Signal combining device

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明はＲＦ電力増幅器に関するものであり、更に詳しくいえば、位相変調されている２
つの一定包絡線搬送波を組合わせるための回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】移動無線電話および移動データ通信が次第に一般的になってきている。 しかし、それらの用途には２つの特殊な問題がある。 第１の問題は、利用できるスペクトラムの全体的な不足のために、情報を送信するために利用できる帯域幅が制限されることである。 その結果、所要の帯域幅を制限するために搬送波の振幅と位相の両方を変調せねばならない。 送信機の出力段において過大な歪み無しに振幅変調された搬送波を増幅することは、出力段増幅器に直線性の大きな制約を課すことになる。

【０００３】第２の問題は、無線通信リンクの移動端が通常は電池によって電力を供給されるから、移動送信機の電力効率が非常に重要なことである。 通常は、送信機の出力段が電力を最大に消費する。 したがって、この段の改良が最も重要である。 最も効率的な電力増幅器の１
つがＣ級ＲＦ増幅器およびＥ級ＲＦ増幅器である。 それらの増幅器においては、出力トランジスタがコレクタ−
エミッタ電圧が最低値にある時だけ電流を流す。 不幸なことに、Ｃ級増幅器およびＥ級増幅器は直線性が非常に低く、振幅変調に大きな歪みを導入する。 この歪みのために、Ｃ級増幅器およびＥ級増幅器はＲＦ搬送波の振幅すなわち「包絡線」が一定であり、したがって、そのような歪みが影響を及ぼさないＦＭ送信機において主として用いられている。

【０００４】Ｃ級送信機においてこの歪みを避け、しかも直線振幅変調を行えるようにする１つの方法は、Ｃ級送信機を用いて振幅一定の信号を２つ発生し、それからそれらの信号を組合わせることである。 ２つの一定振幅信号の相対的な位相を変調することによって振幅変調を行う。 ２つの信号をそれぞれＶ ₁ 、Ｖ ₂で示す。 Ｖ ₁ ＝Ｖｓｉｎ［ωｔ＋ｍｔ（ｔ）＋ａ（ｔ）］ （１） Ｖ ₂ ＝Ｖｓｉｎ［ωｔ＋ｍｔ（ｔ）−ａ（ｔ）］ （２） ここで、ｍ（ｔ）は角周波数ωを持つ搬送波の希望の位相変調、ａ（ｔ）および−ａ（ｔ）は２つの搬送波の追加の位相変調である。 ａ（ｔ）を調整することによって、和信号の出力を０から２Ｖまで変化できる。 とくに、出力電圧Ｖｏｕｔを希望したとするとａ（ｔ）＝ａ
ｒｃｃｏｓ（Ｖｏｕｔ／２Ｖ）である。 位相角度、ａ
（ｔ）、を発生する方法については、たとえば、DCCo
x による“Linear Amplification with Nonlinear Comp
onents",IEEE Transactions on Communications,Decemb
er 1974,pp1942-1945に記述されている。

【０００５】この方法は、原理的には、希望の振幅変調を行うためにＣ級増幅器を用いる問題を解決するが、そのようなシステムにおいて使用するためのベクトル組合わせ器の製作には２つの問題がある。 第１の問題は、ベクトル信号組合わせ器自体における電力損失を最少にするために、組合わせ器は公称リアクティブ部品のみで構成せねばならない。 こうすると組合わせ器自体において消費される電力が減少する。

【０００６】第２の問題は、あらゆるレベルの変調された出力に対して、２つの一定包絡線増幅器に対して、組合わせ器が力率が１である負荷とならなければならないことである。 力率が１である負荷は虚数部を持たないインピーダンスを示す、すなわち、負荷における電圧と電流が同相である。 この制約は、負荷がＣ級増幅器またはＥ級増幅器によって駆動される時に全体の電力効率を最高にする。 一定包絡線搬送波がＣ級ｎｐｎトランジスタ段によって供給される場合について考えることにする。
あらゆる位相角ａ（ｔ）において、トランジスタが電流を流す時には、トランジスタにおける電力消費を最少にするためには、コレクタにおける正弦波電圧をそれの負のピークにせねばならない。 これが発生するのは、力率が１である負荷をＣ級増幅器が駆動する場合のみである。

【０００７】それら２つの条件を満たす組合わせ器は従来技術には存在しない。 上記目標に最も近い組合わせ器が、Proceedings of the Institute of Radio Engineer
s、1935年11月号、1370〜1392ページ所載の“High Powe
r Outphasing Modulation"と題するH.Chireixの論文に記載されている組合わせ器である。この組合わせ器には２つの欠陥がある。第１に、その組合わせ器は位相差ａ
（ｔ）が変化しても同調されない固定素子を使用していることである。 固定素子を用いることによって、力率がほぼ１のみで、ａ（ｔ）＞７２度では急速に０になる組合わせ器が得られる結果となる。 これは回路によって供給できる出力振幅の範囲が制約され、その範囲内においてさえも効率が犠牲になる。 第２に、その組合わせ器は負荷に接続するための結合されていないインダクタを使用する。 それらのインダクタの端子間には常に電圧降下が存在し、２つの増幅器が同相（ａ（ｔ）＝０）である場合にも電圧降下が存在する。 したがって、負荷において与えられる最大電圧の振れを維持するために、増幅器においてより大きい電圧の振れが求められる。 電池を電源とする機器においては大きい電圧の振れを生ずることは望ましくない。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、改良したベクトル信号組合わせ器を得ることである。

【０００９】本発明の別の目的は、リアクティブ部品のみを使用するベクトル信号組合わせ器を得ることである。

【００１０】本発明の更に別の目的は、あらゆるレベルの変調された出力に対して力率が１である負荷を、２つの一定包絡線増幅器に提供するベクトル信号組合わせ器を得ることである。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明は周波数が同じである第１の信号および第２の信号を組合わせる回路に関するものである。 それらの信号は相対的な位相差２ａ
（ｔ）を有する。 この回路は信号の和または差に比例する信号を発生する。 この回路は第１の信号を受ける第１
の入力端子と、第２の信号を受ける第２の入力端子とを含む。 受けた信号を、それらの受けた信号のベクトル和またはベクトル差に関連する振幅を持つ信号を発生する回路素子において組合わせる。 第１のリアクティブ回路素子と第２のリアクティブ回路素子がそれぞれ第１の入力端子と第２の入力端子に接続される。 第１の入力端子と第２の入力端子のおのおのにおける電圧が、第１の入力端子と第２の入力端子のおのおのに入る電流とそれぞれ同相であるように、それらの素子のインピーダンスが移相差ａ（ｔ）の変化に応じて変化させられる。 本発明の一実施例においては、第１のリアクティブ回路素子および第２のリアクティブ回路素子をＬＣタンク回路から製作する。 そのタンク回路においては、コンデンサまたはインダクタを流れる電流がａ（ｔ）に応じて変化させられる。

【００１２】本発明のそれらの目的およびその他の目的は、本発明の以下の詳細な説明および添付図面から当業者には明らかとなるであろう。

【００１３】

【実施例】電圧源１２と１３によってそれぞれ発生された信号Ｖ ₁ （ｔ）とＶ ₂ （ｔ）を組合わせるための本発明の組合わせ器の回路図が図１に１０で示されている。 それらの信号はトランス１６において組合わされる。 このトランスは組合わせた信号を希望の負荷１７（アンテナ）に加えるためのセンタータップ付き巻線を１つ有する。 電圧源１２と１３から取り出される電流を、インピーダンスがそれぞれＸ ₁ 、Ｘ ₂である２つのリアクティブ負荷１５と１４を用いて調整する。 以下の説明においては、電圧源１２と１３から取り出される電流をそれぞれＩ ₁ （ｔ）、Ｉ ₂ （ｔ）で示す。 負荷によってとられる電流をＩ _R （ｔ）で示し、リアクティブ負荷を流れる電流をそれぞれＩ _X1 （ｔ）、Ｉ _X2 （ｔ）で示す。 負荷Ｒの端子間電圧をＶ _R （ｔ）で示す。

【００１４】以下の説明においては、位相変調ａ（ｔ）
およびｍ（ｔ）の帯域幅が搬送波の帯域幅のほんの一部であり、かつ、位相変調ｍ（ｔ）をＶ ₁ （ｔ）とＶ
₂ （ｔ）に等しく加えるものと仮定することにする。 したがって、以下の説明においてはｍ（ｔ）を無視できる。 すなわち、ｍ（ｔ）を零に等しくとる。

【００１５】Ｖ ₁ （ｔ）とＶ ₂ （ｔ）を、トランス１６の３つのノードの全てに同じ電圧を生じて、負荷１７の端子間に作用する同相成分と、トランス１６の端子間に作用する差動モード成分との２つの成分として表すことができる。 負荷Ｒの端子間の同相成分の振幅は２Ｖｃｏｓ
［ａ（ｔ）］であり、差動モード成分の大きさは２Ｖｓ
ｉｎ［ａ（ｔ）］である。 同相成分は負荷１７を流れる振幅が２（Ｖ／Ｒ）ｃｏｓ［ａ（ｔ）］の電流を発生する。 差動モードは負荷の端子間に零電圧を発生し、差動信号に対するトランスの理想化した無限大インピーダンスのために、トランスへ流れ込む電流は存在しない。 付加リアクタンスＸ ₁とＸ ₂が存在しないと、２つの電圧源は負荷へ半分の電流をそれぞれ供給する。 すなわち、２
つの電圧源は振幅が（Ｖ／Ｒ）ｃｏｓ［ａ（ｔ）］の電流と同相成分の電流を供給する。 そうすると、電圧Ｖ ₁
（ｔ）と電流Ｉ ₁ （ｔ）の間の位相差、およびＶ ₂ （ｔ）
とＩ ₂ （ｔ）との間の位相差はそれぞれａ（ｔ）および−ａ（ｔ）である。 この場合には、力率はｃｏｓ［ａ
（ｔ）］である。 ａ（ｔ）が９０度に近い場合には、力率は零に近づく。

【００１６】ここでリアクタンスＸ _1、 Ｘ ₂が存在する場合について考えることにする。 純リアクティブ・インピーダンスの場合には、電流Ｉ _X1 （ｔ）がＶ ₁とは位相が９０度異なる。 Ｖ ₁からのＩ _Rに対する寄与はＩ _R ／２であり、Ｖ ₁とは位相がａ（ｔ）度異なる。 リアクタンスＸ ₁が適切に選択されるならば、Ｖ ₁の電圧源によって供給される全電流Ｉ ₁ （ｔ）が電圧Ｖ ₁ （ｔ）と同相であるように、電流Ｉ _X1 （ｔ）が電流Ｉ _R （ｔ）／２に加え合わされる。 このようにして、力率１が確保される。 ａ
（ｔ）の全ての値に対して力率１を維持するために、電流Ｉ _X1 （ｔ）、したがって、リアクタンスＸ ₁はａ
（ｔ）の関数でなければならない。 リアクタンスＸ ₁は誘導性でなければならず、したがって、 Ｘ ₁ （ａ）＝４Ｒ／ｓｉｎ［２ａ（ｔ）］ （３） として位相角ａ（ｔ）に必ず依存することを示すことができる。 Ｘ ₁は、ａ（ｔ）＝０に対しては無限大、ａ
（ｔ）＝４５度に対しては誘導性４Ｒ、ａ（ｔ）＝９０
度に対しては再び無限大である。 リアクタンスＸ ₂は類似のパターンに追従する。 Ｘ ₂ （ａ）＝−４Ｒ／ｓｉｎ［２ａ（ｔ）］ （４） Ｘ ₂は、ａ（ｔ）＝０に対しては無限大、ａ（ｔ）＝４
５度に対しては容量性４Ｒ、ａ（ｔ）＝９０度に対しては再び無限大である。

【００１７】本発明の組合わせ器１００の一層詳しい回路図である図２を再び参照する。 組合わせ器１００は電圧源１１２と１１３の出力をトランス１１６を用いて組合わせる。 図１に示されているリアクタンスＸ ₁とＸ ₂として用いるリアクタンスは入手できるコンデンサおよびインダクタの並列組合わせから構成される。 このリアクタンスを電圧源１１２、１１３から別々のものとして示されているが、Ｃ級増幅器およびＥ級増幅器を電圧源として用いるような場合に、それらのリアクタンスをそのような増幅器の一部とすることができる。 この場合には、リアクタンスは増幅器のためのタンク回路として、
および組合わせ器の力率改善器として作用する。

【００１８】組合わせ器１００においては、リアクタンスＸ ₁はインダクタ１２３とコンデンサ１２４で構成され、リアクタンスＸ ₂はインダクタ１２１とコンデンサ１２２で構成される。 無限大から、誘導性または容量性の４Ｒまでのリアクタンスを持つようにＬＣ回路を調整できる。 ここでの説明のために、インダクタ１２１と１
２３のリアクタンスＬが同じであると仮定する。 コンデンサ１２２と１２４の容量をそれぞれＣ ₁ 、Ｃ ₂で示す。
コンデンサ１２２と１２４をたとえばバラクタ・ダイオードを用いて調整できる。 回路が搬送波周波数と共振するように調整されると、それらは無限大のリアクタンスを表す。 コンデンサの容量が共振値より高くされると、
回路は容量性リアクタンスになり、コンデンサの容量が共振値より低くされると、回路は誘導性リアクタンスになる。

【００１９】式（３）と（４）を満たすための容量Ｃ ₁
とＣ ₂の適切な選択は、 Ｃ ₁ ／Ｃ ₀ ＝１＋ｓｉｎ［２ａ（ｔ）］／（２Ｑ） （５） Ｃ ₂ ／Ｃ ₀ ＝１−ｓｉｎ［２ａ（ｔ）］／（２Ｑ） （６） によって与えられる。 ここに、Ｑ＝２Ｒ／ωＬ、Ｃ ₀は搬送波周波数ωにおいてＬと共振する容量Ｃ ₁とＣ ₂の値である。

【００２０】組合わせ器１００をコンデンサの調整に関して説明したが、インダクタ１２１と１２３を調整することによって可変リアクタンスＸ ₁とＸ ₂を実現できることが当業者には明らかであろう。

【００２１】別の方法は、各側における２個の素子の１
つの端子間に変化する百分率のＶ ₁ （ｔ）とＶ ₂ （ｔ）をそれぞれ加えることによって、Ｌ ₁とＣ ₁およびＬ ₂とＣ ₂
を流れる無効電流の平衡を変化させることである。 このリアクタンス電流を調整する方法を利用する本発明の実施例が図３に２００で示されている。 組合わせ器２００
が電圧源２１２および２１３からの信号をトランス２１
６においてベクトル的に加え合わせる。 リアクタンスＸ
₂がコンデンサ２３２およびインダクタ２２１として実現される。 電圧源２１３からの信号の一部が減衰器２３
６によってコンデンサ２３２の一方の端子に加えられる。 その結果、図２に示されている実施例においては、
コンデンサ２３２の端子間電位はコンデンサ１２２の端子間に加えられる電位の一部である。 問題の割合はａ
（ｔ）の関数によって制御される。 コンデンサ２３２を流れる電流はコンデンサ２３２の端子間電位差に比例するから、コンデンサ２３２の「実効容量」は割合が低下するにつれて減少する。

【００２２】リアクタンスＸ ₁が同様に固定コンデンサ２３４および固定インダクタ２２３として実現される。
電圧源２１２からの電位の一部が減衰器２３７によってインダクタ２２３の一方の端子に加えられる。 問題の割合はａ（ｔ）の関数によって制御される。 加えられる信号の割合とａ（ｔ）の間の関係を得るために、式（５）
および（６）を使用できる。

【００２３】本発明の上記実施例は２つの信号源の信号のベクトル和を計算することによって動作するが、２つの信号のベクトル差を計算することによって動作する組合わせ器も、本発明の教示から製作できることが当業者には明らかであろう。 そのような組合わせ器が図４の３
００に示されている。 組合わせ器３００は信号発生器３
１２と３１３により発生される電流のベクトル差に比例する信号を発生する。 トランス３４６が電流Ｉ ₁とＩ ₂のベクトル差に比例する信号を発生する。 この差信号はトランス３４６の二次巻線によって負荷３１７の端子間に供給される。 リアクタンス３１４と３１５が上記に類似するやり方で調整される。

【００２４】以上の説明から、本発明は従来技術について先に説明した諸問題を解決するものであることが明らかであろう。 ａ（ｔ）が変化させられるにつれて、組合わせ器中のリアクティブ素子が調整されるから、ａ
（ｔ）のあらゆる値にわたって力率を常に正確に１にできる。 こうすることによって、負荷における信号の１０
０％振幅変調を行うことができ、しかも可能な最高効率を常に達成できる。 本発明の組合わせ器は、増幅器を負荷へ結合するためにトランスを利用する。 増幅器が同相（ａ（ｔ）＝０）である場合には、トランスの巻線端子間には電圧は発生されない。 したがって、増幅器における電圧の振れは負荷において求められる電圧の振れより大きい必要はない。

【００２５】本発明の上記実施例は、ベクトル加算またはベクトル減算を行うためにトランスを用いているが、
この機能を達成するために別の回路素子を利用できることが当業者には明らかであろう。 本発明においては、加算器において電力を消費しないように加算器はリアクティブ素子のみで構成する。 本発明の組合わせ器はリアクティブ素子を利用するが、それは各信号発生器へ純「抵抗」負荷を提供する。 すなわち、各信号発生器によって供給される電流および電圧は、ａ（ｔ）における位相シフトと無関係に相互に同相である。

【００２６】以上、本発明の実施例について詳述したが、以下、本発明の各実施例毎に列挙する。

【実施例１】周波数が同じで、相対的な位相差、２ａ
（ｔ）、を有する第１の信号および第２の信号をそれぞれ受けるための第１の入力端子および第２の入力端子と、それらの入力端子へ接続され、前記第１の信号および前記第２の信号のベクトル和およびベクトル差に関連する信号を発生するための手段（１６、１１６、２１
６、３４６）と、前記第１の入力端子へ接続される第１
のリアクティブ回路素子（１４、３１４）および前記第２の入力端子へ接続される第２のリアクティブ回路素子（１５、３１５）と、を備え、各回路素子のリアクタンスはａ（ｔ）の関数である、周波数が同じで、相対的な位相差、２ａ（ｔ）、を有する第１の信号と第２の信号を組み合わせて、前記第１の信号および前記第２の信号のベクトル和またはベクトル差に比例する信号を発生するための組合わせ器（１０、１００、２００、３００）
において、ａ（ｔ）の各値に対して、前記第１のリアクティブ回路素子および前記第２のリアクティブ回路素子のインピーダンスが、前記第１の入力端子および前記第２の入力端子のおのおのに入る電流を前記第１の入力端子および前記第２の入力端子のおのおのにおける電位と同相にさせることを特徴とする、位相変調された２つの一定包絡線搬送波を加え合わせることによって振幅変調された搬送波を発生するためのベクトル信号組合わせ器。

【実施例２】前記組合わせ手段がセンタータップを持つトランス（１６、１１６、２１６）を備えることを特徴とする、実施例１に記載の組合わせ器（１０、１００、
２００、３００）。

【実施例３】前記第１のリアクティブ回路素子および前記第２のリアクティブ回路素子のおのおのはインダクタ（２２１、２２３、１２１、１２３）およびコンデンサ（２３２、２３４、１２２、２２４）の並列組合わせを備え、前記インダクタまたは前記コンデンサもしくは両方を流れる電流がａ（ｔ）に応答して変化させられることを特徴とする、実施例１に記載の組合わせ器（１０、
１００、２００、３００）。

【実施例４】前記インダクタまたは前記コンデンサの一方のインピーダンス、もしくは両方のインピーダンスを変化することによって前記電流が変化させられることを特徴とする、実施例３に記載の組合わせ器（１０、１０
０、２００、３００）。

【実施例５】前記インダクタまたは前記コンデンサの一方にかかる電位、もしくは両方にかかる電位を変化することによって前記電流が変化させられることを特徴とする、実施例３に記載の組合わせ器（１０、１００、２０
０、３００）。

【実施例６】前記第１の信号および前記第２の信号がＣ
級増幅器またはＥ級増幅器によって発生され、前記第１
のリアクティブ回路素子および前記第２のリアクティブ回路素子が前記Ｃ級増幅器またはＥ級増幅器中にタンク回路を構成することを特徴とする、実施例１に記載の組合わせ器（１０、１００、２００、３００）。

【００２７】

【発明の効果】以上説明したように、本発明を用いることにより、リアクティブ部品のみを使用するベクトル信号組合わせ器を得ることができる。 また、あらゆるレベルの変調された出力に対して力率が１である負荷を、２
つの一定包絡線増幅器に提供するベクトル信号組合わせ器を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の組合わせ器の回路図である。

【図２】本発明の組合わせ器のより詳しい回路図である。

【図３】本発明の組合わせ器の別の実施例の回路図である。

【図４】組合わせ器が入力信号のベクトル差に比例する信号を発生する本発明の別の実施例の回路図である。

【符号の説明】

１０、１００、２００、３００：組合わせ器 １２、１３：信号源 １４、３１４：第１のリアクティブ回路素子 １５、３１５：第２のリアクティブ回路素子 １６、１１６、２１６、３４６：トランス １２１、１２３、２２１、２２３：インダクタ １２２、１２４、２３２、２３４：コンデンサ