高效放大器对于RF应用是很重要的。典型的RF设备使用便携电源，例 如电池。当对电池的需求减少时，RF设备的工作得到增强。然而，便携设备 的RF电路成为对便携设备的电源的最大需求之一。特别是RF电路中的放大 器消耗可观的电功率。
有不同的RF信号传输方法。在一些方法中，要发送的信息被完全编码 在要发送的RF信号的相位中。GSM是其中要发送的信息被完全编码在RF 信号的相位中的典型标准。在其他方法中，至少一些信息被编码在RF信号 的幅度中。在后一种情况中，在RF放大器电路的设计中尝试提高相互冲突 的目标是很重要的。第一个目标是高平均效率，这会更好地利用电源的可用 电功率。第二个目标是高线性，从而放大器不会使携带幅度信号的信息失真。 有不少技术和标准对RF信号携带的一些或所有信息使用RF幅度。
现代无线数据传输方法意在提供高数据速率，因为RF信号上携带的业 务量包括话音和大比特量的数据业务，范围从文本消息到图像数据、视频数 据和因特网协议数据。第三代(3G)无线通信方法利用频谱效率高的可变包 络调制方案。一个这样的方案是混合移相键控(HPSK)方案，它被宽带码分 多址(WCDMA)标准采用。在WCDMA中，由于发射机电路失真而引起的 频谱再生被严格限制。这常常转变为对构成发射机链路的末端并且负责处理 最高信号电平的射频(RF)放大器的严格和挑战性的线性要求。
另一个重要的设计准则(尽管是相矛盾的)是放大器功耗。由于RF放 大器消耗便携设备中的电池电量的很大一部分，因此它们的功率效率对于设 备在需要再充电或替换电源(如电池)之前的工作时间有直接和决定性的影 响。应当在不影响放大器线性的前提下使放大器的峰值功率电平处效率最高。 然而，此外效率在功率补偿(power back-off)期间也应当高。在这两种状况 下都实现高效，这在实践中被证明是有困难的。例如，WCDMA标准要求连 续进行功率控制(衰减)和自适应地强制实现基站接收的信号均衡，而不管 基站的覆盖区内的手机离基站的距离如何。因此，RF放大器应当呈现高平均 效率以延长电池寿命。放大器的偏置(bias)应当是自适应的。对于小信号的 情况，静态电流应当保持其最小值以提高效率。对于大信号的情况，电流应 当自动升高从而实现高线性。
RF放大器中传统上采用AB(或B)类偏置来提供自适应偏置电流。有 多种类型的实现自适应偏置电流的放大器。一种类型的放大器通常称为电感 基极偏置馈电放大器(inductor base bias feed amplifier)。在该电路中，电感连 在输出晶体管的基极与偏置电流电路的输出之间。一个变型方案是基极自偏 置控制电路，它在偏置电流电路中添加了用于反馈的电流反射镜，以增加电 流倍增效果。在Shinjo，et al，“Low Quiescent Current SiGe HBT Driver Amplifier Having Self Base Bias Contro Circuit”，IEICE Trans.Electron.，vol. E85-C，no.7，pp.1404-1411，July 2002中讨论了电感基极偏置馈电放大器的电 流反射镜反馈变型方案(基极自偏置控制)。
对这些和其他使用电感的放大器电路认识到的问题包括电感占用的实际 空间量。电阻(典型地是少量的多晶硅)占用的空间比电感少的多。电阻基 极偏置馈电电路省去了电感，但电路的反向阻抗要求需要高值的电阻。然而， 当输出晶体管的基极电流增加时，连接到输出晶体管基极的电阻两端的压降 也是如此。共发射极放大器的基极电流的任何增加将导致在基极处的电压降 低。在大信号情况下随后基极-发射集电压(Vbe)的降低大大限制了电流提升。 电阻值越高(对于阻抗要求是有利的)，偏置电路越类似恒定偏置电流(其中 集电极电流不能随着功率输入(Pin)增加而升高)。
电阻基极偏置馈电的变型方案加入额外的偏置电流电路，以将电流馈送 到输出晶体管的基极。在Taniguchi et al.“A Dual Bias-Feed Circuit Design for SiGe HBT Low-Noise Linear amplifier”，IEEE Trans.Microwave Theory Tech.， vol.51，no.2，pp.414-421，Feb.2003中讨论了具有电阻基极偏置的双偏置电 路。
为了实现线性，使用电阻负反馈(degeneration)，但是以放大器增益为代 价。电阻连接到输出晶体管的发射极。在该电路配置中，发射极电阻升高输 出晶体管的发射极处的电压，从而减少基极-发射极压降(VBE)，并相应地减 少上述偏置方案的电流提升效果。电感负反馈避免了升高发射极电压，但是 如上面所述，电感由于容纳电感所需的空间量而带来了制造问题。

本发明提供一种放大器的自适应偏置方法和电路，其提供至少部分地基 于检测的放大器电路输入功率的大幅电流提升。本发明的方法和电路提供基 于检测的输入功率的附加偏置电流。本发明的电路可以是简单、节省面积、 低功率、稳定和数字可编程的。此外，本发明的方法和电路可以结合多个包 括具有电感和/或电阻负反馈的放大器的放大器电流配置使用。
附图说明
图1是根据本发明实施例的自适应偏置的放大器电路的方框图；
图2是图1中的自适应偏置电流提升模块的方框图；
图3是根据本发明实施例的自适应偏置电流电路；以及
图4示出根据本发明实施例的示范性多级RF放大器的一半。

本发明的实施例对RF放大器的偏置电路提供基于输入功率的电流提升。 在本发明的优选实施例中，差动晶体管对读出RF放大器的正和负输入电压 的输入功率差。随着输入到差动RF放大器的功率增加，差动晶体管对的输 出电流被削波(clip)，提供响应于输入功率电平的高平均电流。差动晶体管 以低静态电流偏置，使得它们的集电极电流将在大信号状况期间被削波，从 而它们的平均(dc)集电极电流升高到静态电平以上。低通滤波器去除谐波， 并且产生与输入功率成正比的电流提升ΔI。该电流提升被提供给RF放大器 的偏置电路。最好，提供包括数字可编程的电流反射镜在内的一个或多个电 流反射镜，来倍增提供到RF放大器偏置电路的电流提升ΔI。将与输入功率 成正比的额外dc电流通过数字可编程偏置电流反射镜网络施加到RF放大器。
本发明的自适应偏置电路可应用到不同类型的RF放大器。本发明的偏 置电路可以用于抵消电阻负反馈的影响。本发明优选实施例的RF放大器电 路使用电阻负反馈，电阻连接到输出晶体管的发射极。电流提升偏置电路读 出输入功率，并且提供电流提升来维持高效的、随着输入功率升高而增加的 自适应偏置电流。在电阻负反馈提供线性的同时，维持输出晶体管处用于放 大的基极-发射极电压VBE。
现在将参照附图描述优选实施例。通过优选实施例的描述，本领域技术 人员将将理解本发明更广阔的方面。本领域技术人员还将认识到，由于可以 使用本发明的原理提供高平均效率和高线性，本发明的自适应偏置电路和方 法可普遍应用于AB/B类的多种RF放大器电路。
图1示出示范性实施例RF放大器。在图1中，偏置电路10提供偏置电 流Icq1给包括正输出端12p和负输出端12N的输出放大器12。自适应偏置电流 电路14读出RF放大器的正和负电压VIP和VIN之间的输入功率差，并且提 供电流提升ΔIcq+Ienv(t)，其中Icq是提供给自适应偏置电流带内路14的静态电 流。首先将讨论电流提升的dc部分ΔIcq，同时优选实施例电路还有利地提供 了包络电流Ienv(t)，并且将在下面进行讨论。dc电流提升ΔIcq与输入功率成正 比，并且被提供到偏置电路10以响应于输入功率升高而增加静态电路。尽管 图1未示出，但是如果电阻被施加到输出放大器12的晶体管的发射极，则电 流提升可以用于抵消电阻负反馈的影响。图1示出自适应偏置电流电路14接 收正和负输入电压。这些电压可以通过单个输入端(如果相对于地电位或其 他参考电位)接收或者通过包括两个输入端的差动输入端接收。
现在参照图2，示出优选实施例的自适应偏置电流电路14的总的特征。 差动检测器16读出放大器12的正和负输入电压VIP和VIN的输入功率差。检 测器16最好实现为差动晶体管对，它产生与输入功率差成正比的电流。随着 输入到差动RF放大器的功率的增加，在大输入功率状况期间，检测器16的 输出电流响应于输入功率电平而提供高平均电流。低通滤波器18去除谐波， 并且与输入功率成正比的电流提升ΔIcq+Ienv(t)被提供到电流倍增器20，例如 电流反射镜，用于将电流提升的电平按倍增倍数增加。可编程电流倍增器22 提供额外的电流提升。总的倍增倍数可以定义为KN，其中K是倍增器20的 常数K，而N是倍增器22的倍增倍数，在这种情况下，倍增倍数是 KN(ΔIcq+Ienv(t))。该电流提升被提供到RF放大器的偏置电路24。偏置电路24 因此接收与输入功率成正比的额外的dc电流和包络电流。在本发明优选实施 例的自适应偏置电流电路中，在dc电流ΔIcq上部提供包络电流Ienv(t)。假设 在频率ω1和ω2上的双音(two-tone)正弦波输入，则包络信号由Ienv(t)＝ Ienvcos[(ω2-ω1)t+Θenv]给出，其中Ienv和Θenv分别表示包络信号的幅度和相位。 包络信号的幅度可以由可编程电流倍增器22和静态电流值改变，并且低通滤 波器18决定包络信号的相位。可以控制包络信号的相位和幅度来消去RF放 大器中的三次谐波。例如参见V.Leung，J.Deng，P.Gudem和L.Larson， “Analysis of Envelope Signal Injection for Improvement of RF Amplifier Intermodulation Distortion，”Proc.IEEE Custom Integrated Circuit Conf.，pp. 133-136，Oct.2004。
图3示出优选实施例的自适应电流偏置和放大器电路，用于提供自适应 偏置电流来向RF放大器偏置电路25提供额外的偏置电流。静态电流偏置提 供电路26向差动晶体管检测器28提供低的静态电流，差动晶体管检测器28 包括差动晶体管Q1和Q2，通过两个电容器(C1、C2)读出RF放大器的差动 输入信号Vip和Vin。电容器C1和C2应当具有小的值(例如，50fF)。应当选 择电容器C1和C2的值使对自适应电流偏置电路连接到的RF放大器的负载最 小。
信号检测由差动晶体管28中的两个双极晶体管(Q1、Q2)完成。晶体管 Q1和Q2配置成为共发射极放大器。晶体管Q1和Q2最好以很低的静态电流(例 如20μA)偏置。选择静态电流偏置使功耗最小化，同时还提供用于放大的足 够的电流提升电平。在低静态电流偏置的情况下，晶体管Q1和Q2的集电极 电流在RF放大器正常工作期间出现的大信号状况期间，将容易且剧烈地削 波。触发削波的输入信号状况的预定电平是可以由技术人员决定的设计选择， 技术人员将能够决定适合实现本发明的特定设计选择的晶体管大小、静态电 流和其他电路部件数值。
当功率电平达到出现削波的程度时，削波电流的平均电流(Iave)或dc 部分将升高到静态电流电平(Icq)以上。即，Iave＝Icq+ΔI。信号电平越高，得 到的平均电流就越大。集电极电流IQ1、IQ2被电流加法器30相加。
要注意两个集电极电流(IQ1、IQ2)性质是不同的。尽管具有相同的平均 电流，但它们的(RF)信号分量有180°相位差。因此，当在晶体管M1的漏 极处将这两个电流相加时，该信号部分被消去。M1的电流(IM1)于是包含两 倍的平均电平。总之，IM1与输入信号电平成正比。
当出现如此严重的电流削波时，产生许多谐波和互调失真分量。将在M1 的漏极处的信号综合将消除一次、所有的偶数次失真。然而，奇数次谐波分 量将保留(以及dc分量Iave)。如果IM1被直接反馈到RF放大器以补充其静 态电流(Icq)，则失真分量将为RF信号调制，从而降低放大器线性性能。低 通滤波器32消除可能导致放大器的线性性能降低的失真分量。
由位于M1和M2的栅极之间的单极点(single pole)对电流IM1执行低通 滤波。选择Rlp和Clp的值使得极点频率足够低以提供对失真分量的充分滤除。 然而，如果极点频率设置得过低，则平均电流将不能随着信号包络足够快地 响应，不能达到自适应偏置控制的目的。在我们仿真的信号带宽约为5MHz 的示范性实施例的WCDMA放大器中，极点被设在1.4MHz(Rlp＝18KΩ， Clp＝6.4pF)。仿真和试验证实了在良好的失真消除和快速包络跟踪之间的良好 折衷。这些参数和考虑可以用来选择低通滤波器中的适当的极点频率以及电 阻和电容值。
在低通滤波之后，IM1以1∶1的比例被镜射(mirror)到M2的漏极。在 Q3的集电极处减去静态电流(2Icq)。得到的电流被送到电流反射镜34，具体 是Q4的集电极。Q4的集电极电流IQ4等于2Iadv-2Icq＝2ΔI这里，得到了与放 大器输入电平Pin直接成正比的dc电流(IQ4)。该电流基于输入功率的检测信 号，并且可以直接添加到提升偏置电路，或者，最好进一步倍增以提供额外 的电流提升。
在图3的示例实施例中以两级提供电流倍增。电流反射镜34提供恒定比 例电流倍增。具体地说，电流IQ4由Q4和Q5镜射。在示例实施例中，1∶4 的电流反射镜射比将放大RF放大器对于给定输入电平的放大功率检测器控 制偏置的电流提升效果。晶体管对M3-M4然后将反转电流流动的方向，并且 传送dc电流来补充RF放大器的偏置电路25处的静态电流(Icq1)。
可编程电流反射镜36提供第二电流倍增。M3与M4之间的镜射比是数字 可编程的。这使得能够灵活控制放大器的电流提升效果，以补偿工艺和温度 变化。作为一个例子，M4的总晶体管大小可以是M3的8倍。根据2位的数 字控制，从而M4的8、6、4和0个单元可以被断开。因此，镜射比可以被数 字编程为1∶0(有效地禁用了功率检测器控制电路)，或者逐渐增加到1∶2、 1∶4或1∶8。总之，示例实施例的自适应偏置电流电路(其中，反射镜34 具有1∶4的比例，而M4的晶体管大小是M3的8倍)可以将RF放大器的静 态电流补充0、16、32或64倍IQ4，其中IQ4与Pin成正比。由于电流提升不 依赖于放大器基极电流或者输出功率，因此没有反馈，从而自适应偏置电路 和方法本质上稳定。电路用低静态电流偏置消耗很小功率，并且对于半导体 制造中实现是紧凑的。
图3电路的自适应偏置输出在图4中标为Bias1，并且被用作图4所示的 示例实施例的两级放大器的偏置电流源。为了简单起见，图4示出放大器电 路的一半，本领域技术人员将理解电路的相同的另一半将产生相位相反的输 出功率。图4的电路是适合用于例如WCDMA移动电话发射机应用的低功率 驱动器放大器的电路。
放大器是双路两级单端设计。图4示出放大器的一条路径。另一条路径 未示出，但是是相同的，并且产生相位相反的输出功率。第一级是提供可变 增益的共射共基放大器(cascode amplifier)38。可变增益量是由控制电压Vctrl 的电平决定的。共射共基放大器38包括负反馈电阻40以提供线性。第二级 是共发射极放大器42。共发射极放大器提供功率匹配，并且包括负反馈电感 44以提供线性。图3示例实施例电路提供的Bias1自适应地调节电流消耗以 在大信号状况下实现良好的线性性能，并且在功率补偿期间保持高效率。 Bias2可以是例如正常AB/B类偏置电路。或者，它可以是本发明的自适应偏 置电路，其中电压输入将是共射共基放大器38的输出电压。提供Bias1的偏 置电路和提供Bias2的偏置电路由放大器的第二路径共享(对于产生相位相 反的输出功率的第二路径，不要求单独的偏置电路)。图4的实施方案是一个 示例，并且本领域技术人员将认识到图3的自适应电流偏置电路提供自适应 偏置电流的方法可以应用到其他AB/B类放大器电路。本领域技术人员尤其 应当理解本发明的原理可广泛应用到其他类型的RF放大器。
本发明的提供自适应偏置电流的方法和自适应偏置电流电路提供电流提 升来补充RF放大器在高功率电平的静态电流。本发明的电路可以实现为低 功率、紧凑和数字可编程的实施方案，并且它们的性能本质上稳定。本发明 的自适应偏置电路可以为具有电阻负反馈的放大器提供AB/B类偏置。
尽管示出和描述了本发明的特定实施例，但应当理解，其他修改、替代 和替换对于本领域普通技术人员来说是显然的。可以在不背离权利要求书所 确定的本发明宗旨和范围的前提下，进行这些修改、替代和替换。
本发明的各种特征在权利要求书中阐述。