复合放大器、无线终端和用于提高复合放大器效率的方法 |
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| 申请号 | CN200780101565.7 | 申请日 | 2007-11-19 | 公开(公告)号 | CN101868912B | 公开(公告)日 | 2013-07-24 |
| 申请人 | 艾利森电话股份有限公司; | 发明人 | 乌尔夫·古斯塔夫松; 里卡德·赫尔贝里; | ||||
| 摘要 | 本 发明 具体涉及一种复合 放大器 (3、4、120)、一种包括这种复合放大器的无线终端(100)和一种用于提高这种复合放大器的效率的方法。根据本发明 实施例 的复合放大器被布置为连接至输出组合器网络(43、53、63、73、83)和负载(49、130)，输出组合器网络包括至少一个动态可调谐电抗(47、48)。通过调谐从所述至少两个 功率放大器 (41、42、71、72)中的每一个看去的阻抗/导纳来提高复合放大器(3、4、120)的瞬时效率。所述放大器以不同方式驱动，并且这些放大器还可以是Chireix异相系统或Doherty放大器对的一部分。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种用在电信无线系统的无线终端(110)中的复合放大器(3、4、120)，包括：至少两个功率放大器(41、42、71、72)，被布置为连接至输出组合器网络(43、53、63、73、83)和负载(49、130)，所述输出组合器网络包括至少一个动态可调谐电抗(47、48)，其中，所述至少两个功率放大器(41、42、71、72)被配置为以不同方式驱动，并且，从所述至少两个功率放大器(41、42、71、72)中的每一个看去的阻抗中的至少一个被布置为通过调谐所述至少一个动态可调谐电抗而被动态调谐，以便提高复合放大器(3、4、120)的瞬时效率，从所述至少两个以不同方式驱动的功率放大器(41、42、71、72)中的每一个看去的阻抗中的所述至少一个被配置为：至少一个与所述复合放大器(3、4、120)的输出信号幅度包络的平方实质上成反比的电阻。 |
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| 说明书全文 | 复合放大器、无线终端和用于提高复合放大器效率的方法技术领域背景技术[0002] 在用于广播、蜂窝和卫星系统的无线发射机中通常使用的功率放大器是不可或缺的组件，其必须高效且线性，此外能够同时放大散布在相当宽的带宽上的许多无线信道(频率)或独立用户数据信道。功率放大器(如射频(RF)功率放大器)还必须高效地执行放大，以降低功率消耗并延长其寿命。由于功率放大器的非线性输入-输出信号特性常常导致在所期望的放大信号周围有展宽的频谱以及导致信号的有害带内分量(尤其是在已知对非线性效应尤其敏感的多载波电信系统(例如WCDMA)中导致较差的系统性能)，因此需要高线性度。 [0003] 为了减小非线性效应，可以使用多种线性化方案。一种这样的线性化方案被称为前馈，其中，在放大器之后注入信号以抵消非理想性。另一种常用的线性化方案是在放大器的输入处对信号进行预失真(修改)，以在放大器的输出处给出无失真的放大信号。这种技术被称为预失真。 [0004] 如上所述，在多载波电信系统(例如WCDMA)中使用的RF功率放大器的另一重要的关键因素是放大器效率。放大器效率必须保持较高，以减少对冷却的需要以及降低总体功率消耗，并延长功率放大器的寿命。尤其是当发送具有较大峰均功率比的信号时，传统功率放大器具有较低效率。例如，宽带信号一般具有通常远小于峰值功率(幅度)的平均功率(幅度)，并且，由于传统线性RF功率放大器一般具有与其输出幅度成比例的效率，因此对于这种具有较大峰均功率比的信号，其平均效率非常低。 [0005] 响应于在发送具有较大峰均功率比的信号时传统线性功率放大器的低效率，已经广泛利用了两种方法或两种放大器结构。在W.H.Doherty，“A new high efficiency power amplifier for modulated waves，”Proc，IRE，vol.24，no.9，pp.1163-1182，Sept.1936中描述了Doherty放大器(或Doherty放大方法)，在H.Chireix，“High power outphasingmodulation”，Proc.IRE，vol.23，no.11，pp.1370-392，Nov.1935中描 述 了Chireix异相系统(或Chireix放大方法)。 [0006] Doherty放大器使用一个非线性放大器和一个线性放大器。将第一功率放大器作为B类线性放大器进行驱动，具有非线性输出电流的第二功率放大器通过阻抗倒转四分之一波长线来对从第一放大器看去的阻抗进行调制。由于第二功率放大器的非线性输出电流为0，低于特定输出电压，因此第二功率放大器不贡献低于电压的功率损耗。 [0007] Doherty放大器的输出功率电平回退(其中，效率达到Doherty放大器的效率曲线中的最大值)位于最大输出电压的一半处。可以通过改变四分之一波长传输线(或变换(匹配)网络)的阻抗来改变输出功率电平回退的位置。因此，变换(匹配)的大小规定了Doherty功率放大器的较低效率最大值的位置。尽管Doherty放大器可以被扩展至3个或更多个放大器以在效率曲线上获得更多最大值点，但是这通常导致需要非常不均匀大小的放大器(即晶体管)。 [0008] Chireix异相系统的原理在于：使用在恒定幅度处操作的两个放大器与特殊类型的组合网络一起来创建放大调制。通过改变两个放大器之间的差分相移，创建了幅度调制。因此，一般地，两个相位调制、恒定幅度的信号的组合实现了幅度调制。在通过RF链(例如混频器、滤波器和放大器)的频率上转换和放大之后，将信号进行组合以形成输出组合器网络中的放大信号。这些恒定幅度信号的相位被选择为使得其向量求和的结果产生所期望的幅度。Chireix放大器的输出网络中的补偿电抗(分别表示为+jX和-jX)用于将高效区扩展为包括较低输出功率电平。在R.F.Raab，“Efficiency of outphasing RFpower amplifiersystems”，IEEE Trans.Commnications，vol.COM-33，no.10，pp.1094-1099，October 5中导出了Chireix系统的效率。 [0009] Chireix放大器的优点在于改变效率曲线以适合于不同峰均比的能力。峰值输出功率被均等地划分在放大器之间，而与这种调整无关，这意味着可以使用均等大小的放大器。可以通过改变(调谐)电抗(X)的大小以调谐Chireix放大器的组合网络来执行效率曲线的改变，从而在平均输出功率处达到峰值效率。在M.El-Asmar，A.B.Kouki“Improving Chireix Combiner Efficiency Using MEMS Switches”，IEEECCECE/CCGEI，Ottawa，pages2310-2313，May 2006中提出了这种方式。 [0010] 在上述现有技术公开中，用于创建Chireix组合器的补偿电抗的调谐短截线的长度是变化的。MEMS(微电动机械系统)开关的响应时间用于连接和断开组合器输入处的不同(通常为2个)短截线。两个短截线的这种交换出现在两个输入信号之间相位的固定水平处，以提高Chireix功率放大器的效率。然而，MEMS开关是机械开关，这意味着可靠性随时间而出现的问题。此外，现今可用的开关通常相当小，并因此将受到来自Chireix放大器中的每个放大器、经过组合器网络的功率量的严重影响。此外，有限的开关时间可能因引入从每个放大器看去的负载的“跳跃”而导致另外的问题，从而影响放大器的效率。 [0011] 一般而言，Chireix和Doherty放大器在一些固定的中间输出电平处具有效率最大值。对于一些固定信号幅度分布来说，这被认为是最优的，但是对于所有其他情形来说则次于最优。这是由于效率随着远离这些信号包络幅度而变低。 [0012] 在美国专利No.7,221,219中，提出了一种复合功率放大器结构，该结构本质上基于Doherty放大器的辅助放大器与形成Chireix对的至少一对放大器的组合。该复合放大器的Doherty部分以与Doherty放大器的辅助放大器相同的方式来驱动。每个Chireix对由在复合放大器的动态范围的至少一部分上具有依赖于幅度的相位的驱动信号来驱动。在该现有技术文献中，通过使不同对在复合放大器的动态范围的不同部分中具有依赖于幅度的相位来提高复合放大器的效率。 [0013] 另一种提高RF功率放大器的平均效率的方法是通过对RF功率放大器的匹配网络进行动态调整。然而，匹配网络的动态匹配组件可能较慢，可能损失高于固定组件效率的效率，和/或可能需要大量功率以执行调整，这是由于功率一般与调整/调谐过程的带宽成比例。 发明内容[0014] 因此，本发明的目的是通过提供一种提高复合放大器的瞬时效率的过程来消除上述缺点中的至少一些。根据本发明的复合放大器包括至少两个功率放大器，所述至少两个功率放大器以不同方式驱动，并可以被配置为Chireix异相系统对或Doherty放大器对。 [0015] 根据本发明的第一方面，通过一种依照用在电信系统的无线终端中的复合放大器的设备来解决上述问题，所述复合放大器包括：至少两个功率放大器，以不同方式驱动，还被配置为连接至输出组合器网络和负载，所述输出组合器网络包括至少一个动态可调谐电抗。为了提高根据本发明的复合放大器的瞬时效率，从所述至少两个以不同方式驱动的功率放大器中的每一个看去的阻抗中的至少一个被配置为动态调谐。 [0016] 根据本发明的另一方面，通过一种用于提高复合放大器的瞬时效率的方法来解决上述问题，所述复合放大器包括至少一个动态可调谐电抗，还包括：至少两个以不同方式驱动的功率放大器，连接至输出组合器网络和负载。所述方法包括：动态调谐从所述至少两个以不同方式驱动的功率放大器中的每一个看去的阻抗中的至少一个，以便提高复合放大器的瞬时效率。 [0017] 根据本发明的另一方面，通过一种包括根据上述复合放大器的复合放大器在内的无线终端来解决上述问题。 [0018] 本发明的优点在于：由于对慢动态匹配组件的使用需要针对信号分配余量以解决幅度的快速偏移，因此可以减轻由于与具有慢调谐组件的动态匹配放大器相关联的电压开销而引起的效率下降。因此，在根据本发明的复合放大器中，不必须有单独的余量分配。 [0019] 本发明的另一优点在于：由于Chireix放大器或Doherty放大器所具有的效率最大值略低于峰值输出幅度点，这意味着复合放大器的效率可以在比输出信号的包络幅度波动的时间更长的时间内最大化并仍具有针对快速向上偏移的幅度余量，因此提高了包括可被配置为Chireix异相系统对或Doherty放大器对的放大器在内的复合放大器的瞬时效率。因此，根据本发明，根据本发明的复合放大器使得可以消除效率最大值与幅度最大值之间的相互影响。 [0020] 本发明的另一优点在于：由于非机械操作而提高了可靠性性能。 [0021] 与例如之前描述的MEM方案相比，本发明的另一优点在于：与对MEMS开关的使用相比，根据本发明对动态可调谐电抗的使用提供了复合放大器的瞬时效率的提高。尽管更多MEMS开关可以提供高效率，但是与本发明提供的方案相比，它们也增大了可靠性风险。 附图说明[0023] 图1A是示意了现有技术的Doherty放大器的原理的框图。 [0024] 图1B是示意了现有技术的Doherty放大器的效率的示意图。 [0025] 图2A是示意了现有技术的Chireix异相系统的原理的框图。 [0026] 图2B是示意了没有补偿电抗的现有技术Chireix异相系统的效率的示意图。 [0027] 图3A是示意了根据本发明示例实施例的示例复合放大器的总体结构的框图。 [0028] 图3B是示意了包括从放大器看去的阻抗/导纳在内的图3A总体结构的框图。 [0029] 图4A-4D示意性示出了根据本发明实施例的、包括Chireix异相系统在内的复合放大器的效率的示例，还示出了对应的Smith图。 [0030] 图5A示意了输出电压作为不同恒定异相角的缩放因子的函数而变化。 [0031] 图5B示意了根据本发明实施例的复合放大器的瞬时效率曲线的示例。 [0032] 图6A-6B示意了根据本发明其他实施例的、结合了Chireix异相系统的复合放大器的不同结构。 [0033] 图7A-7B示意了根据本发明其他实施例的、结合了Doherty放大器的复合放大器的不同结构。 [0034] 图8示意了结合了Doherty放大器的复合放大器的效率。 [0035] 图9是示意了根据本发明示例实施例的、包括复合放大器的无线终端的框图。 具体实施方式[0036] 在以下描述中，为了解释而非限制的目的，阐述了具体细节，如具体架构、场景、技术等，以提供对本发明的透彻理解。然而，对于本领域技术人员而言显而易见，可以在脱离这些具体细节的其他实施例中实施本发明及其实施例。 [0037] 这里，通过参照具体示例场景来描述本发明。具体地，在与具有预定峰均功率比(PAPR)(例如7dB PAPR)的示例WCDMA单载波信号相关的非限制性一般环境下描述本发明。再次注意，本发明及其示例实施例决不限于上述WCDMA单载波信号，即，可以使用其他类型的系统的多载波和单载波信号。此外，在与包括至少两个功率放大器的复合放大器相关的非限制性一般环境下描述本发明，该至少两个功率放大器可以被配置为Doherty放大器对或Chireix异相系统对。 [0038] 参照图1A，示意了典型现有技术Doherty放大器1的框图。Doherty放大器由被称为主放大器10和峰值放大器11的两个放大器构成。主放大器和峰值放大器10、11被示意为相等大小，但是它们不必须是相等大小的。如图1A所示，两个放大器由具有特征阻抗Z0的四分之一波长传输线连接。峰值放大器的输出还连接至负载RL。这里假定放大器10和11均充当理想的受控产生器，即，输出电流(i1和i2)与输入驱动信号成比例。如果我们现在假定放大器之一的最优负载电阻为Ropt，则负载电阻应当等于Ropt/2，使得最大可传送功率是单个放大器的2倍。传输线的作用是在主放大器的输出处将负载电阻变换为2Ropt。如果我们假定主放大器的输出阻抗是无穷大，则由于传输线的阻抗倒转特性，使得从峰值放大器11看去的阻抗将为0。在低输出电平，峰值放大器完全关闭，并呈现出无穷大的输出阻抗。这意味着当增大电流(i1)时，与传统放大器相比，主放大器上的RF电压(v1)上升2倍快(负载电阻是2Ropt，相比于Ropt)，这给出了大约2倍的效率。在某个点(称为转变点)，该电压已达到其最大值，同时效率也达到相应最大值。当达到饱和时，Doherty放大器1开始驱动来自峰值放大器11的电流，该电流通过传输线而被变换为主放大器10上的电压。 [0039] 通过将i2的相位选择为比i1的相位滞后90度，从峰值放大器1对v1的电压贡献将与来自主放大器10的贡献有180度异相。这意味着随着逐渐增大i1和i2，电压v1保持恒定。由于从峰值放大器11看去的负载电阻是0，因此电压v2不受i2影响，而是等于Ropti1。图1B中示意了所得到的、现有技术Doherty放大器的效率。 [0040] 参照图2A，示意了典型现有技术Chireix异相系统2的框图。作为Chireix和LINC(具有非线性分量的线性放大)放大器中的关键方法，术语“异相”一般是指通过将在信号分量分离器22中产生的两个相位调制、恒定幅度的信号进行组合来获得幅度调制的方法。在通过RF链24、26(例如混频器、滤波器、放大器)和功率放大器28和30的频率上转换和放大之后，异相的信号被组合为形成Chireix类型的输出组合器网络32中的放大线性信号。这些恒定幅度的异相信号的相位被选择为使得其向量求和的结果产生所期望的幅度。输出组合器网络32包括：两个四分之一波长线λ/4(其中λ表示放大器所操作于的频带的中心频率的波长)；以及两个补偿电抗(表示为+jX和-jX)，用于将高效区扩展为包括较低输出功率电平。图2A中还示意了负载RLOAD，在图2A中其表示天线。图2B中示意了没有补偿电抗的现有技术Chireix异相系统的效率。 [0041] 一般而言，功率放大器被建模为包括匹配网络或组合器网络，其由以下表征：从多个功率放大器之一看去的至少一个阻抗/导纳；和/或从多个功率放大器之一至输出节点的至少一个跨导。 [0042] 例如，Doherty放大器的组合器网络可以由从主放大器看去的阻抗来表征，该阻抗是传输线的特征阻抗和连接至组合器网络的负载阻抗RL的函数。对于Chireix异相系统，组合器网络可以由四分之一波长传输线与电抗+jX和-jX一起来表征。作为示例，从Chireix异相系统的放大器之一看去的阻抗/导纳可以表示为电抗+jX和-jX和连接至组合器网络的负载阻抗RL的函数。 [0043] 以下提出了根据本发明的复合放大器的示例实施例。示例复合放大器可以包括：至少两个功率放大器，可以被配置为Doherty放大器对或Chireix异相系统对。在这两种情况下，复合放大器的组合器网络都包括至少一个动态可调谐电抗，并且功率放大器被配置为以不同方式来驱动。根据本发明的实施例，通过动态调谐从每个功率放大器看去的阻抗中的至少一个，来提高复合放大器的瞬时效率。 [0044] 图3A示意了根据本发明示例实施例的复合放大器3的总体示意图。这里，图3A的复合放大器被视为包括Chireix异相系统，该Chireix异相系统包括两个以不同方式驱动的、连接至组合器网络43的放大器41和42。组合器网络43由具有特征阻抗Z0的两个四分之一波长传输线45和46表示。组合器网络43还包括受控的两个动态可调谐电抗(-jX)47和(+jX)48。组合器网络33还连接至负载(RL)49。根据本发明的实施例，可以动态调谐从例如功率放大器41看去的阻抗Z1和从放大器42看去的阻抗Z2，以提高复合放大器3的瞬时效率。该调谐/重新调谐可以通过动态调谐/重新调谐电抗47和48来执行，即，通过动态调谐/重新调谐-jX和+jX来执行。这里注意，在Chireix异相系统的情况下，动态可调谐电抗-jX和+jX(或类似地，从每个放大器看去的阻抗/导纳)是这里表示为 的异相角的函数。 [0045] 如本领域公知的，导纳Y可以由Y＝G+jB来定义，其中G是电导，B是电纳。导纳还可以写为阻抗Z的倒数，即： [0046] [0047] 其中R是电阻，X是电抗。因此，阻抗可以写为： [0048] [0049] 参照图3B，示意了4个导纳Y1、Y2、Y3、Y4，其中Y1、Y3是从放大器41看去的，Y2、Y4是从放大器42看去的导纳。 [0050] 从放大器41看去的导纳Y3和从放大器42看去的导纳Y4可以根据以下表达式来表示： [0051] [0052] 其中这里VPEP被视为归一化最大峰值电压(PEP——峰值包络功率)，VL是负载RL49上的电压。Z0是组合器网络中的四分之一波长传输线的特征阻抗，表示Chireix功率放大器系统的异相角。 [0053] 根据本发明的实施例，如图3A或图3B所示，通过放置分路电抗(-jX和+jX)，通过改变例如 可以实现与从每个放大器41、42看去的电抗性负载的谐振。按照以下方式，将其表示为电纳B： [0054] [0055] 归一化电纳可以写为B’，并可以根据以下等式来表示： [0056] [0057] 从放大器41看去的导纳Y1和从放大器42看去的导纳Y2还可以根据以下表达式而表示为电纳B的函数： [0058] [0059] 对于 由于Im(Y3)＝+jB，Im(Y4)＝-jB，因此Y1和Y2完全是实数。 [0060] 如果不存在-jX和+jX，则不会出现这种情况。 [0061] 使用导纳Y1和Y2的上述表达式，根据本发明的实施例，可以直接导出阻抗Z1和Z2的表达式，其中Z1表示从放大器41看去的阻抗，Z2表示从放大器42看去的阻抗。根据以下表达式给出Z1和Z2： [0062] [0063] 由此，可以根据以下表达式来表示+jX和-jX： [0064] [0065] 其中ω＝2πfc是中心频率fc的函数；L是电感，C是电容。 [0066] 应当注意，我们可以使用导纳Y1和Y2来代替阻抗Z1和Z2。在图3B中，示出了从放大器41和42看去的导纳(或阻抗)。还示出了负载RL49上的电压VL。 [0067] 还应当注意，放大器41的输入信号(未示出)可以表示为其中A是输入信号的幅度；并且，放大器42的输入信号(未示出)可以类似地表示为如先前结合图2A所描述的，这些信号可以由信号分离器产生。 [0068] 根据本发明的实施例，复合放大器3的效率η可以使用以下等式来建模： [0069] [0070] 其中B’C如上所述表示归一化电纳，在本示例中其是电容性的。 [0071] 对于根据本发明的动态Chireix异相系统，可以通过动态调谐这些电抗来动态调谐从功率放大器看去的阻抗，该阻抗是可调谐电抗-jX和+jX的函数。因此可以提高复合放大器的瞬时效率。 [0072] 图4A-4D示意了对于从每个放大器看去的阻抗/导纳的不同调谐，复合放大器的瞬时效率(下图)以及对应的Smith图(上图)。 [0073] 图4A示意了随着异相角 增大，在两个负载轨迹在实线上相交(见Smith图)的点处实现峰值效率时的示例场景。图4A还示出了通过增大 输出功率降低。 增大的方向由指向原点的箭头示出。在图4A中，还示出了瞬时效率达到局部最大值时的两个归一化输出功率电平。当两个放大器负载阻抗轨迹同时在Smith图中的实线(水平线)上相交时，出现两个效率峰值。 [0074] 图4B示意了随着异相角 进一步增大而实现的峰值效率时的另一示例场景。在图4B中，还示出了瞬时效率达到局部最大值时的两个归一化输出功率电平。 [0075] 图4C示意了根据本发明示例实施例的复合放大器的瞬时效率的又一示例场景。可以看到，由于动态调谐从复合放大器的放大器之一看去的阻抗，因而提高了瞬时效率。应当注意，在本示例实施例中，从放大器看去的阻抗是电抗的函数，该电抗继而是异相角 的函数，因此，通过改变 可以动态调谐阻抗。 [0076] 根据本发明，如果连续控制电抗或类似地连续控制从每个放大器看去的阻抗/导纳，那么作为输出功率回退(以dB表示)的函数的、复合放大器的瞬时效率将类似于图4D中所示的效率曲线。还示意了对应的Smith图。 [0077] 从图4A-4D，我们可以推断出，根据本发明的实施例，当对放大器看去的阻抗/导纳进行动态调谐时，复合放大器的瞬时效率提高。从图4A-4D，我们还可以推断出，瞬时效率达到局部最大值时的归一化输出功率电平随输出信号的包络幅度波动一起移动，根据本发明的实施例，在比输出信号的包络幅度波动的时间更长的时间内最大化了瞬时效率。 [0078] 因此，通过使与瞬时效率达到局部最大值时的归一化输出功率电平相对应的点以比包络速度更慢的速度移动或跟踪信号的包络幅度，提高了复合放大器的瞬时效率，并且，我们仍能够具有针对输出信号快速向上偏移的幅度余量。因此，根据本发明的复合放大器消除了效率最大值与幅度最大值之间的相互影响。 [0079] 根据本发明的另一实施例，如果对包括Chireix异相系统的放大器对在内的复合放大器的电抗进行对称的重新调谐，则可以在不改变复合放大器的输出信号的情况下移动与瞬时效率达到局部最大值时的归一化输出功率电平相对应的点。图5A中示意了该场景，其中k表示可用于改变从每个功率放大器看去的阻抗/导纳的缩放常数。在图5A中，针对4个不同的恒定异相角 将输出电压示意为缩放因子k的函数。 [0080] 注意，由于如等式(6)和(7)所示，从每个功率放大器看去的阻抗/导纳是B(或B’)的函数，因此可以通过改变B(或B’)来执行阻抗/导纳的动态调谐/重新调谐。图5B中示意了这一点，图5B表示针对不同B’值的瞬时效率曲线。在图5B中，根据本发明的实施例，通过在区间[0.3，1]内改变B’来动态调谐复合放大器的每个功率放大器看去的阻抗。在图5B中可以观察到，由于高效率点(即，与瞬时效率达到局部最大值时的输出功率电平相对应的点)随输出信号的包络幅度一起移动，因而提高了瞬时效率。因此，瞬时效率被布置为在比输出信号的包络幅度波动的时间更长的时间内最大化。图5B中还示出了对瞬时效率的跟踪(粗线)。 [0081] 现在参照图6A-6B，示意了根据本发明的两个示例实施例的、复合放大器的两种不同结构。在图6A和图6B中，复合放大器3包括Chireix异相系统的以不同方式驱动的功率放大器对41、42。 [0082] 在表示复合放大器3的并联实现示例的图6A中，根据本发明的另一实施例，组合器网络53包括：第一变容二极管网络54，与电抗55(电感)并联；以及第二变容二极管网络56，与另一电抗57(电容)并联。因此，从放大器41看去的阻抗可以表示为变容二极管网络54的元件以及电抗55的函数。类似地，从放大器42看去的阻抗可以表示为变容二极管网络56的元件以及电抗57的函数。通过例如动态调谐/重新调谐变容二极管网络54和56来动态调谐/重新调谐上述阻抗，可以提高复合放大器3的瞬时效率。换言之，通过调谐/重新调谐变容二极管网络54和56，可以移动与瞬时效率达到局部最大值时的输出功率电平相对应的点。还示意了负载阻抗49。图6A中表示为RFC的元件表示变容二极管的DC(直流)接地参考。 [0083] 在表示复合放大器3的串联实现示例的图6B中，根据本发明的另一实施例，组合器网络63包括：第一变容二极管网络64，与电抗65(电感)串联放置；以及第二变容二极管网络66，与电抗67(电容)串联放置。与结合图6A描述的并联实现类似，这里，通过调谐/重新调谐从放大器41看去的阻抗/导纳和从放大器42看去的阻抗/导纳，也提高了复合放大器3的瞬时效率。因此，所执行的调谐移动了与瞬时效率达到局部最大值时的输出功率电平相对应的点。还示意了负载阻抗49。图6B中表示为RFC的元件表示变容二极管的DC(直流)接地参考。 [0084] 应当注意，根据本发明的上述示例实施例的复合放大器不限于以上所示的实现。例如，变容二极管网络可以包括T网络，该T网络包括：变容二极管；无线电扼流器，可以被配置为电感器以使得变容二极管的中频(IF)控制信号与RF信号隔离。变容二极管还可以具有可变电容，该可变电容是施加在二极管端子上的电压的函数。变容二极管网络还可以包括一对Scottky二极管或具有适当电阻值(例如在1-5M欧姆的范围内)的电阻。 [0085] 参照图7A-7B，示意了根据本发明的其他示例实施例的、复合放大器的两种不同结构。在图7A和7B中，根据本发明的其他示例实施例，复合放大器4包括Doherty放大器的以不同方式驱动的功率放大器对71、72。 [0086] 在图7A中，复合放大器4的组合器网络73包括动态可调谐电抗C1、L和C2。复合放大器还包括：连接至组合器网络的负载RLoad49；以及两个以不同方式驱动的功率放大器71和72，其中功率放大器71表示Doherty放大器的主放大器，而放大器72表示Doherty放大器的峰值放大器。如图7A所示，组合器网络73的元件(即C1、L和C2)形成π网络。 因此，这里将复合放大器4的四分之一波长传输线表示为π网络。在该网络中，从主放大器71看去的阻抗被配置为通过改变例如C1和L而被调谐/重新调谐，以便提高复合放大器4的瞬时效率。应当注意，可以调谐/重新调谐π网络的所有3个元件。此外，也可以将π网络设计为包括2个电感和1个电容。此外，也可以使用T网络或L网络来代替π网络。因此，本发明不限于图7A和图7B所示的结构。 [0087] 在图7B中示出了复合放大器4的另一种结构。可以看到，组合器网络83包括电路，该电路包括分路电容C1、C2和C3以及两个四分之一波长传输线λ/4。在本发明的该示例实施例中，从主放大器71看去的阻抗被配置为通过改变例如C1和C2而被调谐/重新调谐，以便提高复合放大器3的瞬时效率。再一次，也可以调谐或重新调谐所有元件C1、C2和C3。因此，通过动态调谐将主放大器与复合放大器4的公共输出相连接的组合器网络的元件，可以使效率最大值或与瞬时效率达到局部最大值时的输出功率电平相对应的点跟踪输出信号的瞬时包络幅度。图8中示意了效率曲线。 [0088] 从图8可以看到，复合放大器的瞬时效率是“带尖头的”而不是“圆形的”，这指示了包括Doherty放大器的复合放大器的效率低于包括Chireix异相系统的复合放大器的效率。然而，与先前描述的、包括Chireix异相系统的复合放大器的示例实施例类似，在图8中可以观察到，由于高效率点(即，与瞬时效率达到局部最大值时的输出功率电平相对应的点)随输出信号的包络幅度一起移动，因而提高了瞬时效率。因此，瞬时效率这里被布置为在比输出信号的包络幅度波动的时间更长的时间内最大化。 [0089] 应当注意，包括Doherty放大器的复合放大器和包括Chireix异相系统的复合放大器经历了对特定损耗的不同敏感度，因此它们对于不同情形而高效。作为示例，根据本发明的实施例，如果在放大器的输出处存在实质的分路损耗，则从放大器之一看去的阻抗可以被视为与(一般而言轻微地)变化的分路损耗电阻(外加某残留电阻)并联的电阻，其与输出幅度的包络的平方实质上成反比。在所述电阻等于分路损耗电阻时的特定幅度值以下，从放大器之一看去的阻抗维持固定，并使用线性驱动，即线性基础输出电流和电压。在结合了Doherty放大器的复合放大器中，上述幅度值可以在近似为整个复合放大器的最大输出功率的RLOAD/2RSHUNT倍的功率处出现，其中RSHUNT与复合放大器的分路电阻相对应。在结合了Chireix异相系统的复合放大器中，上述幅度值可在近似为整个复合放大器的最大输出功率的RLOAD/RSHUNT倍的功率处出现。 [0090] 在上述两种情况下，从放大器之一看去的阻抗都被配置为通过例如改变组合器网络中的变换比而被调谐/重新调谐。根据本发明的实施例，变换比可以被定义为在组合器网络的一端看去的阻抗除以在组合器网络的另一端看去的实际阻抗。例如，可以通过调谐组合器网络的元件，例如通过调谐/重新调谐组合器网络的一个或多个电容或其他可调谐电抗，来改变该变换比。 [0091] 注意，对于根据本发明实施例的Doherty放大器，在转变点处，峰值放大器处的电压实质上低于主放大器的电压，因此峰值放大器的分路损耗非常小。因此，在该转变点处的整个分路损耗近似为Chireix异相系统的一半，这给出了Doherty放大器在较大分路损耗(较低晶体管分路电阻)的情况下的优点。 [0092] 对于Chireix异相系统，两个放大器在上述幅度值处出现的电压大致相同。因此，来自RSHUNT的损耗大致为Doherty的损耗的两倍，并且如上所述，幅度值可以被计算为最大输出功率的RLOAD/RSHUNT倍，即，与单一放大器纯负载调制系统相同。 [0093] 因此可以推断出，如果分路损耗相对较大，则包括Doherty放大器的复合放大器被认为比包括Chireix异相系统的复合放大器更加高效。另一方面，如果不存在损耗或者如果损耗主要依赖于输出射频电流，则结合了Chireix异相系统的复合放大器被认为比结合了Doherty放大器的复合放大器更加高效。然而，根据本发明的实施例，复合放大器的效率或瞬时效率被认为比现有技术复合放大器更加高效。这是由于如上所述将动态匹配结合到复合放大器中。动态匹配是从复合放大器的至少两个以不同方式驱动的功率放大器中的每一个看去的阻抗的动态调谐/重新调谐。应当注意，可以调谐跨导来代替动态调谐阻抗。 [0094] 参照图9，示出了根据本发明的实施例的、包括复合放大器的无线终端100。如图9所示，无线终端10配备有根据本发明的实施例的复合放大器120。表示负载阻抗的天线130也被示为连接至复合放大器120。此外，还示出了用于接收输入信号(如，调制的RF信号)的一般输入单元110。这里没有描述在将输入信号转发至复合放大器130之前对该输入信号的预处理操作，这是由于对于理解本发明的不同实施例而言，这些是不需要的。此外，省略了被视为与理解本发明无关的其他元件。 [0095] 图9中所示的无线终端100可以是移动电话、无线基站或适于无线系统的任何其他类型的无线终端的一部分。例如，无线终端100可以适于在电信无线系统中使用，该电信无线系统例如是JDC(日本数字蜂窝)、GSM(全球移动通信系统)、GPRS(通用分组无线服务)、EDGE(增强型数据速率GSM演进)、WCDMA(宽带码分多址)、CDMA(码分多址)、GPS(全球定位系统)、WIMAX(微波接入的全球可互操作性)或任何其他类型的无线系统。 [0096] 尽管已经参照结合了Doherty放大器或Chireix异相系统的复合放大器描述了本发明，但是显而易见，本发明适用于具有其他类型的放大器的复合放大器。 [0097] 此外，可以以许多方式来实现本发明及其实施例。例如，本发明的一个实施例包括其上存储有指令的计算机可读介质，所述指令可以由位于无线系统的一个或多个无线终端中的计算机系统来执行，以提高复合放大器的瞬时效率。计算系统可执行且存储在计算机可读介质上的指令执行权利要求中所述的本发明的方法步骤。 [0098] 尽管以多个实施例描述了本发明，但是可以想到，对本领域技术人员而言，在阅读了说明书并研究了附图之后，本发明的备选方案、修改、置换和等同替换将变得显而易见。因此，所附权利要求预期包括落入本发明范围内的这种备选方案、修改、置换和等同替换。 |
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