[0001] 本发明涉及主要在微波、毫米波区域工作的高频信号放大器。

[0002] 由于便携电话等移动体无线装置的普及，人们一直在谋求高频信号放大器及天线的高性能化。进而，为从高频信号放大器向天线供给所希望的高频信号电力，需要在高频信号放大器的负载和天线的负载之间得到阻抗匹配。

[0003] 然而，天线的负载因移动体无线装置的状况的差别而波动。例如因将便携电话用手覆盖、放置在绝缘体上、放置在导电体上、垂吊在空中等状况的差别而导致天线的负载波动。因此，存在不能够实现预想的阻抗匹配、不能够向天线供给足够的高频信号电力的问题。

[0004] 因此，提案建议有在高频信号放大器的输出端子设置检测天线负载的检测器、可变电容、和天线的负载相对应而对可变电容施加电压的控制用集成电路的方案（例如，参照非专利文献1~3）。由此，通过和天线的负载波动相对应而改变阻抗，能够将向天线供给的高频信号的电力保持固定。

[0005] 非 专 利 文 献 1：“ Mobile Phone Performance Improvements using an Adaptively Controlled Antenna Tuner, ” （“使用自适应控制天线调谐器的移动电话性能改善”） 2011 IEEE MTT-S Int. Microwave Symposium Digest, June 2011；非专利文献2：“CMOS Based Tunable Matching Networks for Cellular Handset Applications, ”（“用于蜂窝手持设备应用的基于CMOS的可调谐匹配网络”）2011 IEEE MTT-S Int. Microwave Symposium Digest, June 2011；
非专利文献3：“High Performance Tuners for Handsets, ”（“用于手持设备的高性能调谐器”）2011 IEEE MTT-S Int. Microwave Symposium Digest, June 2011。

[0006] 然而，当在作为集成电路的高频信号放大器之外进一步设置控制用集成电路时，移动体无线装置的结构变得复杂。另外，难以判断应该对可变电容施加的电压。

[0007] 本发明为解决如上述的问题而完成，其目的在于得到通过简单的电路结构而能够将向天线供给的高频信号电力保持固定的高频信号放大器。

[0008] 本发明涉及的高频信号放大器的特征在于，具备：放大部，具有输入端子及输出端子，放大高频信号；信号线路，在所述放大部的所述输出端子和天线之间连接；多个耦合线路，各自长度或末端不同，并和所述信号线路平行地配置；多个移相器，使经由耦合的所述信号线路及所述多个耦合线路分别施加的高频信号发生相位变化并向所述放大部的所述输入端子供给，具有各自不同的相位变化量。

[0009] 根据本发明，能够通过简单的电路结构将向天线供给的高频信号电力保持固定。附图说明

[0010] 图1是示出本发明的实施方式1涉及的高频信号放大器的图；图2是示出比较例涉及的高频信号放大器的图；
图3是示出计算天线的负载为50Ω时图1的三重耦合线路的通过特性的结果的图；
图4是示出计算天线的负载为短路时图1的三重耦合线路的通过特性的结果的图；
图5是示出计算天线的负载为开路时图1的三重耦合线路的通过特性的结果的图；
图6是示出本发明的实施方式1涉及的高频信号放大器的变形例1的图；
图7是示出本发明的实施方式1涉及的高频信号放大器的变形例2的图；
图8是示出本发明的实施方式2涉及的高频信号放大器的图。

[0011] 参照附图说明本发明的实施方式涉及的高频信号放大器。有时对相同或相对应的结构要素附以相同的符号，省略说明的重复。

[0012] 实施方式1图1是示出本发明的实施方式1涉及的高频信号放大器的图。高频信号放大器1向天线2供给高频信号。在高频信号放大器1中，驱动放大器3对输入的高频信号进行放大，主放大器4对它进行进一步放大。

[0013] 在主放大器4的输出端子和天线2之间连接有信号线路5。耦合线路6、7和该信号线路5平行地配置。耦合线路6的线路长度为高频信号的波长的四分之一，末端为开路。耦合线路7的线路长度为高频信号的波长的四分之一，末端为短路。耦合线路6、7和信号线路5接近至100μm以下。耦合线路6、7的末端为天线2侧。

[0014] 和耦合线路6、7的末端、长度相对应，耦合线路6、7和信号线路5的耦合度变得最强的天线2的负载确定。天线2的负载短路（反射相位为0度）时，末端开路的耦合线路6（反射相位为180度）和信号线路5较强地耦合。此时，移相器8使经由耦合的信号线路5及耦合线路6而施加的高频信号发生相位变化，并经由反馈用放大器9向主放大器4的输入端子供给。

[0015] 另一方面，天线2的负载开路（反射相位为180度）时，末端短路的耦合线路7（反射相位为0度）和信号线路5较强地耦合。此时，移相器10使经由耦合的信号线路5及耦合线路7而施加的高频信号发生相位变化，并经由反馈用放大器11向主放大器4的输入端子供给。

[0016] 移相器8、10分别具有不同的相位变化量。更详细而言，移相器8及反馈用放大器9被以在天线2的负载短路时实现接近正反馈的反馈的方式设计。另一方面，移相器10及反馈用放大器11被以在天线2的负载开路时实现接近正反馈的反馈的方式设计。

[0017] 接下来，将本实施方式的效果和比较例进行比较说明。图2是示出比较例涉及的高频信号放大器的图。在比较例中，使用末端和伪（dummy）电阻12连接的单个耦合线路13。

[0018] 考虑高频信号在天线2被较强地反射，不能够向天线2充分供给高频信号的电力的情况。此时，通过将反射信号经由耦合线路13反馈至主放大器4并再次放大，能够提高高频信号放大器1的输出电力。此时，需要以使反馈接近正反馈的方式调整了通过相位的移相器14及反馈用放大器15。

[0019] 天线2的反射相位因其负载开路或短路而相差180度。在此，假设以在天线2的负载短路时，实现接近正反馈的反馈而输出电力得到提高的方式设计移相器14及反馈用放大器15。在使用这样的放大器的便携电话的周围状况变化而天线2的负载变为开路时，反馈至主放大器4的反射信号的相位变化180度，实现接近负反馈的反馈，输出电力反而下降。这样，在比较例中，存在因反馈导致增益、输出电力的提高或下降依赖于天线2的反射相位的问题。

[0020] 与此相对，实施方式1中，天线2的负载短路时，耦合线路6和信号线路5耦合，信号通过移相器8及反馈用放大器9而实现接近正反馈的反馈。另一方面，天线2的负载开路时，耦合线路7和信号线路5耦合，信号通过移相器10及反馈用放大器11，实现接近正反馈的反馈。

[0021] 图3是示出计算天线的负载为50Ω时图1的三重耦合线路的通过特性的结果的图。图4是示出计算天线的负载为短路时图1的三重耦合线路的通过特性的结果的图。图5是示出计算天线的负载为开路时图1的三重耦合线路的通过特性的结果的图。在此，设想
2GHz的频带而设计了包含信号线路5和耦合线路6、7的三重线路。|S21|是从主放大器4向移相器8传送的高频信号的通过率。|S31|是从主放大器4向移相器10传送的高频信号的通过率。

[0022] 图3中，和频率2GHz的高频信号对应，任一通过率均在﹣12db左右。图4中，去往移相器10的通过率|S31|变为0，而与此相对，去往移相器8的通过率|S21|比天线2的负载为50Ω时更大。图5中，去往移相器8的通过率|S21|变为0，而与此相对，去往移相器10的通过率|S31|比天线2的负载为50Ω时更大。

[0023] 这样在实施方式1中，反馈路径和天线2的负载波动相对应而自动地切换。因此，高频信号放大器1的动作也和天线2的负载波动相对应而自动地变化。因而，能够通过简单的电路结构将向天线2供给的高频信号的电力保持固定。

[0024] 图6是示出本发明的实施方式1涉及的高频信号放大器的变形例1的图。在变形例1中使用五重耦合线路。这样使用三重以上的耦合线路的情况下也能够获得上述的效果。

[0025] 图7是示出本发明的实施方式1涉及的高频信号放大器的变形例2的图。在变形例2中使用二级的三重耦合线路。这样将二级以上的耦合线路串联连接的情况下也能够获得上述的效果。

[0026] 实施方式2图8是示出本发明的实施方式2涉及的高频信号放大器的图。在实施方式2中，设置有检波器16、17和开关18、19及匹配电路20、21以替代实施方式1的移相器8、10和反馈用放大器9、11。

[0027] 当经由耦合的信号线路5及耦合线路6、7分别施加高频信号时，检波器16、17输出直流信号。匹配电路20、21分别具有不同的阻抗变换量。具体而言，匹配电路20被以当天线2的负载短路时取得高频信号放大器1和天线2的阻抗匹配的方式设计。另一方面，匹配电路21被以当天线2的负载开路时取得高频信号放大器1和天线2的阻抗匹配的方式设计。

[0028] 开关18、19分别在主放大器4的输出端子和匹配电路20、21之间连接，响应来自检波器16、17的直流信号而分别导通、截止。具体而言，当直流信号施加在控制端子时，开关18、19从阻断高频信号的截止状态切换至通过高频信号的导通状态。然而，当来自天线的反射信号微弱时，开关18、19成为截止状态，匹配电路20、21不会对高频信号放大器的工作造成影响。

[0029] 天线2的负载短路（反射相位为0度）时，末端开路的耦合线路6（反射相位为180度）和信号线路5较强地耦合。此时，因为高频信号经由耦合的信号线路5及耦合线路6而施加，所以检波器16输出直流信号，开关18导通。从而，匹配电路20进行阻抗变换而取得高频信号放大器1和天线2的阻抗匹配。

[0030] 另一方面，天线2的负载开路（反射相位为180度）时，末端短路的耦合线路7（反射相位为0度）和信号线路5较强地耦合。此时，因为高频信号经由耦合的信号线路5及耦合线路7而施加，所以检波器17输出直流信号，开关19导通。从而，匹配电路21进行阻抗变换，取得高频信号放大器1和天线2的阻抗匹配。

[0031] 这样在实施方式2中，匹配电路20、21的连接和天线2的负载波动相对应而自动地切换。由此，能够自动地取得高频信号放大器1和天线2的阻抗匹配，抑制来自天线2的反射。因而，能够通过简单的电路结构将向天线供给的高频信号的电力保持固定。此外，因为能够防止来自天线2的反射信号输入主放大器4的输出端子，所以能够提高从偏置（bias）电力到高频电力的转换效率。

[0032] 此外，和耦合线路的末端、长度相对应，耦合线路和信号线路5的耦合度变得最强的天线2的负载确定。从而，在实施方式1、2中，使用了末端不同的耦合线路6、7，但是也可以使用长度不同的多个耦合线路，这时也能够获得同样的效果。

[0033] 此外，在实施方式1、2中使用了当天线2的负载短路或者开路时和信号线路5较强地耦合的耦合线路6、7，但是也可以使用在天线2的负载短路、开路以外时较强地耦合的耦合线路。制作这样的耦合线路时，以其末端的反射相位满足以下公式的方式进行设计。

[0034] （耦合线路的末端的反射相位）＝180度－（天线的反射相位）。

[0035] 此外，在实施方式2中即使耦合线路6、7和信号线路较强地耦合，如果高频信号放大器1的输出电力足够大，则开关18、19不自动切换。从而，如果要在输出电力微弱时也对应天线2的负载波动则选择实施方式1，如果要以特定大小以上的输出电力对应天线2的负载波动则选择实施方式2。此外，在实施方式2中，使用三重以上的耦合线路的情况、将二级以上的耦合线路串联连接的情况也能够获得上述的效果。

[0036] 此外，驱动放大器3、主放大器4的材料、结构为任意。例如，材料为硅、锗、硅锗（silicon germanium）、氮化硅、砷化镓、氮化镓、磷化铟等。结构为场效应晶体管、双极性晶体管（bipolar transistor）、真空管等。

[0037] 符号说明1 高频信号放大器；2 天线；4 主放大器（放大部）；5 信号线路；6、7 耦合线路；8、10 移相器；16、17 检波器；18、19 开关；20、21 匹配电路。