模数转换器中的数字误差校正 |
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申请号 | CN201280052651.4 | 申请日 | 2012-10-26 | 公开(公告)号 | CN103891149B | 公开(公告)日 | 2017-04-05 |
申请人 | 德克萨斯仪器股份有限公司; | 发明人 | J·E·密勒瑞; R·F·帕耶纳尔; | ||||
摘要 | 一种 模数转换 器 (ADC)(15),其提供数字误差校正。并行ADC级时钟同步以将模拟输入 信号 (A IN)转换成数字字;数字输出(D OUT)中的至少一个根据误差校正码被编码。 决策逻辑 组件(24)解码包括来自并行级的数字输出的级联的代码字,以得出数字输出,根据所述数字输出,能够得到对应于模拟 输入信号 的数字输出字。决策逻辑组件(24)能够提供误差信号,其用于在系统码的情况下校正来自ADC级的其中之一的一位或更多位数字输出的状态;可选地,决策逻辑组件能够直接解码代码字来提供数字输出。该结构可以应用到流 水 线ADC的各个级。 | ||||||
权利要求 | 1.一种模数转换器,其包括: |
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说明书全文 | 模数转换器中的数字误差校正技术领域背景技术[0002] 尽管近几年来电子电路和系统的数字化的趋势在继续,现代电子系统仍然必须经常处理和产生模拟域中的电信号。例如,在许多现代通信技术中,模拟信号被发送和接收,并且模拟信号应用于仪器仪表和控制系统中。因此,要求数据转换器电路提供数字和模拟域之间的接口,特别是在应用数字信号处理的那些系统中。作为本领域中基本的,模数转换器(ADC)将模拟测量值或信号转换成应用数字信号处理的数字数据。相反地,数模转换器(DAC)将数字数据转换成模拟信号,用于物理装置的传动或致动。 [0003] 现代数据转换器电路中的进展已产生极准确、高速的数据转换功能。例如,具有12到24位的分辨率,采样率高达每秒几十兆次采样的ADC现在从Texas Instruments(德州仪器)公司可以买到。这种性能等级不仅需要非常快速的切换速度,而且需要极高程度的精度。因此,在设计现代数据转换器电路中存在艰难权衡。通常,设计者和制造商面临着电路复杂性和成本、采样率和准确度的三方权衡。 [0004] 一种已知类型的模数转换器被称为流水线ADC,其现在将相对于图1描述。在该示例中,流水线ADC具有三级100到102,其中每一级将产生一个或更多个对应于模拟输入信号的幅值的数字位。首先,或最显著地,流水线级100在终端ANALOG_IN(模拟输入)接收输入模拟信号,在输出端D0上产生一个或更多个数字位,并且还产生被提供给下一流水线级101的模拟余量。流水线级101类似地根据来自级101的这个余量在输出端D1上产生一个或更多个数字位,并产生被转发到下一流水线级102的模拟余量。级102在输出端D2上产生对应于来自 级101的余量的一个或更多个数字位,如果模拟余量存在,则将余量转发到下一级(未示出)。通过D2的数字输出端D0连接到数字校正功能件11,其将来自ADC3的数字位加和到线路DIGITAL_OUT(数字输出)上的最后的数字输出。 [0005] 流水线级100到102类似地构造为彼此。在这种常规的构造中,通过示例的方式参考级100,到所述级的输入端连接到采样保持电路2的输入端,其被计时以接收并存储对应于该输入端的电压的模拟电压。采样保持2的输出施加到模数转换器(ADC)3的输入端,并且也施加到模拟加法器4的输入端。ADC3在输出端线路D0上产生包含一位或更多位的数字输出;该数字输出也施加到数模转换器(DAC)5的输入端。在许多普遍情况下,流水线ADC每级10产生“1.5”位,指的是每个ADC3产生两位输出,但一些位通过数字校正功能件11数字地组合以获得数字误差校正的目的,如本领域中已知的。DAC5也接收该数字值,并以常规方式产生模拟信号,该模拟信号由加法器4从模拟输入信号中减去,以产生被转发到下一级101的余量信号。该余量相当于输入模拟信号本身和对应数字“整数”的模拟信号之间的差,其中该数字“整数”接近输入模拟信号的幅值;因此下一级101数字化此余量值以产生最高有效位(一位或更多位)。增益级7“增益”来自加法器4的余量,使得余量模拟信号在下一级101的整个输入动态范围上改变,以避免级到级的灵敏度损失。 [0006] 对于给定精度水平(即,输出字中的位数),图1的常规流水线ADC方法在模数转换过程中提供某种程度的误差校正,如每级产生的数字位数量和级的数量所定义的。然而,为了改进误差校正性能,设计者必须要么增加流水线级的数目,要么增加每一级产生的数字位的数目,两者中的任何一个都会增加电路的复杂性以及成本,并且会降低电路的采样率性能。 [0007] 改善模数转换准确度的另一种常规方法在本领域中被称为“抖动(dithering)”。抖动解决因ADC中的系统误差造成的非准确性。如本领域中已知的,系统误差是ADC功能件的具体电路实现中的固有误差。ADC中的系统误差的一种表现反映为微分非线性性(DNL),这是数字输出值之间的实际模拟步长宽度和理想值步长宽度(即,一 LSB)之间的差的度量。系统误差也通过积分非线性性(INL)反映,这是整个量程范围上实际传递函数与理想直线传递函数的偏差。根据该技术,伪随机噪声在模数转换之前被加到模拟信号,其中,噪声影响在数字域中被从数字输出中减去以移除随机噪声的影响和ADC中的一些系统误差。然而,抖动技术必然引入额外开销电路到模拟接口中,具体是,注入随机噪声到输入信号路径中所必需的电路。 [0008] 通过进一步背景,ADC过程中动态误差的转换后数字补偿,尤其是典型ADC级内跟踪和保持功能件中的动态误差,也是一种已知技术。根据本方法,在ADC校准过程中,数字信号处理器为跟踪和保持功能件提取模型参数。然后这些模型参数通过数字补偿传递函数由数字信号处理器应用。然而,非线性补偿函数必然在数字电路上插入大量计算负担,如明显要求数字信号处理器获得和应用该补偿。 [0009] 通过进一步背景,时间交错ADC电路在本领域中是已知的。根据这个结构中,多个ADC电路接收相同的输入模拟信号,但以时间交错的方式操作,以产生高数据速率数字输出。因此每一个ADC能够以比最后的输出数据流低得多的速度操作。 发明内容[0010] 示例性实施例提供模数转换器(ADC)结构,其提供具有适度电路复杂性的更高准确度转换。 [0011] 在实施例提供的结构中,能够实现模拟精度、转换速度以及耗电量之间的权衡。 [0012] 在实施例提供的结构中,实现具有适度数字计算负荷的极好准确度性能,而不影响模拟精度。 [0013] 在实施例提供的这种结构中,流水线ADC中的每级都能够以更高的准确度操作。 [0015] 实施例可以通过提供两个接收模拟输入信号并同步时钟以每个都将模拟信号转换成相应的数字字的ADC级而实现模数转换(ADC)结构。这两个数字字被统称为表示k位信息字(k 附图说明[0016] 图1是方框图形式的常规流水线模数转换器的电气图。 [0017] 图2是根据实施例的方框图形式的模数转换器的电气图。 [0018] 图3是根据另一个实施例的方框图形式的模数转换器的电气图。 [0019] 图4a是根据实施例的方框图形式的与模数转换器中的ADC级关联的所实现的信号调节电路的电气图。 [0020] 图4b示出图4a的信号调节电路的操作的电压图。 [0021] 图5示出ADC级的微分非线性图。 [0022] 图6示出实施例的模数转换器的各种实现的准确度性能的图示。 [0023] 图7是根据实施例的方框图形式的流水线模数转换器的电气图。 具体实施方式[0024] 本发明原理的实现通过非限制性说明的方式由模数转换器的示例性实施例示出。 [0025] 现参考图2,其描述了模数转换器(ADC)15的结构和操作。根据本实施例,ADC15可作为独立的ADC电路,例如,实现为单独的集成电路,或作为较大规模集成电路(如现在常用的单片通信或处理电路)内的单级ADC电路,或作为流水线ADC电路中的级,其实例将在下文进一步详细描述。可以想到,参考本说明书的本领域技术人员将能够容易地把本实施例的ADC15以及根据本说明书中描述的其他实施例的那些ADC并入到任意数量的最终使用的集成电路和应用中,而无需过多的实验。 [0026] 如图2所示,ADC15执行接收模拟输入信号A_IN并将其转换成 k位的数字输出字D_OUT的功能。根据本实施例,ADC15包括两个并行的模数转换器(ADC)功能件20、22,两者均具有接收模拟输入信号A_IN的模拟输入端,并且在此实例中,由相同的时钟信号CLK提供时钟同步。因此,两个ADC功能件20、22执行模拟输入信号A_IN的模数转换,其中该模拟输入信号A_IN在名义上是在相同时间点上被采样(例如,根据常规结构,由ADC功能件20、22内的采样保持电路采样,这种采样由时钟信号CLK控制)。根据本发明实施例,ADC功能件20、22的数字输出中的位数可以不同。在图2中的ADC15的示例中,由ADC功能件20、22输出的数字位的总数是n,其中k位由线路INF上的ADC功能件20提供,而n-k位由线路PTY上的ADC功能件提供。 [0027] 根据本实施例,线路INF上的k位和线路PTY上的n-k位的组合根据误差校正码构成表示k位信息的n位代码字。对于系统码的情况,如根据该实施例的图2的ADC15中实现的,由线路INF上的ADC功能件20提供的k位对应于代码字中的“信息”或“有效载荷”位,而由PTY上的ADC功能件22提供的线路n-k位对应于该代码字的“奇偶校验”或“冗余”位。在系统码的情况下,能想到,线路INF上的k位可以表示与采样后的输入模拟信号A_IN的幅值直接关联的二进制字(即,线路INF上的0000对应于最小输入电平,线路INF上的1111对应于最大输入电平,等)。另一方面,线路PTY上的n-k位由ADC功能件22内的电路根据所实现的具体误差校正码而编码,以对应到指定的合适奇偶校验位。本领域技术人员将认识到,常规ADC功能件通常包含输出编码,例如,选择性地提供标准二进制格式(带符号的或不带符号的)、2的补码、1的补码等形式的数字输出。因此,在本实施例中,这个输出编码将被设置为对应到所期望的误差校正码所指示的编码。 [0028] 在本实施例中,来自线路INF上的ADC功能件20的k位和来自线路PTY上的ADC功能件22的n-k位被提供给决策逻辑组件24。决策逻辑组件24包括逻辑或可编程电路,其用于根据所实现的误差校正码而解码线路INF、PTY上提供的n位代码字,以在线路ERR上生成一组逻辑信号,该组逻辑信号的每一个指示线路INF上提供的k位中 的相关的一位是否错误。线路ERR被提供给校正逻辑组件26,其根据解码结果校正线路INF处的逻辑状态。 [0029] 如本领域已知的,线性系统误差校正码能够按照发生器矩阵G表示,该发生器矩阵G是k行k列的单位矩阵Ik和k位信息与它们的n-k个相关的奇偶校验位的所有可能的代码字的矩阵Pk,n-k的产物: [0030] G=[Ik Pk,n-k] [0031] 此发生器矩阵G用于编码k位信息字bk以提供n位代码字cn: [0032] cn=bkG [0033] 在应用系统码的实例中,k位信息字bk是n位代码字cn的显式部分;因而发生器矩阵G用于创建并附上(前置或附加)n-k个奇偶校验位。在非系统码中,信息字不显示为代码字的部分,而是整个代码字被重新编码。为了解码接收到的n位代码字cn(其可以包括由于编码而损坏的一位或更多位),恢复正确的原始编码的k位信息字bk,用于误差校正码的二进制奇偶校验矩阵H被定义为: [0034] [0035] 并被应用到接收到的n位代码字cn: [0036] sn-k=cnHT [0037] 从而导出校验子(syndrome)sn-k,其是指示所接收到的代码字cn的n位的任意位是否错误的n-k位字,如果是,其中的一位或更多位是误差位。如果校验子sn-k是零值,则至少由误差校正算法检测到的在所接收的代码字cn中没有误差。 [0038] 再次参照图2,决策逻辑组件24解码包含线路INF上的k位和线路PTY上的n-k位的代码字,例如通过应用具体误差校正码的合适的奇偶校验矩阵H到该代码字。可以预期,与本发明有关的,任何线性误差校正码(例如,汉明码、卷积码、网格码)适用于与本发明有关的应用。响应于由解码操作产生的校验子sn-k,决策逻辑组件24在k线路ERR上产生逻辑信号,每个逻辑信号与来自ADC功能件20的线路INF上的k位的其中之一相关,并且表明决策逻辑组件24执行的解码已确定的其相关的信息位是否错误。在这个实例中,校正逻辑组件26由一组异或门实现,每个异或门均具有从线路INF接收k位的其中一位的输入端和从决策逻辑组件24的线路ERR的相应的一个接收逻 辑信号的输入端,并且校正逻辑组件26在其输出端提供数字输出字D_OUT的k位中的相应一位。在这个实例中,线路ERR的每个通过“1”电平指示误差位,并通过“0”电平指示正确位。因此,在操作中,校正逻辑组件26反相线路INF上的k位的状态(其中来自决策逻辑组件24的线路ERR上的相应的逻辑信号为“1”电平)并传递线路INF上的k位的那些状态,以产生数字输出字D_OUT,其中线路ERR上的相应的信号为“0”。因此线路D_OUT上的决策逻辑组件26的输出端提供模拟输入信号A_ON的k位数字转换量。 [0039] 图3根据另一个实施例示出模数转换器15'。ADC功能件20、22被构造为k位和n-k位模数转换器,如之前所述。并且与之前的类似,ADC功能件20、22在其模拟输入端并行接收模拟输入信号A-IN,并从根据时钟信号CLK同步要求的模拟输入信号A_IN的样本分别在线路INF、PTY上产生k位和n-k位数字输出。ADC功能件22的输出根据所利用的具体误差校正码而被编码,如之前所用的。线路INF、PTY上的信号被应用到决策逻辑组件24',如在图2中所示的实施例中。在这个实施例中,决策逻辑组件24'被构造为误差校正解码器电路,其由定制或可编程逻辑实现,被设置或编程(根据具体情况)以针对所利用的误差校正码执行具体的解码算法。在本实施例中,误差校正解码器24'直接根据线路INF、PTY上的逻辑信号的级联构成的代码字而在线路D_OUT上产生解码的数据字,而不是在线路ERR上产生误差字,其中,根据误差字,可以校正所检测的ADC功能件20的输出。 [0040] 因此,该实施例的ADC15'适合于系统或非系统误差校正码,因为其根据线路INF、PTY上传来的代码字直接产生输出字D_OUT。对于非系统码的情况,线路INF上的ADC功能件20产生的信号也将根据具体的非系统误差校正码被编码,就这一点而言,该信号不一定表示提供给误差校正解码器24'的代码字的“信息”部分。相反,在系统码的情况下,ADC功能件 20将如之前的在输入端A_IN产生模拟电平的k位数字转换量,其中线路INF上的相应的数字输出将对应于该代码字的“信息”部分;线路PTY上的数字字将根据具体的误差校正码由ADC功能件22编码,如上所述。可以预期,参考本说明书的本领域技术人员将能够容易地根据本实施例将系统或非系统误差校正码实现到ADC 15'中,而无需过多的实验。 [0041] 在结合图2和图3描述的上述实施例的每一个中,如上面提到的,ADC功能件22输出的n-k位在数量上可以比ADC功能件20输出的k位少。因此,ADC功能件22的分辨率本质上比ADC功能件20的分辨率低(即,在模拟输入信号范围上更少的数字步长)。例如,如果ADC15、15'应用的误差校正码是(7,4)汉明码,则ADC功能件20的线路INF的数量将是四,而ADC功能件22的线路PTY的数量将是三。因此ADC功能件20将通过十六个步长数字化模拟输入信号,而ADC功能件22将实质上通过八个步长数字化模拟输入信号。线路INF和PTY上的数字值的组合将因此不容易产生相干代码字。 [0042] 通过在ADC功能件22处包含信号调节电路,使得合适的奇偶校验位被提供给到决策逻辑组件24、24'的PTY线路,从而克服这个困难。结合信号调节电路的实例的实施例的构建和操作在图4a和4b中示出,现在将进行说明。 [0043] 图4a示出具有n-k位ADC功能件22的信号调节电路的实现,对于该实例,n-k比k小1。如上通过(7,4)代码的实例所述的,在这种情况下,ADC功能件22的分辨率是ADC功能件的分辨率的一半。如图4a所示,模拟输入信号A_IN施加到阈值比较器30,其将输入的模拟电平与阈值电压(例如,接地)比较。比较器30的输出施加到加法器32的输入端;加法器32的另一个输入端接收放大器31放大后的模拟输入信号A_IN,在这个实例中,其施加了两个增益。加法器32在节点Vin_ADC处的输出被施加到ADC功能件22的输入端。节点Vout处比较器30的输出也经由反相器33施加到反向逻辑组件34,其被构造为一组异或门,每个异或门均具有连接到来自ADC功能件22的n-k输出线路的相关的一个(在该实例中,在线路P_PTY上)的输入端; 反相逻辑组件34中的每个异或门的其他输入端接收比较器30的输出。反相逻辑组件34内的异或门的输出驱动线路PTY,其被施加到决策逻辑组件24、24',如上相对于图2和图3所述。 [0044] 在操作中,阈值比较器30确定当前的模拟输入信号A_IN是否在其全范围的上半部分或下半部分中,在本例中,其中,n-k比k小1。因此,比较器30将模拟输入信号A_IN的当前电压与之比较的阈值电 压标称上在模拟输入信号A_IN的范围的中点处。图4b示出从负参考电压-VREF到正参考电压+VREF延伸的模拟输入信号A_IN的标称范围,由50示出。在没有信号调节电路的情况下,此电压当然会直接施加到ADC功能件22的输入端。在图4a和4b的实例中,阈值比较器30将模拟输入电平A-IN与之比较的中点电压是接地的,或0伏。根据这个实例,阈值比较器30被构造以在节点Vout处提供下列响应电压: [0045] Vout=+VREF A_IN<0伏; [0046] Vout=-VREF A_IN>0伏 [0047] 在加法器32中,节点Vout处的电压与模拟输入信号A_IN的2倍放大的电压相加,然后得到的总和施加到ADC功能件22的模拟输入端用于数字化。因此,施加到ADC功能件22的模拟输入端的节点Vin_ADC处的电压的行为遵循图4b的针对低于接地阈值电压的模拟输入信号A_IN的52N: [0048] Vin_ADC=+VREF+2Vout A_IN<0伏 [0049] 并遵循针对高于接地阈值电压的模拟输入信号A_IN的52P: [0050] Vin_ADC=-VREF+2Vout A_IN>0伏 [0051] 从图4b中的52N、52P明显看出,施加到ADC功能件22的模拟电压被调节以在整个输入范围上扩大两倍,并在模拟输入信号A_IN的标称范围-VREF到+VREF上扩大。从而该输入信号的调节允许n-k位ADC功能件22在相同步长分辨率上操作,如k位ADC功能件20,其中n-k比k小1。 [0052] 为完成本实施例的信号调节功能,尤其是确保决策逻辑组件24、24'执行的合适的误差校正,ADC功能件22的输出通过反相逻辑组件34修正,以响应于比较器30的阈值确定。对于(7,4)汉明码的实例,对应于相邻信息状态(即,对应于ADC功能件20的输出端处的单个LSB的变化)的代码字彼此相差三个位的位置。因此,根据本实施例,线路INF和PTY上的代码字的编码对应于: [0053] [0054] [0055] 在该实例中,对应于模拟输入信号A_IN的数字化电平从-VREF的模拟输入电平的状态0前进到+VREF的模拟输入电平的状态15。对应于数字化电平的级数(progression)的k个信息位以常规格雷编码的二进制级数(即,k个信息位的相邻数字值在一个方面不同且仅相差一位的位置)前进。并且在这个实例中,对于对应于-VREF和0伏之间(图4b的52N)的模拟输入信号A_IN的范围的状态0到7,来自ADC功能件22的线路P_PTY处的n-k个奇偶校验位被根据(7,4)汉明码针对所述范围上的八个电平而编码。因此节点Vin_ADC处的整个电压范围上的n-k=3位表示的来自ADC功能件22的八个可用的数字输出电平与ADC功能件20的输出端处由k=4位表示的八个电平(在十六个可用的之外)具有相同的分辨率,其中ADC功能件直接接收并转换模拟输入信号A_IN。并且从前面的表中明显看出,相邻状态的n位代码字(信息和奇偶校验位)在三个方面不同且仅相差三位的位置,如(7, 4)汉明码定义的。 [0056] 对于模拟输入信号A_IN的范围的上半部分(0伏到+VREF),ADC功能件20输出的k个信息位继续在状态8到15中进行四位格雷编码的二进制级数。对于8到15的这些状态,(图4b的52P),来自ADC功能件22的线路P_PTY上的n-k个奇偶校验位与根据(7,4)汉明码的状态0到7的那些是相同的,并且与ADC功能件20的输出端处的k=4位表示的八个电平(在十六个可用的之外)具有相同的分辨率。但在这种情况下,反相逻辑组件34由比较器30的输出控制以将线路P_PTY上的位的状态反相,从而在线路PTY上产生状态,其被施加到决策逻辑组件24、24'。所述反相在上表中以状态8到15的n-k个奇偶校验位表示,其是针对各个状态0到7的相应的奇偶校验位的按位逻辑反相(例如,状态8的奇偶校验位是状态0的奇偶校验位的按位逻辑反相,等)。因此,所有状态0到15上的相邻状态的n位代码字(信息和奇偶校验位)在三个方面不同且仅相差三位的位置,如(7,4)汉明码定义的。 [0057] 当然可以预期,信号调节电路的具体实现和操作以及ADC功能件22的相应编码能够与相对于图4a和图4b的以上描述不同,如适合于具体输入信号范围和具体误差校正码。能想到,参考本说明书的本领域技术人员将能够容易地实现这种信号调节电路连同相关的各种实施方式,而无需过多的实验。 [0058] 正如本领域已知的,模数转换器功能件(例如,ADC功能件20、22)准确度的常见测量是其微分非线性(DNL)。如上面所讨论的,ADC功能件的DNL是数字输出值之间的实际模拟步长宽度和理想值步长宽度(即,一个LSB)之间的差的量度。图5以传递函数图的方式示出DNL测量。在图5中,传递函数54示出ADC功能件20的模拟输入电压(A_IN)和k位数字输出码之间的理想传递函数(通过参考)。DNL误差通过模拟电压阈值中的理想54的变化来体现,在其中ADC功能件改变其数字输出状态。变化56示出阈值中的其中之一上的54的DNL误差。在许多实际的ADC功能件中,这个误差在操作范围上将随阈值的不同而不同。对于在其操作范围上给定的ADC功能件,DNL被定义为操作范围上的理想54的最大偏差。 [0059] 在任何上述实施例中,对于ADC功能件20、22的误差特性,彼此不相关是特别有利的,特别是与DNL误差有关的。换句话说,确保两个ADC功能件20、22在相同的码转换上不具有同样大的DNL误差是有用的。通过降低这两个ADC功能件20、22将在相同的模拟输入电平上通过编码误差的可能性,这允许进行误差校正编码,以最佳校正转换中的不准确性。如本领域已知的,现代集成电路中的ADC功能件的误差性能通常在制造中测量,并且通过微调(例如,通过设置微调寄存器中的控制值)调整。因此能预期,根据本发明实施例,ADC功能件20、22将以这种方式被测量和微调以实现ADC15、15'的最佳误差校正性能。 [0060] 根据本发明实施例,提供改进的模数转换准确度,而无需大幅增加转换器电路的复杂性和成本。所述改进的准确度由误差校正编码(如由并行ADC功能件20、22产生)的和决策逻辑组件24、24'提供的解码的能力获得。图6示出转换准确度的期望改进的示例,如基于仿真的,现在将对其进行描述。 [0061] 图6示出一组SINAD测量曲线,其为信噪比加失真,并且是模数转换领域中的公测度(common measure)。在图6中,曲线示出对四位的ADC功能件(如可用作相对于图2到图4a与图4b的上述(7,4)汉明码的实例中的ADC功能件20(其中k=4))的最大DNL的SINAD响应。图6中沿水平轴线的最大DNL测量值以四位转换中的最低有效位(LSB)表示,1.5LSB的最大DNL表示4位ADC功能件的最大DNL误差是整个步长宽度。就这一点而言,为了提供参考框架,图6的曲线60表示四位的三级流水线ADC的SINAD行为,其中每一级使用1.5位(例如,类似于结合上文图1所述的)。 [0062] 如上所述,对于根据实施例构造并应用(7,4)汉明码作为误差校正码的ADC15、15',ADC功能件20将是四位的ADC,并且ADC功能件22是三位的ADC。在该实现中,如果ADC功能件22是“理想的”三位ADC(即,最大DNL=0),ADC15的配置将产生大致理想的SINAD性能,即使ADC功能件20的最大DNL高达1.0LSB,如图6的曲线62的仿真结果所示。当然,ADC功能件 22的实际实现将具有一些DNL水平。根据实施例,曲线64、66、68示出ADC15、15' 的SINAD性能,在这几个情形中,三位的ADC功能件22的最大DNL分别是四位的ADC功能件20的最大DNL的0.125、0.25和0.5倍。考虑到ADC功能件22比ADC功能件20的标称分辨率低(三位对四位),能预期,相对于ADC功能件20的这些DNL性能水平在现代实现中很容易实现。并且从图6中可以明显看出,与曲线60所示的三级流水线ADC相比,这些曲线64、66、68中的每个提供数字转换上的改进的准确度。 [0063] 为了便于比较,曲线70示出ADC15和15'的实现的仿真的SINAD性能,其中ADC功能件22的最大DNL与ADC功能件20的最大DNL匹配,这导致比曲线60的三级流水线的情况更差的性能。 [0064] 因此,根据实施例,提供能够在常规流水线ADC结构上的改进的准确度的模数转换器,同时以更有效的方式实现,并且在主数据路径中仅包含单个ADC级。因此,这种结构缓和了模数转换器以及使用这种转换器的较大规模的电路和系统的设计师所面临的性能对精度对电路复杂性的艰难权衡。 [0065] 如前所述,ADC15和15'能够比常规流水线ADC更有效地实施,仍提供改进的准确度。然而,根据另一个实施例,额外的精度和准确度能够通过在流水线模数转换器的每一级内并入误差校正结构来提供。通过这样做,流水线的每级的准确度得到提高,甚至在与流水线ADC结构的校正功能结合时得到进一步准确度。 [0066] 图7根据该实施例示出流水线模数转换器80的简化实例。在此实例中,ADC80包括三个级400、401、40f,其以上文结合图1所述的流水线方式连接。第一流水线级400被大致构造为如上所述的ADC15,包括ADC功能件20、22,其被同步时钟(时钟信号CLK在图7中未示出)以在线路INF、PTY上分别产生k和n-k位输出。如结合上文图4a和4b所述的,信号调节电路可以结合ADC功能件22来实施,如适合误差校正码。数字输出线路INF、PTY被施加到内部校正逻辑组件24,其解码由ADC功能件20、22提供的代码字以产生误差字ERR,其经由校正逻辑组件26施加到来自线路INF上的ADC功能件20的数据字。来自校正逻辑组件26的所有或部分输出字被提供给线路D_OUT0上的外部校正逻辑组件45,如图所示。可替代地,第一流水 线级400(以及根据本实施例的ADC80中的所有级40)可以以结合图3的ADC15'所述的方式构造,其中决策逻辑组件24'通过根据误差校正码解码线路INF、PTY上的代码字而直接产生k位校正的数字值。 [0067] 此外,第一流水线级400还包括数模转换器(DAC)28。DAC28是常规的DAC电路,其从校正逻辑组件26接收k个线路D_OUT0,并将那些线路D_OUT0上的数字字转换为模拟电平,接着该模拟电平被提供给第一流水线级400外部的加法器420的负输入端。作为流水线ADC中典型的,加法器420的正输入端接收模拟输入信号A_ON;加法器420的输出端在其输出端提供这些输入之间的差,作为模拟余量信号RES0。下一流水线级401(其类似于第一流水线级400被构造)将此余量信号转换成数字字,该数字字的至少一部分被转发到线路D_OUT1上的外部校正逻辑组件45。这个数字字被再次转换为流水线级401内的模拟量,并被施加到加法器421,用于从余量信号RES0中减去,产生被向下转发到流水线以在下一级转换为数字量的下一个余量信号RES1。 [0068] 最终级40f类似于流水线级400、401构造,包括ADC功能件20、22、内部校正逻辑组件24和校正逻辑组件36,如先前所述的。ADC功能件20、22被同步时钟以名义上在相同时间上数字化地转换余量信号。然而,最终级40f不包括DAC28的实例,因为流水线中没有进一步的ADC级越过最终级40f。在这个实例中,校正逻辑组件26产生数字输出字D_OUTf,其被施加到外部校正逻辑组件45,如在ADC80中的其他级40的情况下。 [0069] 在这三个级的实例中,外部校正逻辑组件45根据所期望的结构被构造以解码线路D_OUT0、D_OUT1、D_OUTf上接收的多组数字值。例如,外部校正逻辑组件45可以执行如上文结合图1所述的常规流水线加和。可替代地,外部校正逻辑组件45可以根据不同的误差校正码解码来自级40的数字输出;以这种方式,ADC80根据“嵌套的”误差校正码操作,进一步提高模数转换功能件的整体准确度。例如,(n,k)汉明码可用作内部码(即,由每一级40中的内部校正逻辑组件24解码),而(N,K)里德所罗门码可以用作外部码,其由外部校正逻辑组件45解码。在该嵌套或级联的码的方法中,整体误差校正能力能 够处理内部码和外部码的功能的产物,从而与单独的码相比,大幅改进了误差校正方法。能够预期,参考本说明书的本领域技术人员将能够容易地在外部校正逻辑组件45内实现适当的求和或校正功能件,而无需过多的实验。 [0070] 根据实施例,模数转换(ADC)结构和操作方法可以以相对适度的电路复杂性来实现,而且仍然提供比许多更复杂的DC电路和功能件件更高的准确度转换。这些实施例通过提供这种改进的准确度,缓和了通常由常规ADC设计呈现的模拟精度、转换速度与电路复杂性之间的艰难权衡。例如,本发明提供的模数转换中的有效误差校正能够缓和采样率的设计约束和电路复杂性的任一个或两者,以适度成本获得具有所期望的性能的ADC。在流水线ADC的情况下,如结合上文图7所述的,在流水线信号链内(即,在流水线级内)的模拟精度的权衡方面为设计者提供了额外的灵活性,同时保持模数转换中的整体性能和准确度。 [0071] 本领域技术人员将认识到可对所描述的实施例进行改变,并且在所要求保护的本发明的范围内,很多其他实施例也是可能的。 |