低输出阻抗的RF放大器 |
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| 申请号 | CN201080063037.9 | 申请日 | 2010-12-08 | 公开(公告)号 | CN102835025A | 公开(公告)日 | 2012-12-19 |
| 申请人 | 黑沙技术有限公司; | 发明人 | 苏珊娜·A·保罗; 马里亚·葛登伯格; | ||||
| 摘要 | 一种射频(RF)功率 放大器 ，包括用于驱动共源极输出放大器级(514)的输入的低阻抗前级 驱动器 (513)。所述前置放大器(513)包括第一晶体管(502)，其中所述第一晶体管具有与前置放大器的RF输入 节点 (501)耦合的第一 端子 ；与前置放大器的RF 输出节点 (503)耦合的第二端子，以及与电源 电压 节点(515)耦合的第三端子。第一电感器(504)耦合在RF输出节点(503)与 偏压 节点(505)之间。RF输入节点(501)和RF输出节点(503)上的相应的第一和第二电压大体上是同相的，并且这两个电压之间的电压差确定了流经第一晶体管(502)的 电流 。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种设备，包括： |
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| 说明书全文 | 低输出阻抗的RF放大器技术领域背景技术[0002] 使用了几乎所有可能的RF调制技术的几乎所有的无线通信和控制系统的硬件实施方式，全都包含了RF功率放大器(PA)作为必要组件。关于RF调制技术的示例包括但不局限于GMSK、8PSK、16-QAM、64-QAM，其中RF信号振幅可以始终恒定，并且可以采用处于连续或离散范围的任何值。关于此类系统的示例包括但不局限于蜂窝GSM、CDMA、W-CDMA语音和数据终端、Wi-Fi、蓝牙、遥控器、RFID读取器。 [0003] 用于蜂窝之类的无线应用的RF功率放大器必须产生很高的增益和很高的输出功率电平。在典型的RF发射机中，PA的输出功率和增益需求是通过使用多个级联的放大级满足的，其中每一级都可以使用一个或多个有源设备，例如硅MOSFET和BJT、GaAs MESFET以及HBT。 [0004] 图1a显示了本领域已知的多级PA的一个示例。在实施现有技术的多级PA的过程中，其中将会遭遇到大量的设计权衡。虽然图1a描述的是使用NMOSFET设备作为有源元件，但对本领域技术人员来说，很明显，诸如FET或BJT之类的其他类型的其他有源设备也是可以替代使用的。图1a所示的PA具有两个增益级120和121，其后跟随的是匹配网络122。输出节点105与负载相耦合，其中在这里象征性地将所述负载呈现成是大小通常是 50欧姆的电阻器113。匹配网络122扮演的是阻抗变换网络的角色，它会将大小为50欧姆的相对较高的负载阻抗转换成最终的PA级121的输出端103看到的较低阻抗(例如5欧姆)。较低的阻抗限制了在节点103上呈现并且是将需要的最大输出功率注入负载113所必需的最大电压摆动。图1a例示的匹配网络包括电感器110和电容器112，其与输出级负载电感器108一起形成了一个调谐变换电路。电容器111会阻止在匹配网络输出节点104上呈现的DC电压到达负载113。 [0005] PA输出放大器级121包括以共源极配置的方式连接的有源设备MOSFET 109，以及连接在输出节点103与电源Vdd之间的负载电感器108。流经晶体管109的电流受连接至级输出节点102的栅极端子与连接至接地端的源端子102之间的电压差控制。晶体管109的漏极与级输出节点103相连。作为晶体管109的共源极配置的直接结果，漏极节点上的电压信号与栅极节点上的电压信号大体上上是反相的。电感器108扮演了两个角色：它会将DC电力提供给活动设备109，并且它使得与部件122相结合的谐振变换网络完整。借助AC耦合电容器115，输出放大器级121在节点102上接收来自前置放大器级120的输入。 [0006] 前置放大器级120包括以共源极配置的方式连接的有源设备MOSFET 107，以及连接在输出节点114与电源Vdd之间的负载电感器106。流经晶体管107的电流受连接至级输入节点101的栅极端子与连接至接地的源端子之间的电压差控制。晶体管107的漏极与级输出节点114相连。作为晶体管107的共源极配置的直接结果，漏极节点上的电压信号与栅极节点上的电压信号大体上上是反相的。电感器106扮演了两个角色：它会向有源设备107提供DC电力，并且使得与部件121呈现的输入电容相结合的并联谐振储能电路完整。在图1a呈现的特定电路中，AC耦合电容器115将节点114上呈现的DC电位与适合晶体管109的控制端子的偏压的DC电位相隔离。在其他实施例中，作为审慎选择电源电压的结果，电容器115将被消除，并且节点114与102将会分担相同的电位。前置放大器级120则在节点101上接收其输入。 [0007] 在图1b中通过波形而从质量方面示出了图1a中给出的PA操作。前置放大器级120在节点101上接收底部图表所示的正弦电压波形。结果，如图1b的中间图表例示的那样，前置放大器的输出节点114以及类似放大器级121的输入节点102将会呈现出与节点 101上的波形大体上反相的电压波形。同样，如图1b的顶部图表例示的那样，放大器级121在其输出节点103上产生一个电压波形，其中该波形与节点102上的波形大体上反相。 [0008] 由于输出放大器121在节点103上看到的是低负载阻抗，因此，流经有源设备109的最大电流很大。由此，有源设备的物理尺寸将会很大。对有源设备来说，最大的非理想性是其端子之间的寄生电容。由于尺寸很大，设备109会在节点103与接地之间、节点102与接地之间以及节点103与节点102之间呈现很大的电容。 [0009] 处于节点103与接地之间的有源设备的寄生电容可被认为是嵌入在谐振变换网络中的，并且不会显著提高PA设计中涉及的权衡难度。 [0010] 节点102与接地之间的有源设备的寄生电容会向前置放大器呈现出很大的电容负载。该电容必须通过前置放大器的输出电感器106来被有效地谐振消除，否则前置放大器的增益将会塌陷到一个无法接受的值。由于电感器106的品质因素Q非常有限，因此，针对前置放大器级的大电容负载值在可实现的前置放大器增益方面造成了大量的设计限制因素。 [0011] 最为重要的是，处于节点103与节点102之间的有源设备的寄生电容在输出放大器121的输出与输入端之间开放了一条反馈路径，由此极大增大了电路不稳定的概率。位于放大器121输出和输入端的电路网络是有可能调谐在相同RF频率上的调谐的谐振电路。对低于谐振的信号频率来说，输入和输出电路将会呈现出电感阻抗，其与节点103与节点 102之间的寄生电容以及活动设备109一起形成了图2所述的哈特利正弦振荡器结构。 [0012] 参考图2，有源设备201对应于图1a中的设备109。当在低于谐振的频率上操作时，电感器202对应的是通过将电感器106与介于节点102和接地之间的寄生电容相结合而在节点102上呈现的电感阻抗。当在低于谐振的频率上操作时，电感器203对应的是通过将电感器108与介于节点103和匹配网络122之间的寄生电容相结合而在节点103上呈现的电感阻抗。电容器204对应的是节点103与节点102之间的寄生电容。 [0013] 由于在确保电容反馈连同电感负载所创建的负阻抗不会克服输入电路的电阻损失的过程中涉及进行权衡，因此，在PA的输出放大器中，哈特利振荡器结构的存在将会产生大量的设计限制因素。参考图1a，输入电路损失受电感器106的品质因素控制。作为共源极(共发射极)配置的结果，前置放大器有源设备107对电阻损失的作用微乎其微。为了保证不满足振荡状况，有必要权衡以下的一个或多个设计参数。这其中的一个权衡包括减小电感器106的品质因素Q。然而，这样做可能会严重限制前置放大器级120的可实现增益。另一个参数包括减小有源设备109的输出放大器的跨导增益Gm。这种减小限制了输出放大器121的可实现增益，并且增大了输入节点102的最大摆动，由此显著影响了PA线性。 [0014] 节点103与节点102之间的活动设备寄生电容创建的反馈路径引入了另一个设计限制因素，那就是处于所关注的频率并在输入节点102与接地之间体现的电阻负载。理论上，如果没有反馈寄生电容，那么有源设备109在节点102上呈现的阻抗将会是纯电容性的。然而，大反馈电容会在节点102上呈现活动设备跨导的一小部分，由此实际向前置放大器级120添加了附加电阻负载。由于级120具有共源极(或共发射极)特性，因此，任何附加电阻负载都会直接变换成符合比例的增益降级。由于设备109是大跨导设备，因此，前置放大器的增益降级可能会很明显。 [0015] 本领域已知的用于缓解以上列举的一些限制因素的方法是在前置放大器级120与输出放大器121之间插入匹配网络。这种级间匹配网络会对级121的输入呈现很低阻抗，同时为前置放大器级120保持大负载阻抗。在图1a例示的特例中，AC耦合电容器115是作为前置放大器级120与输出放大器121之间的链路存在的，并且该特例可被设计成致使电感器106、电容器115以及节点102与接地之间的组合形成一个阻抗变换匹配网络。图3详细显示了图1a中给出的级间匹配网络的结构。匹配网络输入节点301对应的是前置放大器输出节点114。匹配网络输出节点302对应的是最终的放大器级输入节点102。电感器303和电容器304分别对应的是电感器106和电容器115。电容器305对应的是节点102与接地之间朝着最终放大器级121的输入端所看到的等效电容。本领域技术人员很容易将图3给出的谐振LC结构认定成是阻抗下变换匹配网络。输出阻抗Z302与输入阻抗Z301的比值小于1。输出阻抗Z302与电容器304的尺寸成比例。如果电容器304远远大于电容器305，那么图3的电路不会执行任何阻抗变换。如果电容器304与电容器305具有相似值或者与电容器305相比具有较小的值，那么图3的电路会创建一个比其输入端附着的阻抗更小的输出阻抗。该解决方案的缺点是：阻抗下变换是以显著减小级121的输出端上的电压摆动为代价的。由此，PA的前置放大器和/或输出放大器中的增益必须提升，而这将会是一个成本很高的命题。 [0016] 图4a显示的是多级PA的另一个示例，其中输出放大器级421和前置放大器级420都是用以共源极配置的方式连接的MOSFET设备构建的。负载419通常是50欧姆，其通过DC阻断电容418连接至包含电容器417和415以及电感器416的匹配网络422。输出放大器级421包括互补的MOSFET设备NMOS 413和PMOS 412，以及连接在节点405与节点406之间的电感器414。流经晶体管413的电流受连接至级输入节点404的栅极端子与连接至接地的源端子之间的电压差控制。晶体管413的漏极与级输出节点406相连。作为晶体管413的共源极配置的直接结果，漏极节点上的电压信号与栅极节点上的电压信号大体上上是反相的。同样，流经晶体管412的电流受连接至级输入节点403的栅极端子与连接至Vdd的源端子之间的电压差控制。晶体管412的漏极与级输出节点405相连。作为晶体管412的共源极配置的直接结果，漏极节点上的电压信号与栅极节点上的电压信号大体上上是反相的。电感器414扮演了两个角色：其允许电流在NMOS与PMOS设备之间流动，以使这两个设备分担电流，并且使得与部件422相结合的谐振变换网络完整。 [0017] 匹配网络422结合电感器414形成了一个同时实现单端变换差分和阻抗变换的成块(lumped)平衡-不平衡变换器结构。图4b从质量方面示出了在图4a所示的PA的节点上呈现的电压波形。如图4b的顶部图表所示，节点405和406上的信号是反相的。节点403和404上的信号(图4b中间的图表)同样是反相的，并且是由前置放大器级420提供的。在图4b中可以观察到，放大器级421的相应输出和输入节点大体上上是反相的——例如节点406和404。 [0018] 前置放大器级420包括互补的MOSFET设备NMOS 410和PMOS 409，以及连接在节点404与403之间的电感器411。流经晶体管410的电流受连接至级输入节点402的栅极端子与连接至接地的源端子之间的电压差控制。晶体管410的漏极与级输出节点404相连。作为晶体管410的共源极配置的直接后果，漏极节点上的电压信号与栅极节点上的电压信号大体上上是反相的。同样，流经晶体管409的电流受连接至级输入节点401的栅极端子与连接至Vdd的源端子之间的电压差控制。晶体管409的漏极与级输出节点403相连。作为晶体管409的共源极配置的直接结果，漏极节点上的电压信号与栅极节点上的电压信号大体上上是反相的。电感器411扮演了两个角色：其允许电流在NMOS与PMOS设备之间流动，由此实现这两个设备之间的电流分担，并且它在谐振频率上消除了在放大器级421的输入端上体现的电容电抗。与级421相似并且如图4b的底部图表所述，节点401和402上的信号是反相的，而放大器级420的相应输出和输入节点的电压波形则是大体上反相的——例如节点404和402——如图4b的中间和底部图表所示。 [0019] 虽然图4所示的PA包括各自具有两个输入和两个输出的互补MOS放大器级，但是其行为乃至其设计限制因素及权衡与参考图1描述的内容大体上是相似的。通过假设在电感器411和414的中间点存在虚接地，本领域技术人员很容易对此加以理解。在这种情况下，图4的放大器级看起来像两个副本——即图1中彼此重叠的PMOS版本和NMOS版本的放大器级。由此，该放大器与图1的放大器具有相似的稳定性间题。晶体管413暗含(harbor)一个处于栅极节点404与漏极节点406之间的很大的寄生电容。匹配网络422与电感器一起呈现给漏极节点406的阻抗与谐振LC振荡回路的一个特性大体上等价。同时，在设备413的栅极，节点404和接地之间的寄生电容与电感器411的一部分的组合形成了一个谐振LC振荡回路。由此形成的这两个振荡回路的调谐频率必须足够相似，以便实现可接受的PA增益。对低于谐振频率的信号频率来说，漏极等价的LC振荡回路以及栅极LC振荡回路将会呈现电感阻抗，该阻抗连同节点404和406与晶体管413之间的电容一起形成了哈特利振荡器结构。 [0020] 同样，晶体管412暗含一个介于栅极节点403与漏极节点405之间的很大的寄生电容。匹配网络422与电感器414一起呈现给漏极节点405的阻抗与谐振LC振荡回路的一个特性大体上等价。同时，在设备412的栅极上，节点403和Vdd之间的寄生电容与电感器411的一部分的组合形成了一个谐振LC振荡回路。由此形成的这两个振荡回路的调谐频率必须足够相似，以便实现可接受的PA增益。对低于谐振频率的信号频率而言，漏极等价的LC振荡回路以及栅极LC振荡回路将会呈现电感阻抗，该阻抗连同节点403和405与晶体管412之间的电容一起形成了哈特利振荡器结构。 [0021] 如上所述，图4a示出的PA嵌入了两个哈特利振荡器结构。这些振荡器通过不同的共享组件而被坚固地耦合。然而，在自由运行的振荡状况中，并没有强制在PFET端节点(401，403，405)与NFET端节点(402，404，406)之间具有反相关系。因此，两种振荡模式将是可能的：差分模式振荡，其中PFET端节点和NFET端节点大体上反相，以及共模振荡，其中PFET端节点与NFET端节点大体上同相。这两种模式既可以独立出现，也可以同时在具有图4a所示结构的指定PA中出现，这一点取决于是否满足了这两种模式中的任一模式的振荡条件。此外，这两种振荡模式很可能具有不同的振荡频率。如果想要确保在这两种振荡模式的裕量充足的情况下不会满足振荡条件，那么将会在如图1A的PA的开发过程中产生大量设计限制条件。 发明内容[0023] 相应地，在一个实施例中提供了一种包含低阻抗射频(RF)放大器的设备。所述低阻抗放大器包括：第一晶体管，具有与放大器的RF输入节点相耦合的第一端子；与放大器RF输出节点相耦合的第二端子；以及与电源电压节点相耦合的第三端子。第一电感器耦合在RF输出节点与偏压节点之间。流经第一晶体管的电流主要是依照RF输入节点与RF输出节点之间的电压差确定的。第一电感器与RF输出节点上呈现的电抗谐振，以便提高第一晶体管在窄频率范围上看到的负载阻抗。在一个实施例中，第二放大器级与低阻抗放大器的RF输出节点相耦合。在一个实施例中，第二放大器级是共源极放大器。并且在一个实施例中，RF输入节点与RF输出节点上的电压大体上同相。 [0024] 在另一个实施例中，所提供的是一种包含了差分低阻抗RF放大器的设备。该差分低阻抗放大器包括：正极性正晶体管，具有与放大器的正极性RF输入节点相耦合的第一端子；与放大器的正极性RF输出节点相耦合的第二端子；以及与正极性的电源电压节点相耦合的第三端子。此外，在这里还包括一个负极性晶体管，具有与放大器的负极性RF输入节点相耦合的第一端子、与放大器的负极性RF输出节点相耦合的第二端子、以及与负极性电源电压节点相耦合的第三端子。正极性电感器耦合在正极性RF输出节点与正极性偏压节点之间。负极性电感器耦合在负极性RF输出节点与负极性偏压节点之间。流经正极性晶体管的电流主要是依照正极性RF输入节点与正极性RF输出节点之间的电压差确定的。流经负极性晶体管的电流主要是依照负极性RF输入节点与负极性RF输出节点之间的电压差确定的。正极性电感器会与在正极性RF输出节点上呈现的电抗谐振，以便提高正极性晶体管在窄频率范围上看到的处于RF的负载阻抗。负极性电感器与在负极性RF输出节点上呈现的电抗谐振，以便提高负极性晶体管在窄频率范围上看到的处于RF的负载阻抗。附图说明 [0025] 通过参考附图，本领域技术人员将会更好地理解本发明，并且将会更清楚地了解本发明的众多目标、特征和优点。 [0026] 图1a示出的是本领域已知的多级PA的一个示例。 [0027] 图1b显示的是示出了图1a给出的PA操作的波形。 [0028] 图2显示的是哈特利正弦振荡器的结构。 [0029] 图3示出的是与图1a相关联的级间匹配网络的结构。 [0030] 图4a显示的是以共源极配置的方式连接的多级PA的另一个示例。 [0031] 图4b示出的是在图4a所示的PA的节点上呈现的电压波形。 [0033] 图5b示出的是与图5a的实施例相关联的波形。 [0034] 图6a示出的是被配置成前级驱动器的本发明的差分实施例。 [0035] 图6b示出的是与图6a的实施例相关联的波形。 [0036] 图7a示出的是被配置成前级驱动器并且使用了PMOS晶体管的本发明的差分实施例。 [0037] 图7b示出的是与图7a所示的实施例相对应的波形。 [0038] 图8示出的是被配置成前级驱动器的本发明的四差分实施例。 [0039] 图9显示的是图8所示放大器的不同实施例。 [0040] 图10显示的是图8所示的放大器的不同实施例。 [0041] 图11显示的是被配置成输出放大器的本发明的单端实施例。 [0042] 图12显示的是被配置成输出放大器的本发明的差分实施例。 [0043] 图13显示的是一个可能的偏压部件电路。 [0044] 在不同的附图中使用了相同的参考符号来指示相似或相同的项。 具体实施方式[0045] 图5a显示的是作为用于驱动共源极的放大器级的输入端的低阻抗前级驱动器使用的本发明的一个实施例。根据本发明的一个实施例，图5a所示的系统包括负载512，其后跟随的是输出网络510、输出放大器级514、放大器级513。 [0046] 负载512被象征性地显示成电阻器，但是它也可以是任何接收功率放大器的输出信号的元件。输出网络510可以是任何功率放大器输出网络，其中包括但不局限于无源LC阻抗变换网络、基于变压器的输出网络、传输线网络、功率组合器或是可调谐的无源网络。输出放大器级514包括任何具有调谐输出振荡回路的RF功率放大器级。图5的实施例显示了本领域技术人员常用的这种功率放大器的一个示例。该示例是一个用晶体管509和电感器507形成的共源极放大器。虽然在图中将晶体管509显示成是NMOS设备，但是也可为其使用多种其他适当的有源设备。 [0047] 前置放大器级513使用了本发明的低阻抗放大器的实施例。它包括晶体管502、电感器504以及偏压部件506。放大器513的RF输入是在节点501上。放大器513的RF输出则是在节点503上，并且与后续的放大器级514的输入相连，以及与电感器504相连。晶体管502被显示成是NMOS晶体管，但其也可以是任何类型的有源元件，这其中包括但不局限于PMOS晶体管、双极性晶体管、HBT或MESFET。如所示，设备502的连接提供了一个朝上看着晶体管502的源极的低阻抗。换句话说，由于与节点503的其他部件相连，因此，与处于RF且从节点503到RF接地的阻抗相比，晶体管502在RF上的输出阻抗相对较低。本发明提供的低阻抗抑制了与设备509相关联的任何潜在的振荡状况以及与其栅极和漏极相连的电抗振荡回路。由此，与现有技术中的共源极前置放大器级相比，在被用作RF前置放大器时，本发明提供了稳定性提升的优点。 [0048] 如果促使放大器513的RF电压增益尽可能接近于归一值，那么将会是非常理想的。这种处理可以在晶体管502在RF频率上看到的负载阻抗很高的情况下实现。然而，来自放大器内部的寄生性以及来自放大器514内部的元件且与节点503相连的电容通常很大，并且会在RF频率上呈现出很低阻抗。在RF频率上，较高的负载阻抗是通过允许节点503上的电感与节点503上的电容在RF频率上谐振来实现的。在RF上，电感器504与连至电感器504的负载之间的谐振是在很窄的频率范围中发生的。换句话说，该谐振是在一个与信号的载波频率相比相对较小的频率范围发生的，并且不会在DC或基带频率上发生。通常，附着于节点503的电抗未必是纯电容性的。其有可能包括电抗元件组合。然而本发明在附着于节点503的总组合阻抗呈电容性的时候是最有效的。由于形成谐振网络的电抗部件具有寄生损失，因此可能存在一些阻抗的实分量。 [0049] 偏压部件506被用于产生与电感器504的另一个端子相连的偏置电压505。该电压的DC分量与节点503上的DC电压相同，这二者都是通过依照备509的理想偏压条件确定的。在大多数情况中，节点505在基础的RF信号频率上都是RF接地。然而更常见的是，节点505应该在基础的RF频率上具有相对于晶体管509的源极的低阻抗，以使其与设备509的输入电容形成并联的LC振荡回路。在DC和RF基频之外的频率上，节点505的特性可被调整，以便在整个系统中提供最优效率。举例来说，较为理想的是具有一个与节点505上呈现的RF信号振幅相关联的基带信号，以便实现设备509的依赖于振幅的偏置。或者，较为理想的是具有在节点505上呈现的RF基频的谐波，以便改善设备502的效率。在一些实施例中，部件50可以仅仅将节点505连至DC电源电压。在其他实施例中，部件506可以包括在基带中在节点505上保持恒定电压的放大器，以及从节点505到接地且在RF中在节点505上保持恒定电压的电容器。 [0050] 晶体管502的漏极与电源电压515相连。在大多数情况中，该节点是处于与接地相对的DC偏移并且几乎没有AC电压摆动的DC电源电压。然而更常见的是，电源电压515还可以是高于节点503的DC或是随时间变化的任何电压，以使其向电路提供电流。在期望线性运算的实施例中，我们还应该确保电源电压515足够高，以使晶体管502始终保持在其正向活性区中。虽然该图显示的是前置放大器513和输出放大器514分担电源515，但这两个级的电源不必是相同的。 [0051] 在图5b中显示了在(a)的放大器中呈现的波形的示例。RF节点501和503彼此大体上同相，然而由于与节点503相连的阻抗具有复杂的特性，因此预计这些节点的相位关系会有很小的变化。由于前置放大器513具有小于归一值的增益，因此，503的振幅要小于501的振幅。当设备502是NMOS晶体管时，节点501的DC电压要高于节点503的DC电压，以便用持续的电流来偏置设备502。当期望是线性放大时，电源节点515具有比节点501的峰值减去设备阈值所得到的差值更高的DC电压。偏压节点505具有处于波形503的平均值的DC电压。 [0052] 本发明实施例的低阻抗放大器与现有技术中的共源极RF放大器在若干特性上存在区别。无论如何偏置，该放大器级的实施例都提供的是小于归一值的电压增益，而共源极共源极放大器级则可以并且通常会被偏置，以便提供大于归一值的电压增益。在图5a的放大器级中，流经设备502的电流主要是通过栅极-源极电压、即从节点501到节点503的电压差确定的。因此，输出电压503直接控制了流经所述级的电流。相比之下，流经共源极放大器级的有源设备的电流对所述级的输出节点的电压并不敏感。本发明的放大器级的输入和输出波形彼此大体上同相。相比之下，现有技术中的共源极放大器的输入和输出波形大体上上是反相的。 [0053] 在图13中显示了偏压部件506的实施例的一个示例。扼流圈1306以与节点505串联的方式放置，以便阻止节点上呈现的RF电流进入所述部件的剩余部分。由于运算放大器1302是以单一性增益(unity-gain)配置的方式连接的，因此，参考符号1303定义的是置于节点505和1305的DC电压。运算放大器1302的带宽确定了节点505上的基带包络信号振幅。 [0054] 图5a的实施例是单端的，但是本发明也可以像图6a中那样以不同的方式构建，其中图6a显示的是被配置成差分前置放大器的本发明的放大器实施例。如果输出信号必须是差分的，那么将会使用差分放大器。所述差分放大器具有自己的优点。首先，由于偏压部件606和电源节点617具有较小的RF电流，因此，其对差分配置的需求将会放宽。其次，差分放大器会从偶次谐波的消除中受益。 [0055] 本发明的差分放大器621包括正极性放大器和负极性放大器。正极性放大器由晶体管602和电感器604组成，并且具有正极性输出603。负极性放大器则由晶体管607和电感器609组成，并且具有负极性输出608。该配置提供了一个反向朝着设备602和607的低阻抗，并且这个低源极阻抗抑制了与输出级设备613和616及其栅极和漏极上的振荡回路相关联的任何可能振荡。 [0056] 设备613的输入电容形成了与正极性输出603相连的正极性电抗的一部分。设备616的输入电容形成了与负极性输出608相连的负极性电抗的一部分。正极性和负极性电抗网络具有彼此异相的电流和电压。结果，电流会在这两个振荡回路之间以不同方式来回传播。在平衡了正极性和负极性放大器的时候，中心节点605是一个RF虚接地，并且偏压部件606不需要在RF基频上运送大量电流。部件606被用于设置差分输出603和608的DC共模等级，但是不需要具有扩展至RF的带宽。虽然晶体管613和616的源极被显示成与接地相连，并且所述接地是部件606连接的相同电源，但是这些电源不必是相同的。电感器 604和609通常会一起连接至单个节点605。然而，如果在设备613和616中需要不同的偏压状况，那么可以将节点605拆分成正极性和负极性偏压节点，其中所述节点是来自偏压部件606的单独输出。 [0057] 电源电压617向正极性和负极性放大器提供的主要是DC电流。然而，从每一个放大器的增益都小于归一值的意义上讲，从栅极到源极具有一个在RF基频上产生流经设备602和607的电流的RF电压。该电流在正极性和负极性放大器之间是异相的，并且由此将被消除。虽然电源电压617被显示成是放大器621和输出放大器622的电源，但是这些电源不必是相同的。 [0058] 输出放大器622包括正极性共源极放大器和负极性共源极放大器。正极性放大器由晶体管613和电感器611组成，并且具有正极性输出节点612，而负极性放大器则由晶体管616和电感器614组成，并且具有负极性输出节点。差分输出612和615被传递至输出网络618，该网络将会执行阻抗变换和差分-单端转换。 [0059] 在图6b中显示了用于图6a的实施例的波形。输入601和610处于相反的差分相位，但是处于相同的共模等级。输出603与输入601同相，并且输出608与输入610同相。由于放大器621具有小于归一值的增益，因此，输出603和608的振幅小于输入601和610的振幅。在603和608的共模等级，节点605是DC或基带信号，并且被设置在一个与接地相对的偏移上，其中所述偏移将会确定流经晶体管613和616的DC电流。在线性运算中，电源节点617被设置成大于节点601和610的峰值电压减去设备阈值所得到的差值，以使晶体管602和607始终保持在其前向活性区中。 [0060] 图6的差分放大器还可以用图7所示的PMOS晶体管实现。该放大器与图6的放大器相似，但其是上下翻转的。本发明的低阻抗放大器720包括具有PMOS晶体管702和电感器704的正极性放大器以及具有PMOS晶体管709和电感器707的负极性放大器。所述放大器具有驱动输出放大器级721的输入端的正极性输出703以及负极性输出708。每一个正极性和负极性放大器的输入与输出之间的电压差定义了流经该放大器的电流。节点705是一个具有设置了输出放大器中的设备711和714的偏压点的RF虚接地。偏压部件706需要将节点705上的预期电压设置在DC或基带上。图中的输出放大器级还被显示成具有PMOS类型，并且具有有源PMOS设备711和714。然而，如果恰当设置了DC电平或是在两个级之间包含了DC部件，那么PMOS放大器720还可以驱动与图6的622相类似的NMOS版本的输出放大器。 [0061] 在图7b中可以看到与图7a的实施例相对应的波形。节点701和703彼此大体上同相，但其具有DC偏移，而节点710和708彼此则大体上同相，并且具有相同的DC偏移。由于有源设备702和709是PMOS设备，因此，输入节点701和710的平均电压小于输出节点703和708的平均电压。节点705上的电压低于作为设备711和714的源极的717的电压，并且将会设置流经输出放大器级721的偏置电流。 [0062] 依照本发明实施例的低阻抗放大器还可以作为图8所示的四差分放大器来实施。四差分放大器839是作为前置放大器配置的。其后跟随的是四差分输出放大器840，其中所述放大器向输出网络836提供四差分信号827、833、824以及830。输出网络836包括允许将两组差分输入组合成单端输出837的功率组合器。 [0063] 放大器839包括层叠在图7的PMOS放大器下方的图6的NMOS放大器。设备805的电流是依照节点801和804的栅极-源极电压差设置的。设备806的电流是依照节点802和807的电压差设置的。节点810的DC电压是依照设备823和829的需求设置的，并且节点813的DC电压是依照设备828和834的偏压需求设置的。节点813和810可以是DC电压，或者作为替换，这两个节点中的任何一个可以具有作为更宽的偏压回路的一部分呈现的基带信号。由于这两个层叠放大器是差分的，因此节点813和810是虚接地，并且偏压部件814和809不需要具有RF带宽。在一些情况中，较为理想的是在部件814和809的输入端包含电感扼流圈，以便限制RF电流进入这些部件。 [0064] 在部件839内部，NMOS放大器的偏置电流会被PMOS放大器的偏置电流分担。电源节点812是一个中间电源，其具有介于841的电压与接地之间的电压。节点812上的电压由偏压部件811产生。对线性运算来说，节点812应被放置成致使NMOS设备806和818以及PMOS设备805和817全都保持在其前向活性区中。对于非线性或饱和放大器来说，该需求并不适用，并且节点812应该位于813与810的电压之间。在一些情况中，节点812是DC电压，部件811是被设计成保持电压恒定的放大器。在其他情况中，部件811是不存在的，并且节点812是依照NMOS和PMOS放大器的输出阻抗设置的。在其它情况中，节点812的低频电压是以一种将电压812保持在预期基准的方式而被反馈到放大器输入端的偏压的。在一些情况中，节点812不会短接在正极性和负极性上，由此，流经设备805的偏置电流与流经设备806的偏置电流相同，流经设备817的偏置电流与流经设备8181电流相同，并且电流在正极性与负极性端之间不会混合。 [0065] 节点807和804彼此通常是同相的，并且在RF上可以使用可选的电容器843或是通过在电感器808与803之间引入磁耦合来将其连接在一起。节点819和816彼此通常是同相的，并且在RF上可以使用可选电容器842或是通过在电感器820与815之间引入磁耦合来将其连接在一起。在一些实施例中，这样做有助于确保信号保持恰当校准的相位，而不用考虑NMOS与PMOS信号路径之间的不平衡性及差异。 [0066] 输出放大器840包括层叠在图7的PMOS共源极输出放大器下方的图6的NMOS共源极输出放大器。虽然该图显示的是四差分输出放大器，但是其他输出放大器也是可以使用的。举例来说，如果在两个级之间放置了组合网络，那么可以使用图6的差分放大器、图7的差分放大器721或是图5的单端放大器514。 [0067] 在图9中可以看到形式略有不同的图8的设备。当前置放大器和输出放大器上的NMOS放大器的电压相似时，以及当前置放大器和输出放大器的PMOS放大器上的电压相似时，这种形式是非常恰当的。图8的偏压部件811会被这两个级之间的电感器942移除和替换。在该配置中，输出级执行了偏压部件811的功能。 [0068] 在图10中可以看到另一个形式略有不同的图8的设备。该版本的区别在于移除了图8的偏压部件809，并且该部件被电感器1039所取代。这种配置的益处在于很好地控制了节点1027、1033、1024和1030的DC电压，并且这些电压是依照反馈设置的。PMOS设备1023和1029是低频连接的二极管。在该配置中，偏压1013被保持在DC电平，并且通过电感器1039的反馈将会设置DC工作条件。 [0069] 虽然图10是结合节点1013上的DC偏压以及针对节点1010的反馈显示的，但是相反特色的配置也是可能的。节点1010可以由偏压部件保持在恒定偏压上，而节点1013则会与电感器1039相连，并且短接至输出级的输出。 [0070] 本发明的实施例的一个应用是作为功率放大器的前级驱动器。在图5-10中呈现了这种用途。本发明的另一个应用是作为低阻抗的RF输出放大器，在图11中显示了该放大器的一个实施例。对具有低负载阻抗的系统来说，这种用途是非常有益的，或者该用途在不需要很大输出电压摆动的时候也是非常有益的。低阻抗放大器1113产生与输出网络1110相连的RF输出1103。在放大器1113的内部，NMOS晶体管1102在其栅极接收RF输入，其具有与电源节点1115相连的漏极，并且在其源极上产生RF输出1103。电感器1104与RF输出1103以及偏压节点1105相连，并且向放大器提供DC电流。此外，电感器1104还充当谐振元件，以便与较大的电抗网络一起增大晶体管1102看到的负载，以及提升节点1103上的电压摆动。在一个实施例中，谐振电抗网络只包括电感器1104以及节点1103上的寄生电容。在这种情况下，输出网络1110仅仅是一个短路。在另一个实施例中，谐振电抗网络包括节点1103上的寄生电容与网络1110内部的电抗元件的组合。虽然电感器1104被绘制成是简单的电感器，但是它也可以是变压器的初级线圈，并且该变压器的次级线圈是输出网络的一部分。在另一个实施例中，偏压部件1106包括接地短路，由此节点1105是接地的，并且流经设备1102的偏置电流是由RF输入端1101上的DC电压设置的。 [0071] 在图12中显示了使用本发明的低阻抗RF放大器作为输出放大器的第二设备。差分低阻抗输出放大器1221具有差分RF输入1201和1210以及与输出网络1218相连的差分RF输出1203和1208。正极性放大器包括晶体管1202和电感器1204，并且负极性放大器包括晶体管1207和电感器1209。在本申请中，偏压部件1206通常是不存在的，并且节点1205要么接地，要么通过电感器接地。虽然在图中将电感器1204和1209显示成是简单的电感器，但是它们也可以是变压器的初级线圈，并且所述变压器的次级线圈是输出网络的一部分。 |
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