电阻电路所组成的加总路径。在此方式下，由电阻器R104A与R104B以及DAC13与量化器11的寄生电容所导致的寄生极点的设计可变为较不严谨，且电阻器R104A与R104B的阻抗值可较大以增加积分器增益、量化噪声抑制、以及高带宽/取样频率设计下的回路稳定度。此外，DAC13所消耗的电流可减少，以节省功率消耗。 [0021] 图4表示Sigma-Delta调变器1的行为模型。在图4中，系数kb1表示电阻器R101A与R101B的阻抗。系数Ka1与Ka2分别由DAC12与13的行为所导致产生的。系数Z-n表示在Sigma-Delta调变器1中的额外回路延迟， 表示多阶回路滤波器10的第一阶101的转换函数。H(s)表示多阶回路滤波器10的其他积分电路阶的转换函数。Z1表示两前馈路径的等效阻抗。Z2表示两加总路径的等效阻抗。在此实施例中，电容器C105A与C105B具有相同的电容值Cff，且电阻器R105A与R105B具有相同的电阻值Rff。电容器C104A与C104B具有相同的电容值Cint，且电阻器R104A与R104B具有相同的电阻值Rint。 [0022] 对于低取样频率信号部分，Z1可表示如下： [0023] 以及 [0024] Z2＝1-Z1。 [0025] 对于高取样频率信号部分，Z1可表示如下： [0026] 以及 [0027] Z2＝1-Z1。 [0028] 其中，Cq表示来自DAC13与量化器11的寄生电容。 [0029] 在Sigma-Delta调变器1，通过节点N101A与N101B以及节点N104A与N104B之间的前馈路径主要控制了多阶回路滤波器10的回路稳定度。在高取样频率下，由电容器C105A与C105B所组成的前馈路径是有效的，且Z1与电阻值Rff与Rint无关。因此，由等效输入阻抗以及等效寄生电容Cq所导致的极点不需要严谨的设计，且电容器R104A与R104B（电容值Rint）以及电容器R105A与R105B（电容值Rff）可具有较大的值。在此情况下，操作在高取样频率下的多阶回路滤波器10的回路稳定度不会受到不利的影响。此外，由于具有较大电容值的电容器R104A与R104B，流经DAC13的电流较少，如此减少功率消耗。具有较大电容值的电容器R104A与R104B也可增加驱动量化器11的能力。 [0030] 根据上述实施例，具有两个前馈路径以及两个加总路径。由电容电路所形成的一个前馈路径可提供给频率落于第一频带（例如，高频带）的信号，而由电阻电路所形成的另一前馈路径可提供给频率落于第二频带（例如，低频带）的信号，其中，第二频带低于第一频带。由电容电路所形成的一加总路径可提供给频率落于第一频带（例如，高频带）的信号，而由电阻电路所形成的另一加总路径可提供给频率落于第二频带（例如，低频带）的信号，其中，第二频带低于第一频带。通过为两不同频带所设计的两不同前馈路径，积分信号S101的高频部分主要通过由电容电路所组成的前馈路径，而不是由电阻电路所组成的前馈路径，因此，电阻器R104A与R104B的电阻值Rint以及电阻器R105A与R105B的电阻值Rff可具有较大的数值，这增加了驱动量化器11的能力并减少了功率消耗。再者，Sigma-Delta调变器1的稳定度也可改善。 [0031] 此外，虽然上述实施例中的前馈路径是耦接于节点N101A与N101B（即第一积分电路阶101的输出端），但是这并非用来限制本发明。包括电容器C105A与C105B的电容电路以及包括电阻器R105A与R105B的电阻电路可耦接于在多阶回路滤波器10的第一阶101之后的任一节点与在量化器11前的节点N104A与N104B之间。举例来说，前馈路径可耦接于第二积分电路阶102的输出端（即节点N102A与N102B）与节点N104A与N104B之间，且多阶回路滤波器10可包括多于三阶的积分电路。 |
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