通常，作为现有技术的半导体器件，在输入端子和输出端子之间并联 连接多个执行高频信号的功率放大的放大电路的半导体器件是公知的(例 如，参照专利文献1～4)。在这种现有技术中，例如，使用双极晶体管构 成放大电路。此时，该双极晶体管结构为其集电极连接到输出端子，且发 射极连接到地端子，对输入到基极的高频信号进行功率放大。此外，在现 有的技术中，为了抑制双极晶体管的热失控，对基极连接镇流电阻。
此时，专利文献1、2中，公开有将高频信号和偏置电压分别输入双 极晶体管的基极，同时在偏置电压侧的路径的途中连接镇流电阻的结构。 此情况下，由于镇流电阻对于高频信号的路径并联地连接，就不会减少高 频信号的增益。
另一方面，在专利文献3中，公开有通过镇流电阻一起供给高频信号 和偏置电压，同时在镇流电阻上并联连接电容器的结构。由此，在专利文 献3的现有的例子中，对于使用频带的高频信号缓和了增益的下降。
此外，在专利文献4中，公开有除将高频信号和偏置电压分别输入到 双极晶体管的基极，在偏置电压侧的路径的中途连接镇流电阻外，还在输 入端子和偏置端子(偏置电压用端子)之间连接旁路用电容器的结构。此 情况下，使用旁路用电容器，使基极电流的交流成分的一部分相对于镇流 电阻旁路，减少高频信号的失真。
专利文献1：美国专利第5629648号说明书
专利文献2：特开2001-196865号公报
专利文献3：美国专利第5321279号说明书
专利文献4：特开2003-324325号公报
同时，在现有技术中，通过加载镇流电阻就能够确保双极晶体管的热 稳定性，但没有考虑对于振荡的稳定性。另一方面，双极晶体管等的半导 体元件靠其自身不能获取稳定性，在宽的频率区域内处于不稳定状态。此 外，由于半导体元件的增益越在低频时而变高，就存在在低频区域易产生 异常振荡的趋势。
相对于此，在专利文献1中所述的半导体器件中，相对于高频信号的 路径并联连接镇流电阻。由此，镇流电阻本身并不有助于振荡的稳定性， 在低频侧的宽的频带内，双极晶体管为不稳定状态。
此外，在专利文献2中所述的半导体器件中，在高频信号的路径的中 途连接第1电阻，且在偏置电压的路径的中途与第1电阻串联地连接第2 电阻的结构。此情况下，在第1、第2电阻作为镇流电阻起作用的同时， 能够由第1电阻抑制双极晶体管的异常振荡，提高稳定性。但是，在专利 文献2中，虽然考虑在使用频率(高频)下的稳定性，而没有对相对于使 用频率低频侧的频带进行研讨，第1电阻的电阻值例如相对于第2电阻的 电阻值变成1/10左右的值。由此，例如，在高频信号的使用频率为5GHz 时，在1GHz以下的低频区域，双极晶体管变得不稳定。
另一方面，增加第1电阻的电阻值时，由于基极电流使得电压下降变 大，抑制了电流增加。此时，例如在功率放大器中使用半导体器件时，通 过随着输入功率的增加而使电流增加，得到所需的输出功率。相对于此， 第1电阻的电阻值增加得过大时，存在因电流增加的抑制而使得输出功率 的增加也被抑制这样的问题。这种输出功率增加的抑制在第1电阻与电容 器并联连接时也同样会产生。
并且，在专利文献3中的半导体器件中，构成在镇流电阻上并联连接 电容器，一起供给高频信号和偏置电压的结构。但是，由于为实现热的稳 定化而设置镇流电阻，所以靠热稳定化所需的镇流电阻的电阻值不能充分 的获取相对于低频区域下的振荡的稳定性。另一方面，在镇流电阻的电阻 值增大的情况下，与专利文献2的情况相同，存在所谓因基极电流导致电 压下降过大，从而抑制输出功率的增加的问题。
此外，在专利文献4中所述的半导体器件中，构成在输入端子和偏置 端子之间连接电容器，减少高频信号的失真的结构。但是，由于电容器的 阻抗具有频率依赖性，所以存在所谓在宽频带中不能减少失真的问题。此 外，即使专利文献4所述的半导体器件，也与专利文献1的情况相同，相 对于高频信号的路径并联连接镇流电阻。因此，存在在低频侧的宽的频带 下双极晶体管处于不稳定状态这样的问题。

鉴于上述现有技术的问题而进行本发明，本发明的目的在于，提供一 种能够防止双极晶体管的热失控并且能够提高对于包含低频区域的振荡 的稳定性的半导体器件及功率放大器。
(1).为了解决上述问题，本发明的特征在于，在输入端子和输出端 子之间并联连接多个执行高频信号的功率放大的放大电路的半导体器件 中，上述放大电路包括：集电极连接到上述输出端子的双极晶体管；连接 在上述输入端子和该双极晶体管的基极之间，对于低频信号成为电阻状 态，对于高频信号成为短路状态的振荡稳定电路；和一端侧连接到偏置端 子且另一端侧连接在该振荡稳定电路和上述双极晶体管的基极之间，能够 防止上述双极晶体管的热失控的镇流电路。
根据本发明，由于在输入端子和双极晶体管的基极之间设置振荡稳定 电路，所以振荡稳定电路对于从输入端子输入的低频信号成为电阻状态， 对于高频信号成为短路状态。因此，由于振荡稳定电路相对于与使用频率 相比低频侧的信号作为电阻起作用，就能够抑制低频信号的振荡，能够提 高稳定性。另一方面，由于振荡电路相对于与使用频率相比高频侧的信号 成为短路状态，就能够在没有损失的状态下，将高频信号输入到双极晶体 管的基极，能够进行功率放大。
此外，由于在双极晶体管的偏置端子和双极晶体管的基极之间设置镇 流电路，所以即使通过双极晶体管等的加热而对基极流过过电流时，也能 够使用镇流电路产生对应于过电流的电压下降，能够防止双极晶体管的热 失控。
并且，由于构成并联地设置振荡稳定电路和镇流电路，相对于双极晶 体管的基极，分别独立地连接振荡稳定电路和镇流电路的结构，所以能够 使振荡稳定电路和镇流电路互不影响，分别独立地设置振荡稳定电路和镇 流电路。由此，即使在确保防止热失控和振荡稳定化时，如现有技术那样， 也能够不因镇流电路而产生过大的电压下降，产生防止热失控所需的最低 限度的电压下降。其结果，能够杜绝不需要的电压下降，能够获得高输出 的输出功率。
(2).此时，在本发明中，由并联连接电阻和电容器的RC并联电路 构成上述振荡稳定电路。
按照这样的结构，对于低频信号，RC并联电路的电容器成为遮断状 态，对于高频信号，RC并联电路的电容器成为短路状态。由此，由于低 频信号通过电阻，高频信号通过电容器，所以RC并联电路对于低频信号 成为电阻状态，对于高频信号成为短路状态。其结果，RC并联电路相对 于与使用频率相比低频率侧的信号成为电阻状态，能够抑制低频信号的振 荡，提高稳定性。另一方面，RC并联电路对于与使用频率相比高频率侧 的信号成为短路状态，在不损失高频信号的状态下，能够输入到双极晶体 管的基极。此外，在RC并联电路中，由于低频信号通过电阻，高频信号 通过电容器，所以就能够例如根据电阻的电阻值调整振荡的稳定性，能够 根据电容器的容量调整成为短路状态的信号的频率。
(3).在本发明中，优选上述镇流电路由连接在上述偏置端子和上述 双极晶体管的基极之间的镇流电阻构成。
由此，即使由于双极晶体管等的加热而对基极流过过电流时，也能够 使用镇流电阻产生对应于过电流的电压下降，能够防止双极晶体管的热失 控。
(4).在本发明中，上述双极晶体管也可以由异质结双极晶体管构成。
由此，实现高速化、低消耗功率化等，能够执行高频信号的功率放大， 例如能够适用于无线通信装置中。
(5).在本发明中，在上述输入端子和偏置端子之间连接用于减少上 述输出端子侧的高频信号的失真的低失真化电阻。
此时，低失真化电阻允许基极电流的交流成分的一部分旁路镇流电阻 而在双极晶体管的基极和偏置端子间流过。由此，能够按照输入信号的功 率增加来使集电极电流增加，能够减少高频信号的失真。此外，由于低失 真化电阻基本上没有阻抗的频率依赖性，所以，基极电流的交流成分的一 部分能够在宽频带被旁路。由此，能够在宽频带减少高频信号的失真。
(6).在本发明中，优选上述多个放大电路在彼此并联连接的状态下， 在半导体基板上整体式(monolithic)形成。
由此，使用在半导体基板上形成的功率晶体管、电容器、电阻就能够 构成放大电路，能够形成用于功率放大高频信号的MMIC(单片微波集成 电路，Monolithic Microwave Integrated Circuit)。
(7).也可以使用根据本发明的半导体器件构成功率放大器。
由此，除了在整个频率实现振荡的稳定化、防止热失控之外，还能够 获得高输出的输出功率。
附图说明
图1是表示第1实施方式的半导体器件的电路图。
图2是表示将图1中的半导体器件连接到信号源和负载的状态的电路 图。
图3是表示图2中的半导体器件的稳定系数、最大稳定功率增益、最 大有效功率增益的频率特性的特性曲线图。
图4是表示相对于图2中的半导体器件输入功率的输出功率及消耗电 流的特性曲线图。
图5是表示相对于图2中的半导体器件输入功率的功率增益及消耗电 流的特性曲线图。
图6是表示将第1比较例的半导体器件连接到信号源和负载的状态的 电路图。
图7是表示图6中的半导体器件的稳定系数、最大稳定功率增益、最 大有效功率增益的频率特性的特性曲线图。
图8是表示将第2比较例的半导体器件连接到信号源和负载的状态的 电路图。
图9是表示图8中的半导体器件的稳定系数、最大稳定功率增益、最 大有效功率增益的频率特性的特性曲线图。
图10是表示将第3比较例的半导体器件连接到信号源和负载的状态 的电路图。
图11是表示在图10中的半导体器件中将镇流电阻设定为300Ω时的 稳定系数、最大稳定功率增益、最大有效功率增益的频率特性的特性曲线 图。
图12是表示在图10中的半导体器件中将镇流电阻设定为1500时的 稳定系数、最大稳定功率增益、最大有效功率增益的频率特性的特性曲线 图。
图13是表示在图10中的半导体器件中相对于将镇流电阻设定为300 Ω、1500Ω时的输入功率的输出功率及消耗电流的特性曲线图。
图14是表示在图10中的半导体器件中相对于将镇流电阻设定为300 Ω、1500Ω时的输入功率的功率增益及消耗电流的特性曲线图。
图15是表示第2实施方式的半导体器件的电路图。
图16是表示图15中的半导体器件的AM-PM特性的特性曲线图。
图17是表示第4比较例的半导体器件的电路图。
图18是表示图17中的半导体器件的AM-PM特性的特性曲线图。
图19是表示使用第3实施方式的半导体器件的功率放大器的平面图。
图中：
1 半导体器件                 2 放大电路
3 异质结双极晶体管(HBT)      4 振荡稳定电路
5 镇流电阻                   6 电阻
7 电容器                     21 低失真电阻
41 半导体基板                RFin 输入端子
RFout 输出端子               Bin 偏置端子
GND 地端子

下面，参照附图，详细地说明本发明的优选实施方式的半导体器件。
首先，图1表示第1实施方式的半导体器件。在图中，通过在输入端 子RFin和输出端子RFout之间并联连接多个后述的放大电路2(单位单元) 以构成半导体器件1。
执行高频信号RF的功率放大的放大电路2由异质结双极晶体管3(以 下称为HBT3)、连接在输入端子RFin和HBT3的基极B之间的振荡稳 定电路4、一端侧连接到偏置端子Bin且另一端侧连接在振荡稳定电路4 和HBT3的基极B之间的作为镇流电路的镇流电阻5构成。
并且，多个放大电路2的HBT3的集电极C彼此连接，同时发射极E 彼此连接。而且，集电极C连接到输出端子RFout，发射极E连接到地端 子GND。此外，多个放大电路2的振荡稳定电路4的输入侧都连接到输 入端子RFin，同时镇流电阻5的输入侧都连接到偏置端子Bin。由此，多 个放大电路2并联连接在输入端子RFin和输出端子RFout之间。
此外，镇流电阻5连接在用于施加偏置电压的的偏置端子Bin和HBT3 的基极B之间。由此，即使因HBT3的加热从偏置端子Bin向基极B流过 过电流时，也能够使用镇流电阻5生成对应于过电流的电压下降，能够防 止HBT3的热失控。此时，将镇流电阻5的电阻值设定为产生防止热失控 所需要的最低限度的电压下降的值。
此外，振荡稳定电路4由构成并联连接电阻6和电容器7的高通滤波 器的RC并联电路构成，电容器7相对于低频信号成为遮断状态，相对于 高频信号成为短路状态。由此，低频信号通过电阻6，高频信号通过电容 器7。因此，振荡稳定电路4，相对于低频信号成为电阻状态，相对于高 频信号成为短路状态。并且，电容器7的容量，被设定为所希望的高频信 号的使用频率成为通过频带这样的值。另一方面，电阻6的电阻值，被设 定为在振荡稳定电路4的遮断频率下能够防止HBT3的振荡的值。
本实施方式的半导体器件1具有如上所述的结构，接着说明其工作。
首先，将地端子GND连接到地，同时对偏置端子Bin施加规定的偏 置电压。由此，偏置电压通过镇流电阻5被施加在HBT3的基极B上， HBT3成为驱动状态。在此状态下，对输入端子RFin例如输入大约几 GHz～几十GHz程度的使用频率的高频信号。由此，并联连接到输入端子 RFin的多个HBT3，根据供给到基极B的功率，分别将高频信号加以功率 放大，并从输出端子RFout输出。其结果，输出端子RFout合计输出由多 个放大电路2进行了功率放大的高频信号。由此，按照放大电路2的个数 能够获得高输出的高频信号。
此外，即使因HBT3的加热对于基极B流过过电流时，也通过连接在 偏置端子Bin和HBT3的基极B之间的镇流电阻5产生对应于过电流的电 压下降。其结果，由于基极B的电压下降，就能够降低HBT3的电流，能 够防止HBT3的热失控。
接着，参照图2至图14，研讨对于半导体器件1的振荡的稳定性。
首先，在图6所示的第1比较例中，构成在放大电路2的HBT3的基 极B和输入端子RFin之间连接耦合用的电容器11，在基极B和偏置端子 Bin之间连接镇流电阻12的结构。此时，针对第1比较例的半导体器件1， 利用模拟来调查表示对于电路的振荡稳定性指标即稳定系数K的频率特 性及最大稳定功率增益MSG、最大有效功率增益MAG的频率特性。其结 果在图7中示出。
再有，在此模拟中，半导体器件1具有10个放大电路2，电容器11 的容量为可通过所希望的高频信号的值例如0.5pF，镇流电阻12的电阻值 为可防止热失控的值例如300Ω。此外，成为驱动电压的集电极电压Vc 为3V，集电极电流Ic为50.24mA。并且，在信号源S侧(输入侧)和负 载L侧(输出侧)分别具备信号源阻抗Zs、负载阻抗ZL，同时，在信号 源S侧连接有用于遮断直流成分的电容器CO，在负载L侧除该电容器C0 外，还连接有RF扼流用电感器L0。
根据图7的结果，在第1比较例中，在例如从直流到13GHz的低频 侧的宽的频带内稳定系数K比1小(K＜1)，HBT3成为不稳定状态。其 理由是由于相对于高频信号的路径并联连接镇流电阻12，所以镇流电阻 12本身就不有助于振荡的稳定性。另一方面，最大稳定功率增益MSG， 越是低频区域，增益变得就越大。为此，在第1比较例中，即使输入极少 的低频信号时，HBT3也容易振荡，HBT3存在非常不稳定的倾向。其结 果，存在仅相对于13GHz以上的高频信号能获得最大有效功率增益MAG 这样的问题。
接着，在图8的比较例中，构成在高频信号的路径的中途串联连接电 容器13和第1电阻14，同时在偏置电压的路径的中途与第1电阻14串联 地连接第2电阻15的结构。此时，针对第2比较例的半导体器件1使用 模拟调查稳定系数K、最大稳定功率增益MSG及最大有效功率增益MAG 的频率特性。其结果在图9中示出。
再有，即使在此模拟中，也与第1比较例相同，半导体器件1具有10 个放大电路2，电容器13的容量例如为0.5pF，第1电阻14的电阻值例如 为300Ω。第2电阻15的电阻值例如为10Ω。此外，驱动电压(集电极 电压Vc)为3V，集电极电流Ic为50.06mA。并且，在信号源S侧(输入 侧)和负载L侧(输出侧)也分别与第1比较例相同，连接有信号源阻抗 Zs、负载阻抗ZL，电容器CO，电感器L0。
根据图9的结果，在第2比较例中，由于通过第1电阻14抑制双极 晶体管的异常振荡，所以能够比第1比较例更提高稳定性。但是，依然， 在从直流到4GHz左右的低频频带内稳定系数K比1小(K＜1)，HBT3 成为不稳定状态。为此，仅相对于4GHz以上的高频信号能获得最大有效 功率增益MAG。
另一方面，在第1电阻14的电阻值变大的情况下，基极电流引起的 电压下降变大，抑制了电流增加。此时，由于第1电阻14被设置在高频 信号的路径的中途，所以存在高频信号引起的电流增加也会被抑制，输出 功率的增加也会被抑制这样的问题。
接着，在图10的比较例3中，构成在镇流电阻16上并联连接电容器 17，通过共同的路径供给高频信号和偏置电压的结构。此时，针对第3比 较例的半导体器件1使用模拟调查稳定系数K、最大稳定功率增益MSG 及最大有效功率增益MAG的频率特性。其结果在图11中示出。
再有，即使在此模拟中，也与第1比较例相同，半导体器件1具有10 个放大电路2，镇流电阻16的电阻值例如为300Ω，电容器17的容量例 如为0.55pF。此外，驱动电压(集电极电压Vc)为3V，集电极电流Ic 为50.24mA。并且，在信号源S侧(输入侧)和负载L侧(输出侧)也分 别与第1比较例相同，连接有信号源阻抗Zs、负载阻抗ZL，电容器CO， 电感器L0。
根据图11的结果，在第3比较例中，由于在与电容器17并联连接的 状态下在高频信号的路径的中途设置镇流电阻16，所以能够通过镇流电阻 16抑制HBT3的低频侧的异常振荡，比第1比较例更提高稳定性。但是， 即使第3比较例，由于将镇流电阻16设定为能够防止热失控的程度的值 (例如300Ω)，所以低频侧的稳定性的确保就不充分。由此，在与几百 MHz相比的低频侧，稳定系数K比1小(K＜1)，HBT3成为不稳定状 态。因此，仅相对于几百MHz以上的高频信号能获得最大有效功率增益 MAG。
另一方面，相对于比较例3的半导体器件1，针对镇流电阻16的电阻 值为例如1500Ω的情况下，使用模拟调查稳定系数K、最大稳定功率增益 MSG及最大有效功率增益MAG的频率特性。其结果在图12中示出。再 有，在此模拟中，电容器17的容量例如为0.25pF，驱动电压(集电极电 压Vc)为3V，集电极电流Ic为50.61mA，其它条件，镇流电阻16的电 阻值与例如为300Ω时相同。
根据图12的结果可知，在镇流电阻16的电阻值例如为1500Ω的情况 下，即使几百MHz以下的低频侧，稳定系数K也比1大(K＞1)，在几 乎所有的频带都改善振荡的稳定性。
但是，在功率放大器中使用半导体器件1的情况下，除确保振荡的稳 定性外，还需要增大相对于输入功率的输出功率及功率增益。因此，接着， 针对第3比较例的半导体器件1中镇流电阻16的电阻值为300Ω及1500 Ω的情况，使用模拟研讨相对于输入功率的输出功率、功率增益及消耗电 流。其结果在图13及图14中示出。
再有，在此模拟中，高频信号的频率为5GHz，负载阻抗ZL为 (9.73+j7.24)Ω。此外，信号源阻抗Zs为成为与包含镇流电阻16和电容 器17的HBT3的输入阻抗共轭(conjugate)这样的值。由此，镇流电阻 16为300Ω时，信号源阻抗Zs为(1.13+j7.5)Ω，镇流电阻16为1500Ω 时，信号源阻抗Zs为(1.25+j14.27)Ω。
根据图13及图14的结果，在第3比较例的半导体器件1中，镇流电 阻16的电阻值从300Ω变更为1500Ω时，伴随输入功率而增加电流被抑 制，降低输出功率及功率增益的任意一个。其结果表明，在将镇流电阻16 的电阻值设定为1500Ω时，提高了对于低频侧的振荡的稳定性，但降低了 输出功率、功率增益，没有得到所希望的输出。
为了与这些第1～第3比较例对比，对于本实施方式的半导体器件1， 使用模拟来调查稳定系数K、最大稳定功率增益MSG及最大有效功率增 益MAG的频率特性。其结果在图3中示出。
再有，即使在此模拟中，半导体器件1具有10个放大电路2。此外， 镇流电阻5的电阻值例如为300Ω，振荡稳定电路4的电阻6的电阻值为 1500Ω，电容器7的容量例如为0.25pF。此外，驱动电压(集电极电压 Vc)为3V，集电极电流Ic为50.24mA。并且，在信号源S侧(输入侧) 和负载L侧(输出侧)分别与第1比较例相同，连接有信号源阻抗Zs、 负载阻抗ZL、电容器C0，电感器L0。
根据图3的结果可知，本实施方式的半导体器件1中，即使在几百 MHz以下的低频侧，稳定系数K也比1大(K＞1)，可在几乎所有的频 带改善振荡的稳定性。其理由是由于在高频信号的路径的中途连接振荡稳 定电路4，该振荡稳定电路4并联连接了电阻6和电容器7，所以低频信 号通过电阻6，电压下降。此时，电阻6的电阻值，比镇流电阻5的电阻 值大，即使在最大的稳定功率增益MSG大的低频侧，也设定为产生足够 电压下降的值。由此可知，例如即使针对几百MHz以下的低频信号也能 够抑制振荡。
此外，针对本实施方式的半导体装置1，使用模拟研讨相对于输入功 率的输出功率，功率增益及消耗电流。其结果在图4及图5中示出。
再有，在此模拟中，高频信号的频率为5GHz，负载阻抗ZL为 (9.73+j7.24)Ω。此外，信号源阻抗Zs成为与包含镇流电阻16和电容器 17的HBT3的输入阻抗共轭这样的值，为(1.13+j14.55)Ω。
根据图4及图5的结果可知，在本实施方式的半导体器件1中，能够 获得与第3比较例中将镇流电阻16的电阻值设定为300Ω时几乎相同的输 出功率及功率增益。
而且，在本实施方式中，由于在输入端子RFin和HBT3的基极B之 间设置了振荡稳定电路4，所以振荡稳定电路4相对于从输入端子RFin 输入的低频信号成为电阻状态，相对于高频信号成为短路状态。为此，由 于振荡稳定电路4相对于与使用频率(例如几GHz)相比的低频侧的信号 起电阻作用，所以能够抑制低频信号的振荡，能够提高稳定性。另一方面， 由于振荡稳定电路4对于与使用频率相比的高频侧的信号成为短路状态， 就能够在没有损失的状态下将高频输入到HBT3的基极B，能够进行功率 放大。
此外，在偏置端子Bin和HBT3的基极B之间设置了镇流电阻5。由 此，即使因HBT3的加热而对基极B流过过电流时，也能够使用镇流电阻 5产生对应于过电流的电压下降，能够防止HBT3的热失控。
并且，构成并联设置振荡稳定电路4和镇流电阻5，相对于HBT3的 基极B分别独立地连接振荡稳定电路4和镇流电阻5的结构。由此，振荡 稳定电路4和镇流电阻5能够互不影响，分别独立地设置。因此，即使确 保防止热失控和振荡稳定化这两方面时，也能够靠镇流电阻5不产生过大 的电压下降，产生防止热失控所需的最低限度的电压下降。其结果，能够 杜绝不需要的电压下降，得到高输出的输出功率。
特别地，由于在本实施方式中，由并联连接电阻6和电容器7的RC 并联电路构成了振荡稳定电路4，所以电容器7对于低频信号为遮断状态， 对于高频信号电容器7成为短路状态。由此，由于低频信号通过电阻6， 高频信号通过电容器7，所以能够使振荡稳定电路4相对于低频信号为电 阻状态，相对于高频信号为短路状态。其结果，振荡稳定电路4，相对于 与使用频率相比的低频侧的信号，成为电阻状态，能够抑制低频信号的振 荡，提高稳定性。另一方面，振荡稳定电路4，相对于与使用频率相比的 高频侧的信号，成为短路状态，能够在没有损失状态下，将高频信号输入 到HBT3的基极B。此外，由于在振荡稳定电路4中，低频信号通过电阻 6，高频信号通过电容器7，所以能够按照电阻6的电阻值调整振荡的稳定 性，能够按照电容器7的容量调整成为短路状态的信号的频率。
并且，由于使用HBT3构成半导体器件1，所以在实现高速化、低消 耗功率化等的同时能够执行高频信号的功率放大，例如能够适用于无线通 信装置中。
接着，图15示出了使用本发明的第2实施方式的半导体器件的功率 放大器(功率放大组件)。而且，本实施方式的特点在于，在输入端子和 偏置端子之间连接低失真化电阻。再有，在本实施方式中，对于与上述第 1实施方式相同的结构要素，赋予相同的符号，并省略其说明。
在图15所示的功率放大器中，在输入端子RFin和偏置端子Bin之间 连接有低失真化电阻21。使用几乎没有阻抗频率依赖性的电阻元件构成该 低失真化电阻21。而且，低失真化电阻21的电阻值，被设定为基极电流 的交流成分的一部分旁路镇流电阻5，允许其在HBT3的基极B和偏置端 子Bin之间流过的值。
再有，低失真化电阻21被设定为相比于镇流电阻5(例如300Ω)较 小的值(例如50Ω)。此时，振荡稳定电路4的电阻6比镇流电阻5还大 几倍(例如2倍以上)，被设定为相比于镇流电阻5足够大的值(例如1000 Ω)。由此，通过低失真化电阻21基极电流的直流成分流过的量少，偏 置条件基本上没有改变。此外，由于振荡稳定电路4的电阻6引起的电压 下降变大，所以没有因通过低失真电阻21的基极电流而产生热失控。
本实施方式的半导体器件1具有如上所述的结构，相对于高频信号 RF的功率放大的动作与第1实施方式相同。
另一方面，在第2实施方式中，与第1实施方式不同，在输入端子 RFin和偏置端子Bin之间连接有低失真化电阻21。因此，接着，参照图 16至图18研讨靠低失真化电阻21降低高频信号RF的失真的效果。
首先，在图17所示的第4比较例中，构成在放大电路2的HBT3的 基极B和输入端子RFin之间连接耦合用电容器31，在基极B和偏置端子 Bin之间连接镇流电阻32的结构。此外，在输入端子RFin和偏置端子Bin 之间连接有用于旁路基极电流的交流成分的旁路用电容器33。此时，针对 第4比较例的半导体器件1使用模拟调查表示高频信号RF的输入功率 (Amplitude)和输出信号的相位(Phase)的关系的AM-PM特性。其结 果在图18中示出。
再有，在图18中的AM-PM特性中，在输入最低电平(例如-20dBm) 的输入信号(输入端子RFin侧的高频信号RF)时，以输出的输出信号(输 出端子RFout侧的高频信号RF)的相位为基准(相位0°)。而且，图 18中的AM-PM特性，在未改变输入信号的相位，仅电平(输入功率)上 升的情况下，示出了输出信号的相位相对于基准相位是如何变化的。
此外，在此模拟中，耦合用电容器31的容量例如为0.44pF，镇流电 阻32的电阻值例如为300，旁路用的电容器33的电容例如为0.17pF。 并且，高频信号RF，具有例如以5.4GHz为中心±0.5GHz的信号频带。
根据图18的结果，在第4比较例中，输入5dBm的输入信号时，通 过旁路用电容器33，将信号频带的中心频率f2(f2＝5.4GHz)的输出信号 维持在相位0°附近。
但是，在第4比较例中，例如，信号频带的下限频率f1(f1＝4.9GHz) 的输出信号，相位为0.8°左右，并且信号频带的上限频率f3(f3＝5.9GHz) 的输出信号，相位为-0.4°左右。即，在下限频率f1的输出信号和上限频 率f3的输出信号的任意一个信号中都产生失真。其理由是因为旁路用电容 器33随着频率的变高阻抗变小，在通过电容器33的旁路路径中存在频率 依赖性。由此，在第4比较例中，在信号频带的下限频率f1和上限频率 f3之间，产生1.2°左右的相位差，存在所谓不能在整个信号频带减少失 真的问题。
再有，在图18中的AM-PM特性中，输入功率在约10dBm以上相位 变大。这是HBT3饱和的区域，成为在需要良好的AM-PM特性的用途中 没有被利用的区域。这点即使在后述的图16中的AM-PM特性中也是同 样的。
为了与第4比较例对比，针对第2实施方式的半导体器件1使用模拟 调查AM-PM特性。其结果在图16中示出。
再有，即使图16中的AM-PM特性，也与图18中的AM-PM特性也 相同，在输入最低电平(例如-20dBm)的输入信号时，以输出的输出信号 的相位为基准(相位0°)。此外，在此模拟中，镇流电阻5的电阻值例 如为300Ω，振荡稳定电路4的电阻6的电阻值为1000Ω，电容器7的容 量例如为0.44pF。此外，低失真电阻21的电阻值例如为50Ω。
根据图16的结果，在第2实施方式的半导体器件1中，输入5dBm 的输入信号时，信号频带的中心频率f2(f2＝5.4GHz)的输出信号其相位 变为0.3°左右的小的值。其理由，与第4比较例的电容器33相同，是由 于低失真电阻21使基极电流的交流成分的一部分相对于镇流电阻5旁路。
另一方面，下限频率f1(f1＝4.9GHz)的输出信号，相位为0.7°左 右，同时信号频带的上限频率f3(f3＝5.9GHz)的输出信号，相位为0° 左右。即，在信号频带的下限频率f1和上限频率f3之间，相位差变小到 0.7°左右，表明与第4比较例相比，例如减小到一半左右。其理由为，由 于与第4比较例的电容器33不同，低失真电阻21几乎没有阻抗的频率的 依赖性，能够在宽频带旁路掉基极电流的交流成分的一部分，能够减少集 电极电流的抑制。
而且，即使本实施方式也能够获得与第1实施方式相同的作用效果。 特别地，在本实施方式中，由于在输入端子RFin和偏置端子Bin之间连 接了低失真化电阻21，所以能够在宽频带减少高频信号RF的失真。由此， 能够在失真少的状态下，在整个信号频带放大高频信号RF。
接着，图19示出了使用本发明的第3实施方式的半导体器件的功率 放大器(功率放大组件)。并且，本实施方式的特点在于，在彼此并联连 接的状态下，在半导体基板上整体式形成多个放大电路。再有，在本实施 方式中，对于与上述第1实施方式相同的结构要素，赋予相同的符号，并 省略其说明。
使用砷化镓(GaAs)等半导体材料形成构成半导体器件1的半导体基 板41。在其表面，例如在4个并联连接的状态下，形成由HBT3、振荡稳 定电路4及镇流电阻5组成的放大电路2。
此时，在半导体基板41上由NiCr等电阻体形成镇流电阻5及振荡稳 定电路4的电阻6。此外，例如用在金属导电膜之间插入了绝缘膜的MIM (Metal-Insulator-Metal)的电容器构成电容器7，将电容器7并联连接到 电阻6。并且，在半导体基板41上形成HBT3，在其基极B上分别连接有 镇流电阻5、电阻6及电容器7。并且，振荡稳定电路4通过设置在半导 体基板41的表面上的电极图形连接到高频信号的输入端子RFin。此外， 镇流电阻5，在相对于输入端子RFin侧的电极图形使用绝缘膜(未图示) 进行绝缘的状态下，使用设置在半导体基板41的表面上的电极图形连接 到偏置端子Bin。并且，HBT3的发射极，使用覆盖HBT3设置的地电极 连接到地端子GND，HBT3的集电极C使用电极图形连接到高频信号的输 出端子RFout。由此，在半导体基板41上整体式形成半导体器件1。
而且，即使本实施方式，也能够获得与第1实施方式同样的作用效果。 特别地，在本实施方式中，使用HBT3、振荡稳定电路4及镇流电阻5构 成放大电路2，同时在彼此并联连接的状态下在半导体基板上整体式形成 多个放大电路2。为此，例如与专利文献2、3相比，不仅能增加镇流电阻 5，还能够使半导体基板41的使用面积基本上相同，能够形成在与现有技 术相同程度的生产性下高振荡稳定性和能够进行高输出的功率放大器。
此外，由于在彼此并联连接的状态下在半导体基板41上整体式形成 多个放大电路2，所以使用在半导体基板41上形成的HBT3、偏置电阻5、 电阻6、电容器7构成放大电路2，能够形成用于功率放大高频信号的 MIMC。
而且，由于使用由振荡稳定电路4、镇流电阻5组成的半导体器件1 构成功率放大器，所以除在整个频率实现振荡的稳定化，能够防止热失控 外，还能够获得高输出的输出功率。
再有，在上述第3实施方式中，在半导体基板41上整体式形成第1 实施方式的半导体器件1。但是，本发明不限于此，例如，也可以构成在 半导体基板上整体式形成第2实施方式的半导体器件的结构。
此外，在上述各实施方式中，构成作为双极晶体管使用异质结的双极 晶体管(HBT3)的结构。但本发明限于此，例如也可以为使用异质结的 双极晶体管以外的双极晶体管的结构。
并且，在上述各实施方式中，举例说明了并联连接10个或4个放大 电路2的情况，但也可以并联连接多个(2个以上)放大电路2。