Voice for the vacuum tube amplifier circuit

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は音声用の真空管増幅回路に関し、特に増幅回路の段間をカップリングコンデンサを用いないで直接結合した音声用真空管増幅回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図７は従来の真空管を用いた音声用直接結合増幅回路の第１の例を示す回路図である。 本図において真空管Ｖ１は第１段目の真空管であって、カソード端は接地され、プレートにプレート電源ＥＢ１がプレート抵抗Ｒｐ１を介して接続される。 プレート電源ＥＢ１
とカソード間はデカップリングコンデンサＣ１が接続されている。 そして真空管Ｖ１のプレートには交流負荷抵抗Ｒ１，Ｒ２が直列に接続され、その中点が２段目の真空管Ｖ２のグリッドに接続される。 真空管Ｖ２のカソードは接地され、抵抗Ｒ２の他端には負電源ＥＣ２が接続される。 又ＥＢ２は真空管Ｖ２のプレート電源であって、負荷Ｚを介して真空管Ｖ２のプレートに接続される。 コンデンサＣ２，Ｃ３はデカップリング用のコンデンサである。 この回路において、真空管Ｖ２のグリッドバイアス電圧Ｅｇ２は真空管Ｖ１のプレート電圧をＥｐ
１、負電源ＥＣ２の電圧をＥＣ２とすると、次式（１）
で与えられる。

【数１】

【０００３】図８は従来の直接結合型の真空管増幅回路の第２の例を示す回路図である。 本図において１段目の真空管Ｖ３のカソードは接地され、プレートにはプレート電源ＥＢ３がプレート抵抗Ｒｐ３を介して接続される。 このプレートには２段目の真空管Ｖ４のグリッドが直接接続されており、真空管Ｖ４にはプレート電源ＥＢ
４が負荷Ｚを介して接続される。 真空管Ｖ４のカソード端はグリッドバイアス用の抵抗Ｒｋ４を介して接地され、真空管Ｖ４のグリッドバイアスを決定している。 抵抗Ｒｋ４と並列にバイパス用のコンデンサＣ６が接続される。 又コンデンサＣ５，Ｃ７はデカップリング用のコンデンサである。 この場合には、真空管Ｖ３のプレート電圧をＥｐ３，真空管Ｖ４のカソード電圧をＥｋ４とすると、真空管Ｖ４のグリッドバイアス電圧Ｅｇ４は次式（２）で与えられる。 Ｅｇ４＝Ｅｐ３−Ｅｋ４ ・・・（２）

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】このような第１の従来の直接結合回路では、真空管Ｖ２のグリッドバイアス電圧Ｅｇ２は負電源ＥＣ２の電圧が固定されていると、式（１）に示すように真空管Ｖ１のプレート電圧Ｅｐ１と抵抗Ｒ１，Ｒ２の値によって定まる。 歪み率特性の点ではプレート抵抗Ｒｐ１はあまり小さい値とすることができない。 しかしプレート抵抗Ｒｐ１の値を大きくとろうとすると、プレート抵抗Ｒｐ１の電圧降下が大きくなり、その分プレート電源ＥＢ１の出力電圧を高くとる必要がある。 更に真空管Ｖ１のプレート電流の小さな変動でもプレート抵抗Ｒｐ１の両端の電圧の変化が大きくなり、プレート電圧Ｅｐ１が変化するためグリッドバイアス電圧Ｅｇ２の変動が大きくなるという欠点があった。

【０００５】又真空管Ｖ１のプレートより抵抗Ｒｐ１，
コンデンサＣ１を介してカソードの帰還する音声信号のループと、プレートより抵抗Ｒ１，Ｒ２を介してコンデンサＣ２を通ってカソードに帰還する音声信号のループが形成される。 このコンデンサはデカップリング用であるため容量が大きく、低域の時定数の問題により音質に有害であるという欠点があった。 又真空管Ｖ１の交流負荷は２つの交流信号ループの並列合成インピーダンスとなるため、重くなるという欠点があった。

【０００６】又第２の従来例による直接結合回路においても、真空管Ｖ３のプレートから抵抗Ｒｐ３，コンデンサＣ５を介してカソードに至る音声信号のループが形成され、真空管Ｖ４のプレートから負荷Ｚ，コンデンサＣ
７，Ｃ６を介してカソードに至る音声信号のループが形成される。 これらのコンデンサＣ５，Ｃ７はデカップリング用であるため容量が大きく、真空管Ｖ４のカソードと接地端間に接続されるバイパスコンデンサＣ６は容量と耐電圧の大きいコンデンサが必要であり、交流信号の帰還ループに入っているので音質に有害であるという欠点があった。

【０００７】本発明はこのような従来の問題点に鑑みてなされたものであって、定電流回路を用いて直接結合の動作を安定させると共に、直流負荷と交流負荷とを分離し、又音声信号の帰還ループを単一化し、帰還ループにコンデンサが入らないようにして音質を向上させることを技術的課題とする。

【０００８】

【課題を解決するための手段】本願の請求項１の発明は、第１の正電圧源と、前記第１の正電圧源の出力端と第１段の真空管のプレートとの間に接続され一定の電流を供給する第１の定電流回路と、前記第１の真空管のプレートと第２段の真空管のグリッドとの間に接続された第１の抵抗と、前記第２段の真空管のグリッドに負電圧を供給する負電圧源と、前記負電圧源の出力端と前記第２段の真空管のグリッド間に接続され、一定の電流を供給する第２の定電流回路と、前記第２の定電流回路と前記第２段の真空管のカソードとの間に接続された第２の抵抗と、を具備し、前記第２の抵抗を流れる前記第１の定電流回路の分流電流及び前記第２の定電流回路の電流に基づいて前記第２の抵抗の両端に得られる電圧降下により前記第２段の真空管のグリッドバイアス電圧を設定することを特徴とする音声用真空管増幅回路であり、請求項２の発明は、これに加えて、第２の正電圧源と、前記第２の正電圧源の出力端と前記第２の真空管のプレートとの間に接続され一定の電流を供給する第３の定電流回路と、を更に有することを特徴とするものである。 また請求項３の発明では、前記第１，第２の真空管は夫々カソード電極を共通として互いに対称に接続された一対の真空管から成り、該一対の第１の真空管のグリッドに相異なる極性の入力信号が入力されるように構成されており、前記一対の第２の真空管のプレート間に、１次側巻線が接続される出力トランスを更に有することを特徴とするものである。 更に請求項４の発明では、出力トランスは、一対の第２の真空管のプレート間に直流電源遮断用コンデンサを介して１次巻線が接続されていることを特徴とするものである。

【０００９】このような特徴を有する本願の請求項１の発明によれば、第１の定電流回路によって第１段の真空管にプレート電流が供給され、プレート電圧が定まる。
このプレートから第１の抵抗を介して第２の抵抗側に電流が流れ込み、又これと逆方向に第２の定電流回路によって電流が流れる。 従って第２の抵抗の両端の電位差によって第２段目の真空管のグリッドバイアス電圧が決定される。 このときには第１の定電流回路により第１段の真空管のプレート電圧の変動が少なくなり、又音声信号の帰還ループにはコンデンサが介在せず、低域の音質及び周波数，位相特性を大幅に改善することができる。 請求項２の発明では、これに加えて第２の真空管の負荷に定電流回路を設けることにより、第２の真空管の帰還ループでのコンデンサを少なくし、周波数特性が改善できる。 又請求項３の発明では、出力トランスを用いる場合に、第２の真空管のプレート電流の平衡をとることにより直直流磁化をなくせることとなる。 更に請求項４の発明では、直流電源遮断用コンデンサを設けることにより第２の真空管のプレート電流の平衡をとることなく、直流電流が遮断できることとなる。

【００１０】

【発明の実施の形態】図１は本発明の第１の実施形態による音声用真空管増幅回路の回路図である。 本実施形態では直接結合型２段増幅回路を示している。 本図において、第１の正電圧源であるプレート電源ＥＢ５は第１の定電流回路１を介して１段目の真空管Ｖ５のプレートに接続されている。 又プレートには第１の抵抗Ｒ３を介して次段の真空管Ｖ６のグリッドが接続される。 真空管Ｖ
６のグリッドとカソード端間には第２の抵抗Ｒ４が接続される。 真空管Ｖ６のカソードは接地されており、負電圧源ＥＣ６が第２の定電流回路２を介してグリッド端に接続される。 又第２の正電圧源であるプレート電源ＥＢ
６が負荷Ｚを介して真空管Ｖ６のプレートに接続されている。 コンデンサＣ８，Ｃ９，Ｃ１０はデカップリングコンデンサである。

【００１１】このように構成された２段直接結合増幅回路では、真空管Ｖ５の動作点はグリッドバイアス電圧と定電流回路１の電流値によって定まる。 この動作点が決まれば真空管Ｖ５のプレート電圧Ｅｐ５が定まり、プレートから抵抗Ｒ３，Ｒ４を介して接地側に流れる電流値Ｉａが定まる。 この電流値Ｉａは次式（３）によって求められる。

【数２】

従って真空管Ｖ６のグリッドバイアス電圧Ｅｇ６は定電流回路２の電流値Ｉｂによって定まり、次式（４）によって求められる。 Ｅｇ６＝（Ｉｂ−Ｉａ）・Ｒ４ ・・・（４）

【００１２】ここで定電流回路１と２を構成する能動素子の温度特性を同一となるようにすれば、電流Ｉａ，Ｉ
ｂは互いに逆方向であるため、温度変化に伴う電流変動により生じる抵抗Ｒ４の両端で発生する電位差の変動を相殺することができる。 従って真空管Ｖ６のグリッドバイアス電圧の温度変化に対する安定度を改善することができる。 プレート電圧源ＥＢ５が変動したとしても定電流回路１によって電流Ｉａは変化しない。 又真空管Ｖ５
の直流負荷と交流負荷とは分離されているので、プレート電圧源ＥＢ５は、真空管Ｖ５のプレート電圧と取り出す必要のある最大信号出力電圧と、定電流回路１が定電流動作を開始する最小電圧との和だけあればよく、従来の直接結合増幅器と比較してプレート電圧源のＥＢ５の電圧を低く設定することができる。 更に真空管Ｖ５に３
極管を用いた場合には、交流負荷インピーダンスが大きい方が歪率特性はよくなる。 本実施形態の場合には交流負荷は抵抗Ｒ３とＲ４の直列合成抵抗で決定されるので、従来の直接結合回路と比較して次段の真空管Ｖ６のブリッドバイアス電圧の安定度合を確保しながら交流負荷を任意に且つ十分に大きな値とすることができる。 又真空管Ｖ５の音声出力信号は抵抗Ｒ３，Ｒ４を介して帰還されるため、前述した従来例のようにコンデンサを介して帰還することがない。 又真空管Ｖ６のプレートからは負荷Ｚ及び真空管Ｃ１０を介してカソードに帰還されることとなり、第２の従来例のように２つのコンデンサＣ７，Ｃ６を介して帰還されることはない。 そのため時定数を持たず、又は時定数が小さくなり、周波数の不要な変動がなく、音質劣化を大幅に低減することができる。

【００１３】図２は本実施形態において、定電流回路１，２を夫々ＦＥＴ１と抵抗Ｒ５、ＦＥＴ２と抵抗Ｒ６
によって構成した具体的な回路例を示す回路図である。
前述した第１の実施形態と同一部分は同一符号を付して詳細な説明を省略する。 この定電流回路１は真空管Ｖ５
のプレート側に電流調整用の抵抗Ｒ５とＦＥＴ１のゲートを接続し、抵抗Ｒ５の他端をＦＥＴ１のソースに、Ｆ
ＥＴ１のドレインをＢ電源ＥＢ５に接続して定電流回路１としている。 又負電源ＥＣ６に接続される定電流回路２も抵抗Ｒ４にＦＥＴ２のドレインを接続し、ＦＥＴ２
のソースに電流値を調整するための抵抗Ｒ６を接続し、
ゲートと共通して負電源ＥＣ６に接続して定電流回路２
としている。 このような定電流回路１，２は、ＦＥＴ
１，２の特性にかかわらず抵抗Ｒ５，Ｒ６の値によって電流値を任意に選択することができる。 この場合前述のようにＦＥＴ１，２の温度特性を一致させれば、真空管のグリッドバイアス電圧を安定化させることができる。

【００１４】図３は第２の実施形態による音声用真空管増幅回路の具体的な回路図である。 本実施形態は真空管Ｖ５とＶ６の入力側の構成は前述のものとほぼ同一であり、出力側に定電流回路３と出力トランスＴ１を設けたものである。 前述のものと同一部分は同一符号を付している。 本図において、定電流回路１はＦＥＴ３に直列に電流調整用の可変抵抗Ｒ９が接続され、これらと並列にツェナダイオードＺ１，抵抗Ｒ１０が直列接続され、その中点にＦＥＴ３のゲートが接続されて構成される。 又第２の定電流回路２もＦＥＴ４に直列に電流調整用の可変抵抗Ｒ１２が接続され、これらと並列に抵抗Ｒ１１，
ツェナダイオードＺ２が直列接続され、その中点にＦＥ
Ｔ４のゲートが接続されて構成される。 このような構成によれば、定電流回路の定電流特性を高めることができる。

【００１５】さて本実施形態においては、第２の正電圧源であるＢ電源ＥＢ６が定電流回路３を介して真空管Ｖ
６のプレートに接続される。 この定電流回路３もＦＥＴ
５と可変抵抗Ｒ１３が両端に接続されており、又ツェナダイオードＺ３と抵抗Ｒ１４の直列回路が並列に接続され、ＦＥＴ５のゲートがツェナダイオードＺ３と抵抗Ｒ
１４の中点に接続される。 そして真空管Ｖ６のプレートにはカップリングコンデンサＣ１１を介して出力トランスＴ１が接続される。 出力トランスＴ１の１次側の他端は接地されており、２次側には図示しないスピーカ等の負荷が接続される。 この場合には真空管Ｖ６のプレートからカップリングコンデンサＣ１１，出力トランスＴ１
の１次側を介してカソードに至るループが形成されるが、定電流回路３は音声信号に対して極めてインピーダンスが高いため、定電流回路３からカソードに至るループは形成されない。 従って音声信号の帰還ループが単一となり、音質の劣化をほとんどなくすことができる。 又出力トランスＴ１にはカップリングコンデンサＣ１１により１次巻線に流れる直流電流が遮断される。 従って出力トランスの直流磁化を防ぎ、それにより十分なインダクタンスを確保でき、低域の周波数特性を大幅に改善できる。 更に出力トランスＴ１の直流電流による熱損がないので、同一の音声出力を取り出す場合に従来の出力トランスよりも小型化することができ、高特性の出力トランスを設計することができる。

【００１６】ここで真空管Ｖ５のプレート電圧ＥＢ５を２００Ｖ、抵抗Ｒ３，Ｒ４を夫々５０ＫΩとし、真空管Ｖ６が必要とするグリッドバイアス電圧Ｅｇ６を−５０
Ｖとすると、真空管Ｖ５のプレートより抵抗Ｒ３，Ｒ４
を介して流れる電流Ｉａは式（３）より２ｍＡとなる。

【００１７】従って定電流回路２の可変抵抗Ｒ１２の抵抗値を適宜選択し、次式で与えられる電流Ｉｂを真空管Ｖ６のカソードより抵抗Ｒ４を介して定電流回路２に流せば、真空管Ｖ６のグリッドバイアスＥｇ６電圧を−５
０Ｖとすることができる。

【数３】

【００１８】図４は本発明の第３の実施形態による音声用真空管増幅回路の回路図である。 本図において、本実施形態による真空管増幅回路は第２実施形態の増幅回路をプッシュプル型の増幅回路に適用したものである。 一対の真空管Ｖ１１，Ｖ１２はそのカソードが共通に接続され、カソードに対称に接続された第１の真空管である。 真空管Ｖ１１，Ｖ１２のグリッドには夫々正及び負方向の入力電圧が供給される。 そして正電圧源となるＢ
電源ＥＢ１０が第１の定電流回路１０及び１１を介して夫々真空管Ｖ１１，Ｖ１２のプレートに接続される。 又Ｂ電源の正極端はデカップリングコンデンサＣ２０を介して接地される。 そして真空管Ｖ１１のプレートは抵抗Ｒ１１を介して真空管Ｖ１３のグリッドに、真空管Ｖ１
２のプレートが抵抗Ｒ１３を介して真空管Ｖ１４のグリッドに接続される。 一対の真空管Ｖ１３，Ｖ１４はカソード電極を共通接続して対称に接続された第２の真空管である。 真空管Ｖ１３のグリッドとカソード間、Ｖ１４
のグリッドとカソード間には、夫々抵抗Ｒ１２，Ｒ１４
が接続される。 そして負電源ＥＣ１０の負電極端が定電流回路１２，１３を介して夫々抵抗Ｒ１１とＲ１２の共通接続端、Ｒ１３，Ｒ１４の共通接続端に接続されている。 第２の正電圧源であるプレート電源ＥＢ１１が夫々定電流回路１４，１５を介して真空管Ｖ１３，Ｖ１４のプレートに接続される。 更にこれらのプレートは出力トランスＴ２の１次側の巻線の一端に夫々接続される。 出力トランスＴ２の２次側は図示しないスピーカ等の負荷が接続される。 この場合には定電流源１４，１５の電流値を等しくし、又真空管Ｖ１３，Ｖ１４の動作点を一致させるため、グリッドバイアス電圧を調整するために定電流源１２，１３の電流値を調整することにより、トランスＴ２の１次側に流れる直流電流をなくすることができる。 従ってトランスＴ２の直流磁化がなくなる。 この場合には終段の真空管Ｖ１３，Ｖ１４の直流負荷である定電流回路１４，１５と、交流負荷である出力トランスＴ２とを分離したことにより、発熱が少なくなる。 又直流電流が流れないことからも発熱が少なくなるため、従来のプッシュプル型電力増幅回路よりも小型のコアでよく、小型の出力トランスＴ２で足りるという優れた効果が得られる。

【００１９】図５は本発明の第４の実施形態による音声用真空管増幅回路の回路図である。 本実施形態は前述した第３実施形態の増幅回路のプレート直流電流の平衡調整を容易に行えるようにしたものである。 本図において同一部分は同一符号を付して詳細な説明を省略する。 本実施形態では出力トランスＴ３を１次側に対称な２本の巻線を有するプッシュプル型のトランスとし、真空管Ｖ
１３，Ｖ１４のプレートはこの１次側の巻線の夫々一端に接続する。 １次側巻線の他端は直流電流を遮断するコンデンサＣ２３に夫々接続する。 その他の構成は第３実施形態と同様とする。 この場合には経時変化等によって真空管Ｖ１３，Ｖ１４のプレート電流の不平衡が生じたとしても、コンデンサＣ２３により出力トランスＴ３の１次巻線は直流的には遮断されているため、直流磁化をなくすることができる。

【００２０】図６はこのプッシュプル型電力増幅回路の他の例を示す回路図である。 本図において同一部分は同一符号を付して詳細な説明を省略する。 この実施形態では出力部分にセンタータップがない出力トランスＴ４を用いる場合に、一方の真空管Ｖ１３のプレートに直流電流遮断用のコンデンサＣ２４を介して出力トランスＴ４
の１次側の一端を接続したものである。 １次側の他端には真空管Ｖ１４のプレートを直接接続する。 その他の構成は同一である。 この場合にも前述した第３の実施形態の増幅回路と同様の効果が得られる。

【００２１】

【発明の効果】以上詳細に説明したように本願の請求項１〜３の発明によれば、第１段の真空管のプレート回路とこれに接続される２段目の真空管の増幅回路に定電流回路を用いて直接結合することにより、結合回路にコンデンサを設ける必要がなくなる。 この場合は交流信号の帰還ループが単純化されるため、動作安定性が高く、音質を改善することができるという効果が得られる。 又第２の定電流回路を介して真空管にプレート電流を供給しているため、プレート電流の変動が小さくなり、グリッドバイアス電圧を安定化することができる。 又第２の真空管の負荷に定電流回路を設けているため、交流負荷と直流負荷が分離され、プレート電圧の変動幅を少なくし交流負荷を自由に設定でき、音声信号に対する特性を改善することができる。 又第２の真空管の音声信号の帰還ループでのコンデンサを少なくできるため、音質及び周波数特性が改善できる。 又請求項３の発明によれば、交流負荷と直流負荷が分離され、発熱を少なくすることができる。 又第２の真空管のプレート電流を等しくすることにより、直流電流が流れることがなく、直流磁化が生じることがなくなる。 更に請求項４の発明では、出力トランスの１次側をコンデンサにより遮断しているため、
直流電流が漏れない。 従って直流バランスを考慮することなく、直流磁化の影響をなくすることができる。 このため従来のプッシュプル増幅回路より小型の出力トランスを用いることができるという優れた効果が得られる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施形態による音声用真空管増幅回路の回路図である。

【図２】第１の実施形態の音声用真空管増幅回路をより具体化した回路図である。

【図３】本発明の第２の実施形態による音声用真空管増幅回路の回路図である。

【図４】本発明の第３の実施形態による音声用真空管増幅回路の一例を示す回路図である。

【図５】本発明の第４の実施形態による音声用真空管増幅回路の一例を示す回路図である。

【図６】本発明の第４の実施形態による音声用真空管増幅回路の他の例を示す回路図である。

【図７】従来の音声用真空管増幅回路の直接結合増幅回路の一例を示す回路図である。

【図８】従来の音声用真空管増幅回路の直接結合増幅回路の他の例を示す回路図である。

【符号の説明】

Ｖ１〜Ｖ６，Ｖ１１〜Ｖ１４ 真空管 １〜３，１０〜１５ 定電流回路 Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３，Ｔ４ 出力トランス

フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl. ⁶ ，ＤＢ名) H03F 1/36 H03F 3/02 H03F 3/181 H03F 3/32 - 3/36