在数字方式的便携式电话终端安装有可全球使用的多模式系统(例如，GSM：Global System for Mobile Communications/UMTS：UniversalMobile Telecommunications System)。在该便携式电话终端中进行高输出的功率放大的功率放大器，通常采用将2～3个高频放大用的化合物半导体晶体管多级连接起来的结构，作为其中的化合物半导体晶体管，从单一正电源工作等的观点来看，主要采用例如由GaAs构成的异质结双极型晶体管(HBT：heterojunction bipolar transistor)。近年，从便携式电话终端的小型化观点来看，正推进可不依赖于模式而使用的功率放大器的通用化的研究。
功率放大器在便携式电话终端中，占其消耗功率的大约二分之一以上，为了增加便携式电话终端的通话时间，必须进行低消耗功率工作。
一般，功率放大器的输出功率，在GSM方式下具有大致从+34dBm至-50dBm的较广范围，在UMTS方式下具有大致从+27dBm至-50dBm的较广范围，特别地，由于在输出功率最大即+34dBm(GSM)和+27dBm(UMTS)附近消耗功率最大，因此必须抑制这附近的消耗功率。
作为输出功率300mW～3W左右的便携式电话用放大器的最终级用的放大器，为了确保高频特性以及高输出，采用并联连接多个晶体管，并合成各晶体管的输出的结构。图13表示这种现有高频功率放大器的结构例(参照专利文献1～4)。
在图13表示的现有高频功率放大器100中，当设n为2以上的整数时，由偏置电路(bias circuit)B1提供偏置电压输入端子DCIN的直流偏置电压，分别经由电阻Ra101～Ra10n，向各晶体管Q101～Q10n的基极提供。此外，向高频信号输入端子RFIN提供的高频信号，分别经由电容C101～C10n，向各晶体管Q101～Q10n的基极提供。各晶体管Q101～Q10n的集电极(collector)公共连接并接合高频信号输出端子RFOUT，各晶体管Q101～Q10n的发射极(emitter)分别接地(参照专利文献1、2、4)。
图13的偏置电路B1由以下构成：集电极与电源VDC连接且进行发射极跟随器(emitter follower)工作的晶体管Q0；和与电源VREF连接的温度补偿电路T1。其中，温度补偿电路T1由电阻R0、二极管D1以及D2构成(参照专利文献3)。
如图13所示，偏置电压和高频信号采用其他路径输入晶体管Q101～Q10n的基极的结构是因为如下理由。即，晶体管Q101～Q10n进行高输出工作时，由于交流电流的电流密度变高而发热。这种发热，由于晶体管Q101～Q10n间的特性偏差等原因，在所有晶体管Q101～Q10n中并不相同。由此，温度高的特定晶体管由于工作时极大的发热量而发生热失控(thermal runaway)，恐怕会由于基极电流的增大而导致元件损坏。因此，为了抑制这种热失控，一旦晶体管Q101～Q10n的基极电压上升，就增大电阻Ra101～Ra10n的值，以使由偏置电路B1提供的基极偏置电流减少。
另一方面，UMTS方式下，根据表示功率放大器的输出功率中的使用频率的概率密度(PDF：Probability Density Function)，在比较低的输出即+10dBm附近为峰值，在+5dBm至+15dBm的范围中PDF最高，与最大输出时相比，消耗功率虽然没有那么高，但是由于使用频率高，因此在该范围中降低功率消耗也十分重要。由此，便携式电话终端采用DC-DC转换器，在从1.0V至3.35V的范围中，控制功率放大器的集电极电压，特别地，在+15dBm以下，设集电极电压为1.0V，来谋求消耗功率的降低。更进一步地，由于低输出附近的集电极电流也对功率放大器的消耗功率有较大影响，因此必须尽可能低的来设定偏置电路B1的电流设定。
图13表示的现有高频功率放大器100，除了所述结构以外，通过在偏置电压输入端子DCIN和高频信号输入端子RFIN之间插入电容CZ1，从而抑制伴随高频输入信号的增大的增益压缩(gain compression)，使高频功率放大器100的低失真工作成为可能。由此，使偏置电路B1的电流设定较低，并且同时进行高输出化，来实现良好的高频特性(参照专利文献2)。
专利文献1：美国专利第5608353号说明书
专利文献2：日本特开2003-324325号公报
专利文献3：日本特开2007-288736号公报
专利文献4：日本特开2003-243942号公报
在所述现有高频功率放大器100中，通过增大电阻Ra101～Ra10n的值，来抑制晶体管Q101～Q10n的热失控，并且实现均衡工作。
但是，也有时为了抑制低输出时的功率消耗而使偏置电路B1的电流设定低，由于该电阻Ra101～Ra10n的高电阻化促进由偏置电路B1提供的基极偏置电流的抑制，成为高输出时的功率增益降低的原因，因此不能取太大的值。即，通过增大电阻Ra101～Ra10n的值，而确保改善对晶体管Q101～Q10n的均衡工作(提高耐损坏性)，和通过减小电阻Ra101～Ra10n的值而能够提高的、晶体管Q101～Q10n的高输出时的高频功率增益(提高高频特性)具有平衡(trade-off)关系，使它们并存非常困难。
另一方面，通过使偏置电路B1的电流设定较高，能够缓和由电阻Ra101～Ra10n的高电阻化所导致的基极偏置电流的抑制，并能够将高输出时的功率增益降低抑制到某程度为止，但是高输出时的高频功率增益(提高高频特性)的充分改善是困难的。更进一步地，在该情况下，会导致低输出时的消耗电流的增大。即，电阻Ra101～Ra10n的高电阻化中，通过使偏置电路B1的电流设定较高而改善的晶体管Q101～Q10n的高输出时的高频功率增益(提高高频特性)、和通过使偏置电路B1的电流设定较低而能够提高的晶体管Q101～Q10n的低输出时的消耗功率(提高高频特性)具有平衡关系，存在同时实现它们非常困难的课题。

由此，本发明的一个目的在于，提供能同时实现充分的耐损坏性、和高输出时的良好高频特性以及低输出时的良好高频特性的高频功率放大器。
本发明目的是用于高频信号的功率放大的高频功率放大器。于是，为达成所述目的，本发明的高频功率放大器具备：并联连接的发射极接地的多个晶体管；向一个端子施加公共的直流偏置电压，且将另一端子与所述多个晶体管的基极分别连接的多个第一电阻；向一个电极输入公共的所述高频信号，且将另一电极与所述多个晶体管的基极分别连接的多个第一电容；和向一个端子施加公共的所述直流偏置电压，且将另一端子与所述多个晶体管的集电极分别连接的至少一个阻抗电路，所述阻抗电路对直流成分导通。也可以还具备：向一个电极施加公共的所述直流偏置电压，且将另一电极与所述多个晶体管的基极分别连接的多个第二电容。
向所述多个晶体管的基极的直流偏置电压，在低输出时，例如由在输出结构中采用发射极跟随器的偏置电路提供，在高输出时，由该偏置电路和所述阻抗电路提供。
另外，所述阻抗电路，例如由使晶体管的基极/集电极间短路的基极/发射极间二极管和电阻的串联连接电路构成。
根据本发明，在并联连接多个晶体管结构的高频功率放大器中，通过插入一个或多个阻抗电路，从而能够同时实现充分的耐损坏性、和高输出的良好高频特性以及低输出时的良好高频特性。
附图说明
图1是表示本发明的实施方式1的高频功率放大器的电路结构的图。
图2是通过与现有例的情况进行比较来表示图1的高频功率放大器中的输出晶体管的集电极电压和空置集电极电流之间的关系的图。
图3(A)和(B)是通过与现有例的情况进行比较来表示图1的高频功率放大器的低输出时的特性的图。
图4(A)和(B)是通过与现有例的情况进行比较来表示图1的高频功率放大器的高输出时的特性的图。
图5是通过与现有例的情况进行比较来表示图1的高频功率放大器的频率和稳定系数之间的关系的图。
图6是表示本发明的实施方式1a的高频功率放大器的电路结构的图。
图7是通过与实施方式1以及现有例的情况进行比较来表示图6的高频功率放大器中的输出晶体管的集电极电压和空置集电极电流之间的关系的图。
图8是表示本发明的实施方式1b的高频功率放大器的电路结构的图。
图9是表示本发明的实施方式1c的高频功率放大器的电路结构的图。
图10是表示本发明的实施方式2的高频功率放大器的电路结构的图。
图11是表示本发明的实施方式3的高频功率放大器的电路结构的图。
图12是表示本发明的实施方式4的高频功率放大器的电路结构的图。
图13是表示现有高频功率放大器的电路结构例的图。
符号说明
1、1a、1b、1c、2、3、4、100-高频功率放大器
B1-偏置电路
C1～Cn、Ca1～Can、C101～C10n、CZ1-电容
D1、D2-二极管
DCIN-偏置电压输入端子
Q0、QFB、QSW-晶体管
Q1～Qn、Q101～Q10n-晶体管
R0、RFB、RSW-电阻
Ra1～Ran、Rb1～Rbn、Rc1～Rcn、Ra101、Ra10n-电阻
RFIN-高频信号输入端子
RFOUT-高频信号输出端子
T1-温度补偿电路
TL1～TLn-传送线路
VDC、VREF、VSW-电源
Z-阻抗电路

(实施方式1)
图1是表示本发明的实施方式1的高频功率放大器的电路结构的图。图1所示的高频功率放大器1由晶体管Q1～Qn、电容C1～Cn、电阻Ra1～Ran、电容Ca1～Can、和阻抗电路Z构成。阻抗电路Z对于直流成分导通。这里，n为2以上的整数。
提供给高频信号输入端子RFIN的高频信号经由电容C1～Cn，分别输入晶体管Q1～Qn的基极，放大后从晶体管Q1～Qn的集电极向高频信号输出端子RFOUT输出。各晶体管Q1～Qn的发射极接地。从偏置电路B1提供偏置电压输入端子DCIN的直流偏置电压，在由高输出时变为低输出时，经由电阻Ra1～Ran，分别向晶体管Q1～Qn的基极提供。
另一方面，晶体管Q1～Qn的集电极经由阻抗电路Z，与偏置电压输入端子DCIN连接。图1中还表示阻抗电路Z的结构例。图1的阻抗电路Z由电阻RFB、和使晶体管QFB的基极/集电极间短路的基极/发射极间二级管的串联连接电路构成，对于直流成分导通。由此，由晶体管Q1～Qn的集电极提取出的直流偏置电压，在设定集电极电压为低的低输出时被遮断，在设定集电极电压为高的高输出时，经由阻抗电路Z以及电阻Ra1～Ran，分别向晶体管Q1～Qn的基极提供。此外，由晶体管Q1～Qn的集电极提取出的高频信号输出的一部分经由阻抗电路Z、电阻Ra1～Ran以及电容Ca1～Can，分别返回至晶体管Q1～Qn的基极。
偏置电路B1如果是能够提供偏置电压的电路则不论其结构。其中，图1表示偏置电路B1的优选结构。图1的偏置电路B1由集电极与电源VDC连接且进行发射极跟随器工作的晶体管Q0、和与电源VREF连接的温度补偿电路T1构成。其中，温度补偿电路T1由电阻R0、二极管D1以及D2构成。作为二极管D1及D2，为了补偿高频功率放大器1的晶体管Q1～Qn和偏置电路B1的晶体管Q0的基极/发射极间电压和，可以采用使晶体管的基极/集电极间短路的基极/发射极间二极管。
在具有所述结构的实施方式1的高频功率放大器1中，关于低输出的工作区域(+15dBm以下)中的直流偏置电压，如以下来设定。即，晶体管Q1～Qn的集电极电压为了实现低消耗功率而设定为比2.5V低(例如1.0V等)。来自偏置电路B1的偏置电流通过电阻Ra1～Ran的路径，输入晶体管Q1～Qn的基极。由于使阻抗电路Z中的晶体管QFB的基极/集电极间短路的基极/发射极间二极管为OFF状态(由GaAs构成的HBT成为ON状态的基极/发射极间电压为1.2V以上)，因此未提供来自阻抗电路Z的偏置电流。另一方面，由高频信号输入端子RFIN输入的高频信号经由电容C1～Cn，通过晶体管Q1～Qn的基极，功率放大后，由晶体管Q1～Qn的集电极输出。
在高输出中的工作区域(+34dBm附近)，关于直流偏置电压，如以下设定。即，晶体管Q1～Qn的集电极电压为了与高输出时相对应而设定为比2.5V高(例如，3.35V等)。在偏置电压输入端子DCIN上附加提供来自偏置电路B1的偏置电流，由于使阻抗电路Z中的晶体管QFB的基极/集电极间短路的基极/发射极间二极管成为ON状态(由GaAs构成的HBT成为ON状态的基极/发射极间电压为1.2V以上)，因此提供来自阻抗电路Z的偏置电流。这些偏置电流的和通过电阻Ra1～Ran的路径，输入晶体管Q1～Qn的基极。另一方面，由高频信号输入端子RFIN输入的高频信号经由电容C1～Cn，通过晶体管Q1～Qn的基极，功率放大后，由晶体管Q1～Qn的集电极输出。通过阻抗电路Z的插入，来自晶体管Q1～Qn的集电极的高频信号输出的一部分经由电阻RFB而向晶体管QFB的基极输入，经由电阻Ra1～Ran以及电容Ca1～Can，向晶体管Q1～Qn的基极返回。
向阻抗电路Z返回的高频信号输出的电压振幅由于晶体管QFB的基极/发射极间二极管的非线形性，在晶体管QFB的基极/发射极间二极管导通(ON)的时刻(负振幅)被箝位(clip)，在截止(OFF)的时刻(正振幅)未被箝位。由此，在偏置电压输入端子DCIN处产生正极性的直流偏移(offset)电压。该直流偏移电压产生的效果为，如果由晶体管Q1～Qn的集电极返回的高频信号输出越大，则表现越显著。
来自高频信号输入端子RFIN的高频信号通过电容C1～Cn，输入至晶体管Q1～Qn的基极。更进一步地，该高频信号的一部分经由电阻Ra1～Ran、电容Ca1～Can以及偏置电压输入端子DCIN，向偏置电路B1以及阻抗电路Z输入。特别地，通过插入电容Ca1～Can，从而使高频信号易于通过。
输入偏置电路B1的来自高频信号输入端子RFIN的高频信号的电压振幅，由于晶体管Q0的基极/发射极间二极管的非线形性，从而在晶体管Q0的基极/发射极间二极管导通的时刻(负振幅)被箝位，在截止的时刻(正振幅)未被箝位。由此，在偏置电压输入端子DCIN处，产生正极性的直流偏移电压。该直流偏移电压产生的效果为，如果来自高频信号输入端子RFIN的输入功率越大，则表现越显著。
更进一步地，输入阻抗电路Z的来自高频信号输入端子RFIN的高频信号的电压振幅，由于晶体管QFB的基极/发射极间二极管的非线形性，从而在晶体管QFB的基极/发射极间二极管导通的时刻(负振幅)被箝位，在截止的时刻(正振幅)未被箝位。由此，在偏置电压输入端子DCIN处，产生正极性的直流偏移电压。在阻抗电路Z中，分别存在由晶体管Q1～Qn的集电极返回的高频信号输出所导致的直流偏移电压、和来自高频信号输入端子RFIN的高频信号输入所导致的直流偏移电压，且它们重叠。
下面，参照图2～图5，说明实施方式1的高频功率放大器1(图1)和现有高频功率放大器100(图13)的效果的不同。这里，实施方式1的高频功率放大器1中，电阻RFB为120Ω，晶体管QFB是两个晶体管的并联连接，电容Ca1～Can分别为0.64pF，电容C1～Cn分别为0.16pF，并联连接的晶体管Q1～Qn、电阻Ra1～Ran、电容Ca1～Can以及电容C1～Cn的数目设为78个(n＝78)。
图2表示在分别设电阻Ra1～Ran为2000Ω的情况下，使晶体管Q1～Qn的集电极电压VCC可变时的空置集电极电流ICC。由图2可知，在现有高频功率放大器100中，由偏置电路B1提供偏置电流，如果集电极电压VCC增加至0.5V，则表示大致80mA左右固定的集电极电流特性。
另一方面，实施方式1的高频功率放大器1中，同样由偏置电路B1提供偏置电流，集电极电压VCC从0.5V成为2.5V左右的期间，表示大致80mA左右固定的集电极电流特性。如果自2.5V左右起增加集电极电压VCC，则不只是由偏置电路B1提供偏置电流，由于晶体管QFB所导致的二极管的基极/发射极间的电位差比1.2V大(由GaAs构成的HBT成为ON状态的基极/发射极间电压为1.2V以上)，因此晶体管QFB成为ON状态，由晶体管Q1～Qn的集电极经由电阻RFB和晶体管QFB提供偏置电流。由此，晶体管QFB导致的二极管的顺方向电流所引起的偏置电流与来自偏置电路B1的偏置电流重叠，集电极电流显示出急剧变大的特性。
便携式电话终端中，高频功率放大器的集电极电压控制在1.0V至3.35V的范围内，谋求低输出时的消耗功率的降低，但是在实施方式1的高频功率放大器1中，通过将集电极电压VCC控制在2.5V左右以下，从而能够得到与现有高频功率放大器100同样低的消耗功率。此外，高输出时，通过将集电极电压VCC控制在2.5V左右以上，从而将晶体管QFB设为ON状态，除了提供直流偏置电流以外，将来自晶体管Q1～Qn的集电极的高频信号输出的一部分向晶体管QFB的基极输入，可能产生直流偏移电压。
图3(A)表示低输出时(+10dBm附近)设集电极电压VCC为1.0V，设电阻Ra1～Ran可变时的输出功率Pout。图3(B)同样表示设电阻Ra1～Ran可变时的集电极效率ηc。由这些图可知，现有高频功率放大器100中，即使电阻Ra1～Ran增加至2000Ω，特性也不会大幅恶化(输出功率Pout为0.9dB以下，集电极效率为ηc0.1％以下)。此外，实施方式1的高频功率放大器1中，即使电阻Ra1～Ran增加至2000Ω，也可以抑制特性恶化(输出功率为Pout1.4dB以下，集电极效率为ηc0.1％以下)。在电阻Ra1～Ran为2000Ω时，与现有高频功率放大器100的特性差是输出功率Pout0.3dB，集电极效率ηc0.4％，几乎看不出。
该情况下，现有高频功率放大器100和实施方式1的高频功率放大器1的基极偏置电流的提供只在相同偏置电路B1中进行。即，实施方式1的高频功率放大器1中，也能够保持在UMTS等中重要的低输出时(+10dBm附近)的消耗功率与现有高频功率放大器100同等低。
图4(A)表示高输出时(+34dBm附近)设集电极电压VCC为3.35V，设电阻Ra1～Ran可变时的输出功率Pout。图(4)B同样表示设电阻Ra1～Ran可变时的集电极效率ηc。由这些图可知，现有高频功率放大器100中，如果电阻Ra1～Ran增加至2000Ω，则特性大幅恶化(输出功率为Pout1.7dB以上，集电极效率为ηc9.4％以上)，相对于此，实施方式1的高频功率放大器1中，即使电阻Ra1～Ran在2000Ω附近，也可以大幅抑制特性恶化(输出功率为Pout0.6dB以下，集电极效率为ηc3.0％以下)。特别地，在电阻Ra1～Ran为2000Ω附近表示，如果输出功率Pout约为1.5dB、集电极效率ηc约为6.4％时，则与现有高频功率放大器100相比，特性可以改善。
在该情况下，实施方式1的高频功率放大器1的基极偏置电流的提供，除了偏置电路B1之外，晶体管QFB成为ON状态，二极管的顺方向电流引起的偏置电流也加入，由图2可知，空置集电极电流ICC较高地设定为440mA左右。由此，能够缓和由电阻Ra1～Ran的高电阻化所导致的基极偏置电流的抑制。
于是，由晶体管Q1～Qn的集电极经由电阻RFB向晶体管QFB的基极输入高频信号输出的一部分，通过产生直流偏移电压，从而增大基极偏置电流。此外，根据输入偏置电路B1的来自高频信号输入端子RFIN的高频信号，通过在晶体管Q0中产生直流偏移电压，从而增大基极偏置电流。更进一步地，根据输入阻抗电路Z的来自高频信号输入端子RFIN的高频信号，通过在晶体管QFB中产生直流偏移电压，从而增大基极偏置电流。其结果，在较高地设定直流偏置电流之后，根据在阻抗电路Z内和偏置电路B1内同时产生直流偏移电压的增强效果，可能产生较大的基极偏置电流，即使较高设定电阻Ra1～Ran也能够实现良好的高频特性。
也就是说，在实施方式1的高频功率放大器1这样的高输出工作中，获得较大特性改善的理由是，由于伴随输出功率，偏置电压输入端子DCIN中的电位上升补偿了电阻Ra1～Ran的电压下降。更应关注的一点是，能够在增大用于改善晶体管Q1～Qn的工作的均衡性的电阻Ra1～Ran的值时，利用偏置电压输入端子DCIN的电位上升，而不提高低输出时的偏置电路B1的电流设定。
图5是表示高输出时(+34dBm附近)将集电极电压VCC设为3.35V，将电阻Ra1～Ran设为2000Ω时，相对于实施方式1的高频功率放大器1的频率f的稳定系数K的图。由图5可知，现有高频功率放大器100中，稳定系数K为1.1以下(K＜1为不稳定区域)在0.9GHz～1.4GHz过渡，相对于此，在实施方式1的高频功率放大器1中，在1.1GHz附近取最小值1.8，可以进一步确保稳定性。特别地，表示出能够在从低频至高频的广频域中提高稳定系数K。
这是由形成以下反馈回路所导致的效果，该反馈回路为，经由电阻RFB、晶体管QFB，通过电阻Ra1～Ran以及电容Ca1～Can，使得高频信号输出的一部分由晶体管Q1～Qn的集电极返回晶体管Q1～Qn的基极的回路。特别地，如果增大电阻Ra1～Ran至2000Ω，则通过这些电阻Ra1～Ran的信号衰减，但通过插入电容Ca1～Can能够降低对电阻Ra1～Ran的大小的依赖，能够确保充分的稳定系数K，而不必考虑电阻Ra1～Ran的大小。
如上所述，根据本发明实施方式1的高频功率放大器1，通过插入阻抗电路Z以及电容Ca1～Can，能够同时实现充分的耐损坏性、和高输出时以及低输出时的良好高频特性。
另外，晶体管Q0、Q1～Qn、QFB不限于采用化合物半导体(GaAs、InGaP)的HBT，可以使用采用了Si或SiGe的其他晶体管。
此外，实施方式1中，作为在晶体管Q1～Qn的集电极和偏置电压输入端子DCIN之间连接的阻抗电路Z，说明了串联连接电阻RFB和晶体管QFB的基极/集电极间短路的基极/发射极间二极管的例子，但是作为如图6的实施方式1a所示在晶体管Q1～Qn的集电极和偏置电压输入端子DCIN之间连接的阻抗电路Z，不只是电阻RFB和晶体管QFB，串联插入晶体管QSW和电阻RSW而构成的高频功率放大器1a也可以。
图7表示图6的高频功率放大器1a中，将电阻Ra1～Ran分别设为2000Ω时的晶体管Q1～Qn的集电极电压VCC可变时的空置集电极电流ICC。晶体管QSW是2个晶体管的并联连接，电阻RSW为1000Ω，在电源VSW上追加施加2.6V，电阻RFB变更为60Ω，除所述之外，是与图1的高频功率放大器1同等的条件。由图7可知，在实施方式1的高频功率放大器1中，如果集电极电压VCC比2.5V高，则集电极电流急剧直线式增加，相对于此，实施方式1a的高频功率放大器1a中，如果集电极电压VCC比2.5V高，则集电极电流虽然增加至150mA左右，但是如果比3.0V高，则显示出大致固定的集电极电流特性。这是由于，使晶体管QFB的基极/集电极间短路的基极/发射极间二极管的顺方向电流由晶体管QSW的集电极电流特性限制，可能抑制在3.0V以上电流的急剧增加。
由于便携式电话终端的急剧环境变化或误工作，由控制功率放大器的集电极电压的DC-DC转换器得不到所希望的电压，例如如果尽管是低输出时但仍输出集电极电压3.35V，则实施方式1的高频功率放大器1中，流过400mA的空置集电极电流，产生无用的消耗功率。但是，在实施方式1a的高频功率放大器1a中，由于150mA较低，因此即使发生这种状况，也可以抑制无用功率消耗。适于环境变化和对针对误工作的保护电路简化后的情况等。
此外，实施方式1中，虽然说明了如下例子，即，在晶体管Q1～Qn的基极和偏置电压输入端子DCIN之间，分别与电阻Ra1～Ran并联连接电容Ca1～Can，但是如图8的实施方式1b所示，在晶体管Q1～Qn的基极和偏置电压输入端子DCIN之间，插入电阻Ra1～Ran而构成的高频功率放大器1b中，在输出功率的设定更低的情况下(例如31dBm以下)，也能取得同样的效果。
此外，实施方式1中，虽然说明了如下例子，即，作为晶体管Q1～Qn的集电极和偏置电压输入端子DCIN之间连接的阻抗电路Z，串联连接使电阻RFB和晶体管QFB的基极/集电极间短路的基极/发射极间二极管的例子，但是如图9的实施方式1c所示，作为在晶体管Q1～Qn的集电极和偏置电压输入端子DCIN之间连接的阻抗电路Z，插入电阻RFB而构成的高频功率放大器1c，在输出功率的设定更低的情况下(例如31dBm以下)，也能得到同样的效果，并适于想要与集电极电压VCC联动地来控制基极偏置电流的情况等。
(实施方式2)
图10是表示本发明的实施方式2的高频功率放大器的电路结构的图。图10表示的高频功率放大器2由晶体管Q1～Qn、电容C1～Cn、电阻Ra1～Ran、电容Ca1～Can、电阻Rb1～Rbn、和阻抗电路Z构成。由图10可知，实施方式2的高频功率放大器2在实施方式1的高频功率放大器1上添加了电阻Rb1～Rbn后而构成。
各电阻Rb1～Rbn取微小的电阻值，并被分别插入电容C1～Cn、电阻Ra1～Ran、电容Ca1～Can的连接点和晶体管Q1～Qn的基极之间。由此，该电阻Rb1～Rbn作为晶体管Q1～Qn的基极镇流器电阻来发挥作用。
如上所述，根据本发明的实施方式2的高频功率放大器2，通过在晶体管Q1～Qn的基极上插入微小的电阻Rb1～Rbn，除了所述实施方式1所产生的效果，还可以进一步实现晶体管Q1～Qn的稳定化和抑制无用的振荡。
(实施方式3)
图11是表示本发明的实施方式3的高频功率放大器的电路结构的图。图11所示的高频功率放大器3由晶体管Q1～Qn、电容C1～Cn、电阻Ra1～Ran、电容Ca1～Can、电阻Rc1～Rcn、和阻抗电路Z构成。由图11可知，实施方式3的高频功率放大器3在实施方式1的高频功率放大器1上添加了电阻Rc1～Rcn而构成。
各电阻Rc1～Rcn取微小的电阻值，并被分别插入电阻Ra1～Ran、电容Ca1～Can、晶体管Q1～Qn的基极连接点和电容C1～Cn之间。由此，该电阻Rc1～Rcn作为晶体管Q1～Qn的基极镇流器电阻来发挥作用。
如上所述，根据本发明的实施方式3的高频功率放大器3，通过在晶体管Q1～Qn的基极上插入微小的电阻Rc1～Rcn，除了所述实施方式1所产生的效果，还可以进一步实现晶体管Q1～Qn的稳定化和抑制无用的振荡。
(实施方式4)
图12是表示本发明的实施方式4的高频功率放大器的电路结构的图。图12所示的高频功率放大器4由晶体管Q1～Qn、电容C1～Cn、电阻Ra1～Ran、电容Ca1～Can、传送线路TL1～TLn、和阻抗电路Z构成。由图12可知，实施方式4的高频功率放大器4在实施方式1的高频功率放大器1上添加了传送线路TL1～TLn而构成。
各传送线路TL1～TLn被分别插入高频信号输入端子RFIN、电容C1～Cn之间。该传送线路TL1～TLn在将高频功率放大器4的电路实际安装在半导体芯片上时，是由元件间的布线而产生的电阻成分。通过该传送线路TL1～TLn，产生与电容C1～Cn的自谐振，高频信号输入端子RFIN和晶体管Q1～Qn的基极之间的阻抗变小。因此，由于高频信号通行变得容易，因此功率增益等高频特性的改善就成为可能。另外，代替传送线路TL1～TLn采用一般的电阻也可以。
如上所述，根据本发明的实施方式4的高频功率放大器4，通过有效利用传送线路TL1～TLn，能够进一步改善高频特性。此外，如果同一高频特性良好，则能够减小电容C1～Cn的面积，对芯片尺寸的小型化有贡献。
另外，在不脱离本发明的宗旨的范围中，可以任意组合所述多个实施方式中的各构成要素。例如，当然可以在如下结构中应用本实施方式2～4：插入串联晶体管QSW和电阻RSW作为图6所示的阻抗电路Z的结构、在图8所示的晶体管Q1～Qn的基极和偏置电压输入端子DCIN之间插入电阻Ra1～Ran的结构、插入电阻RFB作为图9所示的阻抗电路Z的结构。
此外，所述各实施方式中，可以在晶体管Q1～Qn的集电极和偏置电压输入端子DCIN之间分别设置对应多个电阻Ra1～Ran中的每一个的多个阻抗电路。
产业上的可利用性
如以上所说明的，本发明的高频功率放大器能够作为便携式电话等无线通讯设备中采用的放大器来使用，尤其适于想要同时实现充分的耐损坏性、和高输出时以及低输出时的良好高频特性的情况等中。