放大装置以及多赫尔蒂放大电路的控制方法 |
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| 申请号 | CN200780052668.9 | 申请日 | 2007-04-20 | 公开(公告)号 | CN101669281B | 公开(公告)日 | 2012-03-21 |
| 申请人 | 富士通株式会社; | 发明人 | 冈崎洋介; 前田宏明; 小野孝司; 本田弘毅; 志泽义信; | ||||
| 摘要 | 本 发明 涉及放大装置以及多赫尔蒂放大 电路 的控制方法，其目的之一在于可以根据电路常数被设定为满足E级工作条件的 放大器 的输出功率来控制(优化)所述电路常数(例如电容器的电容值)。因此，本发明的放大装置构成为包括：放大器(20)，其被设定了满足E级工作条件的电路常数；功率检测单元(17、18)，其用于检测该输出功率；控制单元(19)，其根据该检测输出功率控制所述电路常数。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种放大装置，其特征在于，该放大装置包括： |
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| 说明书全文 | 放大装置以及多赫尔蒂放大电路的控制方法技术领域[0001] 本发明涉及放大装置。本发明例如适用于无线基站等的无线装置中的高频放大。 背景技术[0002] 近年来，在无线基站用的放大器开发中，使装置小型化的期望非常地高。因此，作为高效率电路技术，研究开发有多赫尔蒂(Doherty)放大电路技术、E级放大电路技术等。 [0003] (多赫尔蒂放大电路) [0004] 例如如图13所示，多赫尔蒂放大电路(以下，简称为“多赫尔蒂电路”)是由被称为主放大器(也称为载波放大器)101和峰值放大器102的两个放大器、1/4波长(λ/4)线路103、104构成的高效率电路。 [0005] 即、该图13中所示的多赫尔蒂放大电路构成为，主放大器101和峰值放大器102并联连接的同时，峰值放大器102的输入及主放大器101的输出上分别设置有λ/4线路103、104。 [0006] 此处，通常的并联连接放大器是将两个放大器的偏置条件设定为相同，但在多赫尔蒂放大电路中，需要改变两个放大器101、102各自的偏置条件。即、通常主放大器101被设定为A级或AB级偏置，并且峰值放大器102被设定为B级或C级偏置，以使相比于主放大器101成为去掉了偏置电流的状态。 [0007] 其结果，在输入信号电平低时，峰值放大器102根据上述偏置设定成为截止状态，输入信号被载波放大器101放大，当输入信号电平为一定值以上时，载波放大器101开始饱和，峰值放大器102处于导通状态，主放大器101及峰值放大器102双方都工作，以使由峰值放大器102补偿由载波放大器101的饱和引起的增益下降量。 [0008] 由此，在多赫尔蒂电路中，在输入信号电平低时只有主放大器101工作，在输入信号电平为一定值以上时两个放大器101、102双方都工作(换言之，只有在输入信号电平为一定值以上时峰值放大器102才工作)，因此可以高效率地工作。 [0009] (E级放大电路) [0011] 图14示出了E级放大电路的构成例。该图14所示的E级放大电路构成为包括：双极晶体管或场效应晶体管(FET)等的开关元件201；与该开关元件201并联连接的输入电感器202；LC谐振电路，其由串联连接在开关元件201的输出电感器203(电感值Ls+ΔL)和并联连接在该输出电感器203的电容器204(电容值Cm)构成；以及并联连接在开关元件 201的电容器(并联电容器)205(电容值Cp)和负载电阻206(阻抗值Z0)。另外，上述LC谐振电路也可以构成为输出电感器和电容器串联连接。 [0013] 由此，在该E级电路中，由开关元件201控制通/断，从而在开关元件201是通的期间，在开关元件201上流过电流，在开关元件201是断的期间，并联电容器205上流过电流。 [0014] 其结果，在开关元件201中的电压波形和电流波形在时域上不重复，不存在开关元件201上的损失，因此改善工作效率(直流(DC)-交流(AC)变换效率)。 [0015] 并且，通过串连连接在开关元件201的输出侧的上述LC谐振电路，去除电路中产生的高频电流，可以仅放大基本波。 [0016] 另外，作为已知的高效率放大电路，其他还有下述专利文献1～3及非专利文献1中记载的技术。 [0017] 专利文献1的技术涉及线性功率放大器、特别是涉及具有复用载波频率的信号用的微波功率放大器，其提供一种在功率电平的宽范围线性放大噪声状的复用载波信号的功率放大器，并且其目的是提供一种在输入驱动信号电平的宽范围达到高的DC/RF变换功率的低损耗(DC/RF效率良好)的放大器以及放大方法。因此，专利文献1中，记载有将被偏置的多个放大器网络多级连接，以使在前级的放大器效率低下时进行响应的结构。 [0018] 专利文献2的技术涉及集成型的可同步的高效率的功率放大器，其可以由控制信号调整构成功率放大器(E级放大器)的无效元件(电感器和电容器)的电感和电容，从而可以生成在调整范围内具有高Q值、在宽范围的输入信号频率内高频成分低、且对频率敏感的高质量的输出。 [0019] 专利文献3的技术的目的是提供2个放大器的双方共同输出端阻抗匹配适当的高效率放大器，因此，在2个放大器的输出端上分别具有通过匹配电路连接的阻抗变换器，并且具有连接在两阻抗变换器的输出端而输入合成上述各放大器的放大输出的合成器。通过该电路结构，可以不依赖于各放大器的工作状态而使各放大器的输出达到设计值的阻抗。 [0020] 专利文献1：日本特表2001-502493号公报 [0021] 专利文献2：日本特表2003-504906号公报 [0022] 专利文献3：日本特开2003-188651号公报 [0023] 非 专 利 文 献 1 ：S.C.Cripps，“RF Power Amplifiers for WirelessCommunication.Nor wood”，MA：Artech House，1999，pp.145-178[0024] 上述多赫尔蒂电路根据输出功率(输出电平)，其工作变得不同。 [0025] 即、如果将λ/4线路104的特性阻抗设为R0(＝50欧)、将多赫尔蒂电路的输出负载设为R0/2，则在输入信号电平低的低输出工作时，只有主放大器(载波放大器)101工作而峰值放大器102不工作，因此如图15中示意地示出那样，峰值放大器102的输出阻抗(理想状态下)处于开放状态，并且由于λ/4线路104的特性阻抗为R0，因此主放大器101的输出阻抗的输出负载R0/2被变换阻抗而显示出2R0＝100欧。 [0026] 相对与此，输入信号电平高的高输出工作时，峰值放大器102也与主放大器101一起工作，因此如图16中示意地示出那样，各自的放大器101、102示出的负载阻抗成为R0＝50欧。此时，λ/4线路104的特性阻抗也为R0，因此不进行根据该线路104的阻抗变换(R0的匹配状态)，载波放大器101的输出阻抗也成为R0＝50欧。 [0027] 此处，假设组合了作为高效率电路技术的多赫尔蒂电路和E级电路时，即假设在构成多赫尔蒂电路的两个放大器101、102上适用E级电路结构时，E级电路中，由于输出负载(负载阻抗值Z0)也成为设计参数的一个，因此根据与上述的输入信号电平相应的载波放大器101的输出阻抗(即、多赫尔蒂电路的输出阻抗)的变化，负载阻抗值Z0也变动，导致图14所示的电路常数LS、Cm的设计值(最佳值)发生变化(参照图17)。其中，图17中，Cp、ΔL的负载阻抗值在50～100欧的范围内基本不变化。 [0028] 其结果，如图18所示，将负载阻抗值Z0作为固定值时，根据上述多赫尔蒂电路的输出阻抗的变动，放大效率下降。 [0029] 关于该课题，已知的专利文献1～3以及非专利文献1没有揭示也没有给出技术启示，从而既没有揭示有关解决上述课题的手段也没有给出技术启示。上述专利文献2中，虽然记载了可以由控制信号来调整无效元件的电感和电容的方案，但由于与本发明的目的和课题不同，因此可以从后述的记载中了解到，其控制的目的、原因也与本发明大相径庭。 发明内容[0030] 本发明是鉴于上述课题而提出的，其目的之一在于，可以根据输出功率(输出阻抗)优化控制E级放大器的电路常数。 [0031] 并且，其目的之二在于，在适用E级放大器的多赫尔蒂电路中，可以在任意的输出阻抗下得到最优的放大效率。 [0032] 另外，不限于上述目的，将作为根据后述的实现发明的最佳实施方式所示的各结构所产生的作用效果、达到由已知技术得不到的作用效果的目的也可以作为本发明的另一目的。 [0033] 为了达到上述目的，本发明中使用如下所示的放大装置。即、 [0034] (1)本发明的放大装置的要旨是，该放大装置包括： [0035] 放大器，其被设定了满足E级工作条件的电路常数； [0036] 功率检测单元，其用于检测所述放大器的输出功率；以及 [0037] 控制单元，用于根据所述功率检测单元检测出的输出功率控制所述电路常数。 [0038] (2)并且，本发明的放大装置的要旨是，该放大装置包括： [0039] 第1放大器，其被设定了满足E级工作条件的第1电路常数； [0040] 第2放大器，其被设定了满足E级工作条件的第2电路常数，并在向所述第1放大器输入的输入信号的功率为规定功率以上时进行工作，以放大该输入信号； [0041] 合成单元，其用于合成所述第1放大器及第2放大器的输出； [0042] 功率检测单元，其用于检测所述合成单元的输出功率；以及 [0043] 控制单元，其将所述第2放大器伴随所述输入信号的功率增加而开始工作时的所述合成单元的输出功率作为功率阈值，并随着由所述功率检测单元检测出的输出功率在该功率阈值以上的范围内的增加，将所述第1电路常数向减少的方向控制。 [0044] (3)另外，本发明的放大装置的要旨是，该放大装置包括： [0045] 第1放大器，其被设定了满足E级工作条件的第1电路常数； [0046] 第2放大器，其被设定了满足E级工作条件的第2电路常数，并在向所述第1放大器输入的输入信号的功率为规定功率以上时进行工作，以放大该输入信号； [0047] 合成单元，其用于合成所述第1放大器及第2放大器的输出； [0048] 功率检测单元，其用于检测所述第1放大器的输出功率；以及 [0049] 控制单元，其将所述第2放大器伴随所述输入信号的功率增加而开始工作时的所述第1放大器的输出功率作为功率阈值，并随着由所述功率检测单元检测出的输出功率在该功率阈值以上的范围内的增加，将所述第1电路常数向减少的方向控制。 [0050] (4)此处，也可以是所述控制单元根据由所述功率检测单元检测出的输出功率，分别校正所述第1电路常数及第2电路常数。 [0051] (5)另外，也可以是在所述功率检测单元检测出的输出功率不足所述功率阈值时，所述控制单元将所述第1电路常数控制为恒定值。 [0052] (6)另外，本发明的放大装置的要旨是，该放大装置包括： [0053] 第1放大器，其被设定了满足E级工作条件的第1电路常数； [0054] 第2放大器，其被设定了满足E级工作条件的第2电路常数，并在向所述第1放大器输入的输入信号的功率为规定功率以上时进行工作，以放大该输入信号； [0055] 合成单元，其用于合成所述第1放大器及第2放大器的输出； [0056] 第1功率检测单元，其用于检测所述第1放大器的输出功率； [0057] 第2功率检测单元，其用于检测所述第2放大器的输出功率； [0058] 第1控制单元，其将所述第2放大器伴随所述输入信号的功率增加而开始工作时的所述第1放大器的输出功率作为功率阈值，并随着由所述第1功率检测单元检测出的输出功率在该功率阈值以上的范围内的增加，将所述第1电路常数向减少的方向控制；以及[0059] 第2控制单元，其根据由所述第2功率检测单元检测出的输出功率，校正所述第2电路常数。 [0060] (7)另一方面，也可以是所述第2控制单元，随着由所述第2功率检测单元检测出的输出功率的增加，将所述第2电路常数向减少的方向控制。 [0062] 所述方向性耦合器的通过相位特性被设定为，在所述合成单元中使所述第1放大器及第2放大器的各输出信号按照相同相位进行合成。 [0063] (9)并且，也可以是作为所述控制的对象的电路常数是作为所述放大器的构成要素的电容器的电容值。 [0064] (10)并且，也可以是一种多赫尔蒂放大电路的控制方法，该多赫尔蒂放大电路包括：第1放大器，其被设定了满足E级工作条件的第1电路常数；以及第2放大器，其被设定了满足E级工作条件的第2电路常数，并在向所述第1放大器输入的输入信号的功率为规定功率以上时进行工作，以放大该输入信号，该多赫尔蒂放大电路的控制方法的特征在于，[0065] 合成所述第1放大器及第2放大器的输出， [0066] 检测所述合成后的输出功率， [0067] 将所述第2放大器伴随所述输入信号的功率增加而开始工作时的所述第1放大器的输出功率作为功率阈值，并随着所述检测出的输出功率在该功率阈值以上的范围内的增加，对所述第1电路常数向减少的方向进行控制。 [0068] 根据本发明，至少可以得到以下所示的任意一个效果和优点。 [0069] (1)检测设定了满足E级工作条件的电路常数的放大器(E级放大器)的输出功率，并可以根据其检测结果控制(优化)放大器的电路常数(例如，电容器的电容值)，因此可以在任意的输出功率中使放大效率最佳。 [0070] (2)即使第一E级放大器的输出阻抗根据输入信号电平而变动，也可以控制E级放大器的电路常数以使相应于该变动使多赫尔蒂电路的放大效率成为最佳，因此可以在任意的输入信号电平中抑制多赫尔蒂电路的放大效率的劣化。附图说明 [0071] 图1是表示用于说明本发明的原理的放大装置(E级放大器)的结构的框图。 [0072] 图2是表示图1所示的E级放大器的负载阻抗对放大效率的一例的曲线图。 [0073] 图3是表示本发明的第1实施方式的适用E级电路的多赫尔蒂电路的结构的框图。 [0074] 图4是表示图3所示的多赫尔蒂电路(载波放大器、峰值放大器)的输入输出特性的图。 [0075] 图5是表示图3所示的多赫尔蒂电路中的控制电路中使用的控制数据的一例的图。 [0076] 图6是表示本发明的第2实施方式的适用E级电路的多赫尔蒂电路的结构的框图。 [0077] 图7是表示图6所示的多赫尔蒂电路中的控制电路中使用的控制数据的一例的图。 [0078] 图8是表示本发明的第3实施方式的适用E级电路的多赫尔蒂电路的结构的框图。 [0079] 图9是表示本发明的第4实施方式的适用E级电路的多赫尔蒂电路的结构的框图。 [0080] 图10是表示本发明的第5实施方式的适用E级电路的多赫尔蒂电路的结构的框图。 [0081] 图11是表示图10所示的多赫尔蒂电路中的控制电路中使用的控制数据的一例的图。 [0082] 图12是表示本发明的第6实施方式的适用E级电路的多赫尔蒂电路的结构的框图。 [0083] 图13是表示一般的多赫尔蒂电路的结构的框图。 [0084] 图14是表示一般的E级电路的结构的电路图。 [0085] 图15是用于说明图13所示的多赫尔蒂电路的工作的图。 [0086] 图16是用于说明图13所示的多赫尔蒂电路的工作的图。 [0087] 图17是表示图14所示的E级电路的参数(电路常数)设计值(理论计算值)的曲线图。 [0088] 图18是表示针对图14所示的E级电路的负载阻抗的放大效率的特性的曲线图。 [0089] 附图标记说明： [0090] 10：输入信号源 [0091] 13、14：1/4波长(λ/4)线路 [0092] 15：分配器 [0093] 16：合成器(合成单元) [0094] 17、17a、17A、17B：方向性耦合器(耦合器) [0095] 18、18A、18B：功率检测电路 [0096] 19、19A、19B：控制电路(控制单元) [0097] 20：E级放大器 [0098] 21：开关元件 [0099] 22：输入电感器 [0100] 23：输出电感器 [0101] 24、24a、24b：可变电容器 [0102] 25：电容器(并联电容器) [0103] 30：负载电阻 具体实施方式[0104] 以下，参照附图说明本发明的实施方式。其中，以下所示的实施方式终究仅仅是有助于理解本发明的主旨的示例，不排除没有明示在以下所示的实施方式的各种变形和技术的适用。即、也可以进行各实施方式的变形(组合实施例等)。 [0105] [1]原理说明 [0106] 图1是表示用于说明本发明的原理的放大装置(E级放大器)的结构的框图，该图1所示的放大装置(以下也称为放大电路)作为E级放大器20的基本结构，构成为包括： 双极晶体管或场效应晶体管(FET)等的开关元件21；与该开关元件21并联连接的输入电感器22；LC谐振电路，其由串联连接在开关元件21的输出电感器23(电感值Ls+ΔL)和并联连接在该输出电感器23的可变电容器24(可变电容值Cv)构成；以及并联连接在开关元件21的电容器(并联电容器)25(电容值Cp)。另外，上述LC谐振电路也可以构成为输出电感器和电容器串联连接。 [0107] 并且，该图1所示的放大电路构成为具有：对于开关元件21并联连接的负载电阻30(阻抗值Z0)；作为控制系统的设置在输出电感器23和负载电阻30之间的耦合器(方向性耦合器)17、功率检测电路18以及控制电路19。另外，附图编号10表示放大对象的输入信号源。 [0108] 并且，在本例中，E级放大器20基于施加电压Vds、设计频率f0、负载阻抗值Z0来决定电路元件(从动元件)的常数(电路常数)Ls、ΔL、Cv、Cp，以满足规定的E级工作条件(开关条件)。 [0109] 此处，上述耦合器17用于向功率检测电路18分支E级放大器20(输出电感器23)的输出信号的一部分，并且功率检测电路18对该耦合器17分支的输出信号进行检波而检测输出功率，因此与耦合器17一起作为检测E级放大器20的输出功率的功率输出单元来发挥功能。 [0110] 并且，控制电路(控制单元)19根据由该功率检测电路18检测的输出功率，可变控制作为电路常数之一的可变电容器24的电容值Cv。 [0111] 如上所述构成的本例的E级放大电路(以下，简称为“E级电路”)中，由功率检测电路18检测E级放大器20的输出功率，并且由控制电路19根据该检测结果控制可变电容器24的电容值Cv，从而例如如图2所示，可以在任意的输出功率中使放大功率最优(优化)。 [0112] 另外，图2的(1)是表示在E级电路的输出(负载)电感器约为75欧时将电路常数(电容值Cv)控制成(优化)放大效率最优时的负载阻抗对放大效率的曲线图的一例，图2的(2)是表示同样在输出电感器约为100欧时将电路常数(电容值Cv)控制成(优化)放大效率最优时的负载阻抗对放大效率的曲线图的一例。 [0113] 因此，在将E级电路适用到多赫尔蒂电路(载波放大器、峰值放大器)的电路结构中，即使多赫尔蒂电路的输出阻抗根据输入信号电平如通过图15及图16描述的那样变动，也可以通过设置上述控制系统，而根据该变动控制(优化)电路常数(电容值Cv)，并且可以抑制放大效率的下降。 [0114] 例如，如图17所示，由于E级电路的电容器24的电容值的最佳值(理论计算值)具有伴随E级电路的输出阻抗值增加而正比地增加的倾向，因此峰值放大器开始工作后作为E级电路的载波放大器11的输出阻抗减少，从而成为伴随多赫尔蒂电路的输出阻抗减少而电容器24的最佳电容值也减少的倾向。 [0115] 因此，如果伴随多赫尔蒂电路(或载波放大器)的输出阻抗减少，而对电容器24的电容值Cv也进行减少控制，则可以抑制放大效率的下降。另外，如图17所示那样，虽然输出电感器23的电路常数(电感值Ls+ΔL)也是设计参数的一个，但仅通过可变控制电容器24的电容值就可以获得充分的放大效率改善效果。只是，如果可以将输出电感器23构成为电感可变的可变电感器，则通过单独控制或与电容器24一起控制该可变电感器的电感，也可以得到放大效率改善效果。该点在以下各实施方式中也同样。 [0116] [2]实施方式1的说明 [0117] 图3是表示上述的适用E级电路的多赫尔蒂电路的结构的框图，该图3所示的多赫尔蒂电路构成为包括：分配器15，其用于将来自输入信号源10的输入信号分配到两个相同信号；载波放大器11，其用于放大该分配器15的一个输出信号；1/4波长(λ/4)线路14，其用于将该载波放大器的输出信号的相位错开(延迟)π/4并输出；1/4波长(λ/4)线路13，其用于将上述分配器15的另一个输出信号的相位错开(延迟)π/4并输出；峰值放大器12，其用于放大通过该π/4线路13的信号；合成器16，其用于合成通过上述π/4线路 14的载波放大器11的输出信号和峰值放大器12的输出信号；负载电阻(输出负载)30，其设置于该合成器16的输出侧；方向性耦合器(耦合器)17，其设置在合成器16和负载电阻 30之间；功率检测电路18，其将该耦合器17的输出作为输入；控制电路19，其将该功率检测电路18的输出作为输入，并且各放大器11、12上分别适用有如图1所示的E级放大器20的基本电路结构。 [0118] 即、各放大器11、12分别构成为，具有：双极晶体管或场效应晶体管(FET)等的开关元件21；与该开关元件21并联连接的输入电感器22；LC谐振电路，其由串联连接在开关元件21的输出电感器23和并联连接在开关元件21的电容器24构成；以及并联连接在开关元件21的电容器(并联电容器)25，并且载波放大器11作用为第一E级放大器、峰值放大器12作用为第二E级放大器。 [0119] 并且，在本例中，也设定输出电感器23、电容器24、负载电阻30等的电路元件(从动元件)的常数(电路常数)，以使各放大器11、12分别满足规定的E级工作条件(开关条件)。即、对载波放大器11设定第1电路常数以满足E级工作条件，对峰值放大器12也设定第2电路常数以满足E级工作条件。 [0120] 其中，在本例中，至少载波放大器11的电容器24构成为可变电容器24a(可变电容值Cv)，并构成为可以根据来自控制电路19的控制而变更电容值Cv。 [0121] 此处，耦合器17用于分支合成器16的输出信号、即多赫尔蒂电路的输出信号(以下有时简称为多赫尔蒂输出)的一部分并向功率检测电路18输出，并且由于功率检测电路18用于对来自该耦合器17的多赫尔蒂输出进行检波而检测其输出功率，因此与耦合器17一起作用为检测多赫尔蒂输出功率的功率检测单元。 [0122] 并且，由于控制电路(控制单元)19用于根据由该功率检测电路18检测的多赫尔蒂输出功率控制载波放大器11的可变电容器24a的电容值Cv，因此在本例中，例如如图5所示，将峰值放大器12伴随输入信号电平的增加而开始工作时的多赫尔蒂输出功率作为功率阈值，由功率检测电路18检测的功率(以下称为检测功率)为该功率阈值以上的范围时，根据检测功率的增加对可变电容器24a的电容值Cv进行减少控制，并且在除此以外的情况下(检测功率不足功率阈值的情况)，将可变电容器24a的电容值Cv控制为恒定值。 [0123] 相关的控制，例如如图5所示，可以通过将表示针对检测功率的电容值Cv的表形式的数据(控制数据)存储在未图示的存储器来实现。该控制数据可以基于图17的参数设计值(理论计算值)和图4的多赫尔蒂电路(放大器11、12)的输入输出特性来决定。 [0124] 以下，说明通过上述构成的本例的多赫尔蒂电路的工作。 [0125] 即、在来自输入信号源10的输入信号电平以不足规定值的低输出工作时(即、上述的检测功率不足功率阈值时)，只有载波放大器11工作而峰值放大器12不工作，因此例如如图4中用附图标号50所示，多赫尔蒂输出(合成器16的输出)描绘出与载波放大器11单体的放大特性60大致相同的轨迹。 [0126] 相对与此，在输入信号电平以上述规定值以上的中高输出工作时(即、上述检测功率为功率阈值以上时)，峰值放大器102也与载波放大器101一起工作，因此峰值放大器12的放大输出被合成器16按照相同相位合成到载波放大器11的放大输出上。由此，即使在载波放大器11单体的放大特性60开始饱和的输入信号电平中，也可以由峰值放大器12的放大特性70来补偿上述饱和的增益下降量。 [0127] 并且，在控制电路19中，从上述图5所示的控制数据中求出对由功率检测电路18检测出的多赫尔蒂功率为最佳的电容值Cv，并控制可变电容器24a而使其成为该电容值Cv。 [0128] 即、将峰值放大器12伴随输入信号电平的增加而开始工作(放大)时的多赫尔蒂输出功率作为功率阈值，由功率检测电路18检测的功率(以下称为检测功率)为该功率阈值以上的范围时，伴随检测功率的增加对可变电容器24a的电容值Cv进行减少控制，并且在除此以外的情况下(检测功率不足功率阈值的情况)，将可变电容器24a的电容值Cv控制为恒定值。 [0129] 由此，载波放大器11的输出阻抗根据输入信号电平变动，从而多赫尔蒂输出变动，同时根据该变动被自动设定为放大效率为最佳的电路常数(电容值Cv)，因此可以在任意的输入信号电平中抑制多赫尔蒂电路的放大效率的劣化。 [0130] [3]第2实施方式的说明 [0131] 在上述的第1实施方式中，构成为将耦合器17设置在合成器16的输出侧，并根据多赫尔蒂输出功率控制可变电容器24a的电容值Cv的结构，但即使是构成为如图6所示的如下所述的结构，也能得到与第1实施方式相同的作用效果：将耦合器17设置在载波放大器11的输出侧(λ/4线路14的输入侧)，通过功率检测电路18检测载波放大器11的输出功率，并根据该检测结果通过控制电路19控制载波放大器11的可变电容器24a的电容值Cv。 [0133] 另外，在本例中，例如如图7所示，控制电路19也可以代替图5所示的控制数据，将表示针对载波放大器11的输出功率的可变电容器24a的电容值Cv的表形式的数据(控制数据)存储在未图示的存储器等。 [0134] [4]第3实施方式的说明 [0135] 图8是表示适用E级电路的多赫尔蒂电路的第3实施方式的框图，该图8所示的多赫尔蒂电路与图1所示的电路结构相比其不同点在于，峰值放大器12的电容器24也构成为可变电容器24b的同时，在这些可变电容器24a、24b上另外设置有控制电路19A、19B。 [0136] 即、本例的多赫尔蒂电路构成为通过独立的控制电路19A、19B分别独立地控制作为各放大器11、12的电路常数之一的可变电容器24a、24b的电容值。另外，其它的与上述符号同一符号的构成要素，在没有特别解释的情况下，是与上述符号的构成要素同一或相同的构成要素(以下也同样)。 [0137] 这样的结构，如第1实施方式那样，仅仅通过控制载波放大器11的可变电容器24a即可以获得充分的放大效率改善效果，但在合成器16部分(相同相位合成点)没有采取隔离时，峰值放大器12侧的负载阻抗也略有变动。关于该变动，也可以通过个别的控制电路19B来施加控制(校正)，从而去除放大效率的劣化要素。 [0138] 因此，此时的控制电路19B只要将根据上述变动量校正图5所示的控制数据的数据存储在未图示的存储器等即可。另外，根据控制电路19A的控制与第1实施方式相同。 [0139] [5]第4实施方式的说明 [0140] 例如如图9所示，在上述的第3实施方式中，即使与第2实施方式同样构成为如下结构，也可以获得与第3实施方式相同的作用效果，即将图8所示的耦合器17设置在载波放大器11的输出侧(λ/4线路14的输入侧)，通过功率检测电路18检测载波放大器11的输出功率，并根据该检测结果通过独立的控制电路19A、19B分别控制各放大器11、12的可变电容器24a、24b的电容值。 [0141] [6]第5实施方式的说明 [0142] 图10是表示适用E级电路的多赫尔蒂电路的第5实施方式的框图，该图10所示的多赫尔蒂电路构成为，在图9所示的电路结构中，除了控制电路19A、19B外还针对耦合器17及功率检测电路18，分别在载波放大器11和峰值放大器12各自上设置耦合器17A、17B及功率检测电路18A、18B，即相当于对各放大器11及12设置独立的控制系统的结构。 [0143] 即、耦合器(第1方向性耦合器)17A用于将载波放大器11的输出信号的一部分向功率检测电路18A分支，功率检测电路(第1功率检测电路)18A用于对从该耦合器17A输入的信号(载波放大器输出)进行检波而检测功率，因此与耦合器17A一起作用为检测载波放大器输出功率的第1功率检测单元。 [0144] 另一方面，耦合器(第2方向性耦合器)17B用于将峰值放大器12的输出信号的一部分向功率检测电路18B分支，功率检测电路(第2功率检测电路)18B用于对从该耦合器17B输入的信号(峰值放大器输出)进行检波而检测功率，因此与耦合器17B一起作用为检测峰值放大器输出功率的第2功率检测单元。 [0145] 并且，控制电路(第1控制单元)19A与第1实施方式的控制电路19同样，通过将图5所示的控制数据存储在未图示的存储器等，从而基于由功率检测电路18A检测的功率和该控制数据来控制载波放大器11的可变电容器24a的电容值。 [0146] 另一方面，控制电路(第2控制单元)19B通过将如图11所示的控制数据存储到未图示的存储器等，并基于由功率检测电路18B检测的功率和该控制数据来控制峰值放大器12的可变电容器24b的电容值。更详细地说，随着峰值放大器12开始动作而其输出阻抗增加(即、载波放大器11和多赫尔蒂电路的输出阻抗减少)，对可变电容器24b的电容值进行减少控制。另外，图11所示的控制数据也可以基于图17的参数设计值(理论计算值)和图4的多赫尔蒂电路(放大器11、12)的输入输出特性来决定。 [0147] 根据上述结构，在本例的多赫尔蒂电路中，由功率检测电路18A检测载波放大器11的输出功率，控制电路19A根据其检测功率和图5所示的控制数据控制载波放大器11的可变电容器24a的电容值，并且由功率检测电路18B检测峰值放大器12的输出功率，控制电路19B根据其检测功率和图11所示的控制数据控制峰值放大器12的可变电容器24b的电容值。 [0148] 由此，除了能得到与上述实施方式相同的作用效果外，即使由于环境的原因而使峰值放大器12的工作偏离了预定值，也可以根据控制电路19B校正该误差。 [0149] [7]第6实施方式的说明 [0150] 图12是表示适用E级电路的多赫尔蒂电路的第6实施方式的框图，该图12所示的多赫尔蒂电路与图6所示的电路结构相比不同点在于，代替耦合器17设置通过相位为λ/4(具有将输入信号的相位错开(延迟)λ/4的特性)的耦合器17a的同时，删除了载波放大器11的输出侧的λ/4线路14。 [0151] 即、本例的多赫尔蒂电路中，使用于功率检测的耦合器17a具有(设定)图6所示的电路结构中的λ/4线路14所起到的功能(通过相位特性)，并且由该耦合器17a调整载波放大器11的输出信号的相位，以使各放大器11、12的输出通过合成器16按照相同相位合成。 [0152] 如此，可以缩小电路安装面积而实现多赫尔蒂电路的小型化。另外，上述的实施方式中，也通过对于耦合器17(17A、17B)进行通过相位特性的优化(设定)，可以删除λ/4线路13、14。 [0153] 产业上的可利用性 [0154] 如以上所述，根据本发明，由于可以根据E级放大器、适用了E级放大器的多赫尔蒂电路的输出功率来控制(优化)E级放大器的电路常数，因此可以在任意的输出功率中使放大效率最佳。因此，认为例如作为无线基站用的放大器的高效率电路技术是非常有用的。 |
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