功率放大器的输出端用的测量电路和包含测量电路的功率放大器

本发明涉及放大器的输出端用的测量电路，并涉及包含测量电路 的放大器，特别是射频功率放大器。此外，本发明还涉及包含测量 电路的调节电路并涉及放大器输出端用的测量方法。

在移动无线电系统中，经常规定测量输出功率，以便基于所测量 的输出功率来调节输出功率。尤其在利用可变幅度传输方法的移动 无线电系统的情况下，一般来说有必要测量并调节输出功率。可变 幅度传输方法的一个典型例子就是所谓的OFDM(正交频分复用)， 所述的OFDM尤其被应用于按照IEEE 802.11a/h标准(传输频率在5 GHz范围内)或者802.11g标准(传输频率在2.4GHz范围内)的 WLAN无线电系统中。在这种情况下，可用于无线电传输的频带被细 分为正交部分频带(比如说52个部分频带)，在所述正交部分频带 之间分配无线电链路的数据业务量。在该情况下，作为所有部分频 带的功率的叠加的输出功率由于部分频带干扰而可能会在宽动态范 围(约17dB)上波动。但是，即使是在使用更高阶相位调制(PSK- 相移键控)的按照EDGE或UMTS标准的移动无线电系统中，输出信 号的幅度也是可变的。基于功率测量的功率调节使得能够存在对于 相应的工作状态是最佳的输出功率，而驱动发射天线的功率放大器 不被过载。

输出功率通常基于输出电压来测量。这通常通过测量在驱动发射 天线的功率放大器的输出端处的电压摆幅(voltage swing)来实现。 基于输出电压的测量的缺点是输出电压依赖于功率放大器的负载， 其结果是基于输出电压所测量的输出功率可能大大不同于实际存在 的功率。特别是对于功率放大器的实际负载、也即带有可选匹配网 络的天线例如由于组元件变异、老化或温度影响而偏离了典型的负 载的情况，无法单独地根据基于输出电压的测量推断出实际的输出 功率。在这种情况下，存在着输出侧的不匹配。

当根据输出电压来调节输出功率时，功率放大器的功能可能受到 相当程度的损害。比如，可以想象到这种情况，即功率放大器的负 载阻抗低于典型值。在这种情况下，如果输出放大器已经提供了输 出电流的最大可能摆幅，则输出电压的实际摆幅仍然低于输出电压 在功率调整方面所应该寻求的最大可能摆幅。功率调节以以下方式 对基于输出电压所测量的功率信息作出反应，即该功率调节试图增 加输出电流的摆幅。这就导致功率放大器的输出级在极限时被驱 动，使得由于输出级的非线性运行而使输出信号失真。因此，在这 种情况下，功率调节驱动功率放大器进入限制运行。相反，如果功 率放大器的负载阻抗高于典型值，则在功率调节方面对根据输出电 压所测量的功率信息的误解导致所调节的输出功率太低。因此，仅 仅基于对输出电压的测量的功率调节的风险是，所调节的输出功率 太低，或者输出放大器由于调节而在极限时被运行。

上述问题能够通过在功率放大器和天线之间提供外部的定向耦 合器来避免。这种定向耦合器具有两个测量输出端，在第一测量输 出端处的射频检测器的输出电压与被发射给天线的功率成比例，在 第二测量输出端处的射频检测器的输出电压与从天线反射的功率成 比例。在天线方面所辐射的功率可以从两个量的差来确定。这种解 决方案的缺点是，需要附加元件，例如外部的定向耦合器和一个或 两个射频检测器。这导致附加成本和发射机的扩大。

因此，本发明的一个目标是，说明放大器的测量电路，所述测量 电路的输出大小能够被用于调节放大器，尤其用于调节该放大器的 输出功率，其目的是放大器的输出级的最佳工作点。在这种情况下， 测量电路应该能够以最小的成本和最小的费用来实现。此外，本发 明的一个目的是说明相应的方法。此外，本发明旨在说明包括这种 测量电路的放大器、尤其是射频功率放大器和相应的调节电路。

所述目标通过独立专利权利要求来实现。

按照权利要求1的用于放大器输出端的根据本发明的测量电路 包含第一晶体管。在这种情况下，第一晶体管的输出电流表征放大 器的输出电流；特别地，所述输出电流与放大器的输出电流基本上 成比例。第一晶体管与驱动放大器输出端的至少一个第二晶体管并 行地被驱动。

典型地，使用多个并联的第二晶体管代替单个第二晶体管。关于 并行驱动，这固然是有利的，但对于直接使第一晶体管的被驱动端 子和至少一个第二晶体管的被驱动端子短接不是绝对必要的。当网 络被布置在第一和至少一个第二晶体管的端子之间时，就该申请的 意义来讲也可能存在并行驱动。例如，可以想象，第一晶体管和至 少一个第二晶体管分别被射极跟随器驱动。两个射极跟随器用相同 的信号驱动。

至少一个第二晶体管的由根据本发明的测量电路所提供的电流 信号能够实现对放大器输出电流的间接电流测量。就本发明的意义 来说，由测量电路所提供的电流信号可以被不同地用于调节放大 器。根据电流信号能够直接读出，第二晶体管是工作在线性范围内 还是已经被过载。该信息可以在调节输出功率时予以考虑。此外， 通过结合所测量的电流信号和被附加测量的输出电压，能够确定一 个或多个与之相关的量用于调节功率。尤其，能够通过使输出电流 和输出电压相乘来确定输出功率。

该测量电路只需要很低的电路附加费用；尤其，该测量电路可以 与放大器一起以单片集成电路的形式来实现。此外，至少一个第二 晶体管的功能由于使用测量电路而不被损害；最大可能输出摆幅因 为使用测量电路而不被减少。相反，在通过与至少一个第二晶体管 的传送输出电流的端子串联(例如与共发射极电路中的发射极或集 电极端子串联)的附加电阻、以不按照本发明的方式测量输出电流 的情况下，至少一个第二晶体管的最大可能输出摆幅减小。

如果测量电路的第一晶体管和驱动放大器输出端的至少一个第 二晶体管以共发射极电路或共源极电路的形式工作，则这是有利 的。在这种情况下，如果第一晶体管的基极端子或者门极端子以及 发射极端子或者源极端子与驱动放大器输出端的至少一个第二晶体 管的分别相应的端子短接，则这是有利的。

上述的并联电路分别使第一晶体管与至少一个第二晶体管的基 极发射极电压(利用双极晶体管实施)或者门极源极电压(利用MOS 晶体管实施)相互对应。此外，如果有利地要求第一晶体管具有与 驱动放大器输出端的至少一个第二晶体管相同的类型，则第一晶体 管的输出电流与至少一个第二晶体管的输出电流近似地成比例。根 据所谓的电流镜的功能，适用于该情况的是：第一晶体管的输出电 流与驱动放大器输出端的至少一个第二晶体管的输出电流的比率对 应于上述两个晶体管的面积比。在放大器与测量电路的公共单片集 成的情况下，元件变异、老化或者温度影响在相同的程度上影响两 个晶体管，使得第一晶体管的输出电流与至少一个第二晶体管的输 出电流之间的比例因数保持恒定。这也被称作“晶体管匹配”。

有利地，该测量电路包含一电阻，该电阻将第一晶体管的输出电 流转化为电压信号。在这种情况下，如果电阻的值低于、尤其是大 大低于第一晶体管的输出阻抗，则这是有利的。这提供的优点是， 流经第一晶体管的输出阻抗的电流的大小低。在这种情况下，第一 晶体管的输出电流以及电阻处的电压信号与至少一个第二晶体管的 短路电流成比例。

如果测量电路包含用于提供对驱动放大器输出端的至少一个第 二晶体管的功能进行表征的变量的装置，则这是有利的。该装置根 据第一晶体管的输出电流或者依赖于该第一晶体管的输出电流的电 压来确定该变量。对功能进行表征的变量涉及放大器的输出侧匹配 和/或放大器的输出功率。可替代地或者附加地，该变量也可能涉及 对驱动放大器输出端的至少一个第二晶体管的调制。优选地、但不 是必要地，对功能进行表征的该变量也可能附加地依赖于放大器的 输出电压。

就该申请的意义而言，对驱动放大器输出端的至少一个第二晶体 管的功能进行表征的变量是这种变量，该变量说明了至少一个第二 晶体管在其功能方面、尤其是在功率放大方面是如何在放大器电路 中工作的。对功能进行表征的变量例如可以是对匹配或者不匹配进 行表征的变量。如果存在不匹配，则这影响至少一个第二晶体管的 功率放大。在不匹配的情况下，输出功率低于功率匹配情况下的最 大可能功率。然而，对功能进行表征的变量也可以是对输出功率进 行表征并且能够直接被用于调节输出功率的变量。此外，对功能进 行表征的变量也可以在于对至少一个第二晶体管的调制的说明。如 果存在至少一个第二晶体管的过载，则输出电压失真，使得不再提 供至少一个第二晶体管的功能、即尽可能线性的功率放大。

有利地，所述测量电路包含用于提供对放大器的输出电压进行表 征的电变量的装置、尤其是射频检测器。在最简单的情况下，所述 装置只包含输出电压的分接(tapping)。所述分接可以通过附加电 阻而具有高阻抗，使得在放大器输出端上的分接的影响可以忽略。 在使用射频检测器的情况下，根据放大器的输出电压通常形成平均 输出信号。然而，所述输出信号于是不再包含任何的相位信息。

根据一个有利的实施例，所述测量电路包含用于提供对输出功率 进行表征的变量的装置。在这种情况下，该装置根据第一晶体管的 输出电流或者依赖于所述输出电流的电压来确定该变量。此外，对 放大器的输出电压进行表征的电变量被用于确定对输出功率进行表 征的变量。优选地，该装置执行乘法运算来确定对输出功率进行表 征的变量。如果所述测量电路包含用于此目的的混频器，则这是有 利的。所述混频器的输出信号具有DC电流分量和频率为输出电压频 率两倍时的AC电流分量。该AC电流分量可以通过附加的低通滤波 器来抑制。所述混频器的输出信号的DC直流分量与放大器的输出功 率成比例。

根据一个替代实施例，所述测量电路包含用于提供对放大器输出 端处的阻抗进行表征的变量的装置。所述装置根据对放大器的输出 电压进行表征的电变量和第一晶体管的输出电流来确定该变量。代 替输出电流，依赖于所述输出电流的电压也可以被用作上述装置的 输入变量。有利地，对阻抗进行表征的变量通过除法来确定。根据 对分子和分母的选择，得出阻抗或者导纳作为输出变量。该输出变 量可以被用来确定是否存在不匹配。

根据一个替代实施例，所述测量电路包含用于提供对驻波比或者 反射因数进行表征的变量的装置。在该情况下，所述装置根据第一晶 体管的输出电流或者依赖于所述输出电流的电压来确定该变量。此 外，对放大器的输出电压进行表征的电变量被用于确定对输出功率进 行表征的变量。

根据另一替代实施例，所述测量电路包含用于提供一个电变量的 装置，所述电变量对在第一晶体管的输出电流和表征放大器的输出 电压的电变量之间的相位差进行表征。优选地，所述装置是相位比 较器。借助于该相位比较器的输出信号能够确定放大器的输出端在 放大器的工作频率(如2.4GHz)时是否匹配。如果输出电流和输出 电压不是反相的，则在所考虑的频率时存在电感性或电容性的不匹 配。

有利地，所述测量电路包含一装置，该装置根据对放大器的输出 电压进行表征的电变量指示驱动放大器输出端的至少一个第二晶体 管是否过载。这可以通过比较对输出电压进行表征的变量和第二晶 体管的饱和电压来实现。如果在放大器的输出端处、也就是说在至 少一个第二晶体管的集电极或漏极端子处的电压低于至少一个第二 晶体管的饱和电压，则至少一个第二晶体管过载。在这种情况下， 应当降低驱动信号的幅度。

按照权利要求14的本发明放大器包含根据本发明的测量电路以 及驱动放大器输出端的至少一个第二晶体管。所述放大器输出端尤 其是开路集电极或开路漏极放大器输出端。这种输出端的特征在 于，该输出端在芯片内与电源电压不相连。驱动放大器输出端的至 少一个第二晶体管的集电极或漏极端子在不与放大器负载相连的情 况下开路。然而，也可能把匹配网络集成到芯片中，于是出现与电 源电压的连接。优选地，所述放大器是射频放大器、尤其是射频功 率放大器。

按照权利要求16的本发明调节电路用来调节本发明放大器的由 本发明测量电路所确定的变量。在这种情况下，所述调节电路包含 根据本发明的测量电路。优选地，该调节电路用来调节输出功率， 其中对放大器的输出功率进行表征的变量由该测量电路确定并且由 该调节电路调节到它的最佳值。

在按照权利要求17的用于放大器输出端的本发明测量方法的情 况下，第一晶体管的输出电流被确定。在这种情况下，第一晶体管 与驱动放大器输出端的至少一个第二晶体管并行地被驱动。所述输 出电流对放大器的输出电流进行表征，尤其与放大器的输出电流基 本上成比例。

下面根据多个示范性的实施例参考附图来更详细地说明本发 明，其中：

图1示出根据现有技术用于说明输出功率的功率放大器的电路互 连。

图2示出用于确定输出电流和输出功率的根据本发明的功率放大 器的本发明电路互连。

图1示出单片集成射频功率放大器0的电路互连的两种可替代的 可能性，所述两种可替代的可能性都涉及根据现有技术的对输出功率 的测量。第一替代方案利用射频检测器1，所述射频检测器间接地通 过输出电压来确定输出功率。可替代地，能够利用芯片外网络2来说 明输出功率，所述网络包含定向耦合器3。

在该情况下，射频功率放大器0被用在移动无线电系统中，例如 被用在用于频率范围为2.4GHz和2.5GHz之间或可替代地频率范围 为5.15GHz和5.825GHz之间的载频调制信号的WLAN发射设备中。 该功率放大器0的输出级包含一个或多个npn双极晶体管4a-4e，所 述npn双极晶体管并联，并且驱动功率放大器0的输出端8。该功率 放大器0的输出级形成共发射极电路。如果在输出级中仅仅使用单个 晶体管，则该晶体管具有很大的有源晶体管面积(发射极面积)。如 果如这里所示使用多个并联的晶体管4a-4e，则晶体管4a-4e的发射 极面积可能相对地被减小。在基极处通过确定基极电位的网络5来设 置工作点，所述网络5在这里未作更详细的说明。输出级的射频输入 信号由连接在输出级之前的放大级(未示出)供应，其中两个放大级 为射频信号通过电容6耦合(也被称作所谓的AC耦合)。晶体管4a-4e 的发射极端子与地电位相连。

放大器输出端8是开路集电极输出端，也就是说未提供输出端8 的芯片内端接。通过电感7将正工作电压VCC(例如+3.3V)馈给晶 体管4a-4e的集电极。晶体管4a-4e的集电极电流的DC分量流经电感 7。像在输出侧的其它无源元件一样，电感7可以在芯片外实现(如图 1中所示)或者可替代地在芯片内实现。在该情况下，芯片外元件与 芯片内元件相比通常具有更高的质量；通过使用芯片外元件，成本由 于与此相关的更加复杂的印刷电路板制造而增加。所述放大器输出端 8和放大器的负载与芯片外电容9AC耦合，也就是说电容9形成射频 短路。匹配网络10被连接在功率放大器的实际负载(即天线11)和 电容9之间。所述网络执行天线11的阻抗变换。在这种情况下，对匹 配网络进行如下选择，使得在输出端8处存在功率匹配，也就是说， 源极阻抗对应于输出端8处的复共轭负载阻抗。通常，在天线11和匹 配网络10之间存在一条线路(未示出)，其中为了匹配的目的，线路 阻抗对应于天线11的阻抗。

根据如从现有技术已知的用于确定输出功率的第一替代方案，放 大器输出端8处的输出功率由射频检测器1测量。该射频检测器1包 含二极管并且通过二极管整流产生DC电压或者DC电流，所述DC电压 或者DC电流与输出电压的幅度成比例。在这种情况下，输出电压的幅 度的平方与射频输出功率成比例。这种形式的功率测量的缺点是：如 果实际负载偏离功率放大器0的典型负载，则不能从检测器1的输出 变量中推断出实际的输出功率。

此外，从现有技术已知，作为功率测量的替代方案(如图1所示)， 在天线11之前连接芯片外网络2，所述网络包含定向耦合器3。所述 定向耦合器3与射频检测器15和12以及端接电阻13和14互连。射 频检测器15提供一个输出量，该输出量与被发射到天线11的功率的 平方根成比例，射频检测器12提供一个输出量，该输出量与在天线 11方所反射的功率的平方根成比例。从所述两个变量中可以确定实际 所发射的功率。这种解决方案的缺点是需要附加的外部元件。

图2示出单片集成射频功率放大器20的根据本发明的电路互连。 图1和图2中所示出的配有相同参考符号的元件部分相互对应。与图 1相比，另一晶体管4f与晶体管4a-4e在基极和发射极侧并联。在该 情况下，晶体管4f的晶体管类型对应于晶体管4a-4e的晶体管类型。 在该情况下，晶体管4f具有与晶体管4a-4e之一相同的尺寸。在该情 况下，晶体管4f的集电极不与功率放大器的输出端8相连，而是与电 阻21相连。电阻21的第二端子与工作电压VCC相连，使得电阻21 形成工作在共发射极电路中的晶体管4f的负载电阻。此外，规定使放 大器的输出端处的电压通过分接头22可用。经由分接头22所提供的 输出电压以及在电阻器21两端下降的电压被馈给混频器。该混频器的 输出信号26中的射频信号分量可通过被连接在混频器之后的附加低 通滤波器(未示出)来抑制。此外，附加的电路块24和25可以选择 性地被提供，其中电路块24分析在电阻21两端下降的电压信号，电 路块25分析在输出端8处出现的电压信号。

由于对晶体管4f的驱动(如在电流镜的情况下那样)对应于对晶 体管4a-4e的驱动，所以近似适用的是，电流27与晶体管4a-4e的输 出电流28成比例。尤其适用的是，如果晶体管4f具有与晶体管4a- 4e相同的类型，则晶体管4f的输出电流27大致对应于晶体管4a-4e 之一的输出电流29。因此，在电阻21两端的电压与功率放大器20的 输出电流28近似地成比例。如果不考虑输出端8处和电阻21处的电 压信号的DC电流分量(例如通过在混频器输入端之前的未示出的AC 耦合)，则所述电压信号的乘积与在功率放大器的负载中所消耗的有 功伏安近似地成比例，也就是说与由天线11所辐射的功率近似地成比 例。如果输出端8处的电压信号的AC分量通过

            u1＝a·cos(ωt+α)    (1)

描述，并且电阻21处的电压信号的AC分量通过

            u2＝b·cos(ωt+β)    (2) 来描述，则混频器23的在混频器的线性调制范围内的输出信号与下 式成比例

u1·u2＝[a·cos(ωt+α)]·[b·cos(ωt+β)]＝ a·b·cos(α-β)+a·b·cos(2ωt+α+β)      (3)。

根据方程式3，该混频器的输出信号26具有DC电流分量和频率 为输出电压频率两倍时的AC电流分量。所述AC电流分量可以通过附 加的低通滤波器抑制。所述混频器的输出信号26的DC电流分量于是 与在放大器20的负载中所消耗的功率成比例。在该情况下，显然为功 率所确定的测量值既取决于电压信号u1、u2的幅度a、b，又取决于电 压信号u1、u2的相位差α-β。在这种情况下适用的是，在功率放大器 的输出端已匹配时，相位差为0。如果存在电容性或电感性的不匹配， 则相位差不同于0。在该情况下，被发射到天线11的功率的一部分被 反射，而在天线11中未被吸收。由于输出信号依赖于相位差，所以混 频器同时也作为相位比较器工作。

当电压信号u1、u2同相(或者晶体管4f的电流与输出端8处的 电压反相)且功率放大器20的输出端8处的电压摆幅具有最大可允 许的值且流经晶体管的电流最大时，天线中所消耗的有功伏安表示 最大可能有功伏安。如果超过了功率放大器20的输出端8处的电压 摆幅的最大可允许的值，则该功率放大器20的输出级以严重非线性 方式工作。由于工作电压(最大的)和饱和电压(最小的)的限制， 输出信号几乎像被“削峰(clipped)”一样。如果功率放大器的输 出端处的电压摆幅低于最大可允许的电压摆幅，则最大可能功率在 天线11中未被吸收。这是放大器20的输出端8处的阻抗太低的情 况。相反，如果超过了放大器20的输出端8处的最大可允许的电压 摆幅，则放大器20的输出端8处的阻抗太高。相反，如果电压信号 u1、u2不同相，则存在电容性或电感性的不匹配。

因此，为了使在天线11中所吸收的功率最大化而不使功率放大 器20的输出级过载，应该在用于功率调节的调节电路中监控多个变 量：首先是相位差或者从混频器的输出信号得到的所吸收的功率， 其次是放大器20的输出端8处的电压摆幅。为了监控输出端8处的 电压摆幅，可将电路块25实施为射频检测器。可代替地，电路块25 可以这样被配置，使得所述电路块25将放大器20的输出端8处的 电压与晶体管4a-4e的集电极和发射极之间的饱和电压(根据晶体 管的类型和温度，典型地在100mV到400mV的范围内)进行比较。 如果在输出端8处出现的最低电压刚好等于或者低于饱和电压，则 功率放大器20的输出级过载。在这种情况下，必须降低输出端8处 的电压幅度。

图2所示的电路也可以根据本发明进行修改，以便确定对晶体管 4a-4e的功能进行表征的其它变量。尤其，提供对放大器20的输出 端处的阻抗进行测量的电路决来代替混频器23。如果在这种类型的 电路块中，输出端8处的电压的AC分量的相量和电阻21两端的电 压的AC分量的相量相除，则结果是与放大器的输出端8处的阻抗成 比例的变量。

其它变量(如驻波比或者放大器输出端的反射因数)能够以类似 的方式通过以对应于所述变量的计算说明的方式分析电阻21的输出 端处和输出端8处的电压信号的AC分量来确定。驻波比得出输出端 8处的有效阻抗与输出线路的阻抗(如50ohm)或者与在使用匹配 网络10时输出线路的所变换的阻抗的比率。就这方面而言，假定已 知输出端8处的阻抗(如上所述)，就能容易地确定驻波比。

关于以上的说明，应该注意的是，代替电阻21两端的电压也能够 以类似的方式直接使用电流信号27。