正如我们所熟知的，在这类D类放大器中，PWM转换的时钟内的抖动随着输出噪声而出现。诸如在PWM转换的数字处理中略去较低字节的算法误差会产生输出噪声。在先有技术的D类放大器中，如日本专利公开Sho59-183510描述的，D类放大器的输出通过低通滤波器被过滤以便该输出转换成将要被提供给一个负载(扬声器)的模拟信号。同时，该模拟信号被转换成将要被反馈给输入端(side)的数字信号来。然而，这类处理的缺点在于需要一种高精确度的A/D(模/数)转换器，这会增加元件的数量并使电路变得复杂而又昂贵。
实际上已经使用放大器将PCM声音数据(“声音”在这里指得是诸如音乐声这样普通的声音，而不限于所谓的声音)转换成模拟数据，PCM声音数据依次被转换成PWM信号。执行模拟处理的放大器能够容易地反馈一个输出。但是，存在一个问题，当PWM由模拟处理执行时，PWM容易受到外来信号和诸如输入的数字信号这样的信号的影响。
为了通过数字处理来执行反馈需要一个A/D转换器，这会产生成本增长并且同时合成的反馈设计变得困难的问题。而且，由于在计算脉宽的同时产生的量化噪声和功率产生的噪声，通过计数测量功率输出时会使反馈信号的质量下降。因此，存在输出质量没有被提高的另一个问题。
关于D类放大器的先有技术的文献，已知的是日本专利公开No.2003-249825。
在这种情况中，需要解决这样的问题。

本发明教导了满足这种需要的D类放大器。这种D类放大器具有简单的结构并且能够有效地减小先前产生的失真和噪声。
本发明的第一个方面涉及这样一种D类放大器，该D类放大器包括：用于接收输入数据并将该输入数据转换成PWM信号的PWM电路；用于仅通过PWM信号的所需频率分量的低通滤波器(LPF)；用于将输入数据转换成模拟信号的数模转换器；用于仅通过来自数模转换器的模拟信号的所需频率分量的滤波器；用于检测低通滤波器输出的信号和滤波器输出的信号之间的差异的差动检测器；用于将检测到的差异转换成数字数据的转换单元；和用于将转换的数字数据反馈给PWM电路的输入的反馈电路。
有利地，该D类放大器进一步包括连接到低通滤波器的负载。
有利地，该转换单元是一个模拟数字转换器。
有利地，该转换单元是一个比较器。
优选地，该D类放大器进一步包括将输入数据延迟一预定数量的时间来将延迟的输入数据提供给数模转换器的延迟电路。
优选地，该D类放大器进一步包括提供给PWM电路输入端的阻尼补偿滤波器，用于减弱放大器谐振产生的峰值。
优选地，该D类放大器进一步包括用于产生其频率连续变化的测试信号以将测试信号提供给PWM电路的测试信号发生器；用于测量转换单元的包络的包络测量单元；和用于测量来自包络测量单元的信号的频率响应从而获得阻尼补偿滤波器系数的系数测量单元。
优选地，该D类放大器进一步包括用于接收模拟信号的模拟输入端子；用于选择性地提供模拟信号或信号差异给转换单元的第一开关单元；和用于选择性地提供输入数据或转换的数字数据给PWM电路的第二开关单元。
优选地，该滤波器是起着低通滤波器作用的反混叠滤波器。
优选地，该负载是一个扬声器。
优选地，该反馈单元包括一个或多个积分器。
本发明的第二个方面教导了一种D类放大器，包括：用于接收输入数据并将该输入数据转换成PWM信号的PWM电路；用于放大PWM信号的功率放大器；用于将放大的PWM信号的低频分量传送给负载的低通滤波器；用于将输入数据转换成模拟信号的数模转换器；用于仅将来自数模转换器的模拟信号的所需频率分量传送给模拟转换器的第一滤波器；用于仅将放大的PWM信号的所需频率分量传送给负载的第二滤波器；用于检测第一滤波器输出的第一滤波器输出信号和第二滤波器输出的第二滤波器输出信号之间的差异的差动检测器；用于将检测到的信号差异转换成数字数据的转换单元；和用于将转换的数字数据反馈给PWM电路的输入的反馈电路。
本发明的第三个方面涉及一种D类放大器，包括：用于接收输入数据并将该输入数据转换成第一PWM信号的第一PWM电路；用于放大第一PWM信号的功率放大器；用于将放大的第一PWM信号的低频分量传送给负载的低通滤波器；用于将输入数据转换成第二PWM信号的第二PWM电路；用于仅通过第二PWM信号所需的频率分量的第一滤波器；用于仅通过来自功率放大器所放大的第一PWM信号所需的频率分量的第二滤波器；用于检测第一滤波器输出的第一滤波器输出信号和第二滤波器输出的第二滤波器输出信号之间的差异的差动检测器；用于将检测到的信号差异转换成数字数据的转换单元；和用于将转换的数字数据反馈给第一PWM电路的输入的反馈电路。
优选地，该转换单元包括用于产生抖动信号的抖动发生器；用于将该抖动信号加入差动检测器输出的加法器；用于将加法器的输出转换成脉宽的脉宽转换单元；和用于将脉宽转换成数字数据的计数器。
本发明的第四个方面涉及一种D类放大器，包括：用于接收输入数据并将该输入数据转换成PWM信号的PWM电路；用于放大PWM信号的功率放大器；用于将放大的PWM信号的低频分量传送给负载的第一低通滤波器；用于电平转换功率放大器所放大的PWM信号来产生脉宽的电平移位器；用于将电平移位器的脉宽转换成数字数据的计数器；用于仅通过来自计数器的数字数据的低频分量的第二低通滤波器；和用于将第二低通滤波器的输出反馈给PWM电路的输入的反馈电路。
优选地，该D类放大器进一步包括耦合到PWM电路的用于补偿来自PWM电路的量化噪声的补偿电路；和代替反馈单元将第二低通滤波器的输出和输入数据相加的加法器，通过加法器将相加的结果提供给加法器的输入端。
有利地，该D类放大器进一步包括代替第二低通滤波器存储计数器的数字数据到对应于PWM电路的输入数据的存储位置的存储器，其中存储器中的数字数据基于要被提供给加法器的输入数据被读取。
有利地，该D类放大器进一步包括耦合到PWM电路的用于补偿来自PWM电路的量化噪声的补偿电路；和代替反馈单元用于检测第二低通滤波器的输出和输入数据之间的差异的算术单元，通过算术单元将量化噪声提供给补偿电路。
有利地，该D类放大器进一步包括代替第二低通滤波器存储计数器的数字数据到对应于PWM电路的输入数据的存储位置的存储器，其中存储器中的数字数据基于要被提供给算术单元的输入数据被读取。
有利地，当来自计数器的数字数据被存储在存储器中时，在获得存储在先前存储数据的地址周围查找到的地址中的平均数据之后或应用了低通滤波器之后，执行该存储。
本发明的第五个方面教导了一种D类放大器，包括：
用于接收输入数据并将该输入数据转换成PWM信号的PWM电路；用于放大PWM信号的功率放大器；用于通过放大的PWM信号的低频分量来产生低通滤波信号给负载的低通滤波器；用于电平转换功率放大器所放大的PWM信号来产生脉宽的电平移位器；用于将电平移位器的脉宽转换成数字数据的计数器；耦合到PWM电路的用于补偿来自PWM电路的量化噪声的补偿电路；用于存储来自计数器的数字数据的存储器；用于将存储器的输出和输入数据相加的第一加法器，通过第一加法器将相加的结果提供给补偿电路；用于将输入数据转换成模拟信号的数模转换器；用于仅通过来自数模转换器的模拟信号的所需频率分量来产生过滤的模拟信号的滤波器；用于检测传送给负载的低通滤波信号和过滤的模拟信号之间的差异的差动检测器；用于将检测到的信号差异转换成数字数据的转换单元；和将转换单元的数字数据加入到补偿电路的第二加法器，其中计数器的数字数据基于对应于PWM电路的输入数据的存储位置被存储；所存储的数据基于要被加入到第一加法器的PWM电路的输入数据被读取。
本发明的第六个方面教导了一种D类放大器，包括：用于接收输入数据并将该输入数据转换成PWM信号的PWM电路；用于将PWM信号的低频分量传送给负载以产生低通滤波信号的低通滤波器；耦合到PWM电路的用于补偿来自PWM电路的量化噪声的补偿电路；用于将输入数据转换成模拟信号的数模转换器；用于仅通过来自数模转换器的模拟信号的所需频率分量来产生过滤的模拟信号的滤波器；用于检测传送给负载的低通滤波信号和来自滤波器过滤的模拟信号之间的差异的差动检测器；用于将检测到的信号差异转换成数字数据的转换单元；和用于将转换的数字数据反馈给补偿电路输入端的数字滤波器。
有利地，该数字滤波器是IIR滤波器。
附图说明
图1是说明根据本发明第一实施例的D类放大器的结构方框图。
图2是示出了根据本发明第一实施例的D类放大器的每一个所选部分的波形。
图3是说明根据本发明第二实施例的D类放大器的结构方框图。
图4是说明出现在LPF输出信号中的阻尼分量的波形。
图5是说明图3所示的D类放大器的操作的波形。
图6是说明系数测量电路的结构方框图，通过系数测量电路获得图3所示的阻尼补偿滤波器的系数。
图7是说明图6所示的系数测量电路的操作的波形。
图8是说明根据本发明第三实施例的D类放大器的结构方框图。
图9是说明图8所示的D类放大器的操作的波形。
图10是说明根据本发明第四实施例的D类放大器的结构方框图。
图11是说明根据本发明第五实施例的D类放大器的结构方框图。
图12是说明图11所示的抖动发生器，加法器及比较器的各自功能的一组波形。
图13是说明图11所示实施例的操作的一组波形。
图14是说明图11所示实施例的操作的一组波形。
图15是说明根据本发明第六实施例的D类放大器的结构方框图。
图16A是说明使用图15所示实施例的脉冲的计数器的方框图。
图16B是说明使用图15所示实施例的同步的计数器的方框图。
图17是说明图15所示实施例的操作的一组波形。
图18是说明根据本发明第七实施例的D类放大器的结构方框图。
图19是说明根据本发明第八实施例的D类放大器的结构方框图。
图20是说明根据本发明第九实施例的D类放大器的结构方框图。
图21是说明图20所示实施例的操作的一组波形。
图22是说明根据本发明第十实施例的D类放大器的结构方框图。
图23是说明根据本发明第十一实施例的D类放大器的结构方框图。
图24是说明本发明第一到第五实施例变化的方框图。

参考附图，下面将说明本发明的实施例。
图1是说明根据本发明第一实施例的D类放大器的结构方框图。在附图中，参考标记1表示用于接收通过数字化声音信号(这里的“声音”不限于人们发出的声音，而是指普通的声音，还包括音乐声)获得的PCM声音数据的输入端子；参考标记2表示补偿电路；参考标记3表示将来自补偿电路2的声音数据转换成PWM信号的PWM电路。执行Δ∑补偿的补偿电路2补偿PWM电路3的量化噪声。例如，当PCM声音数据是16位而PWM电路3的分辨率是10位时，产生6位的量化噪声。补偿电路2通过积分器将6位量化噪声反馈给输入端以将其加入PCM声音数据，来消除6位量化噪声。在该实施例中，如图所示，使用一个三阶IIR滤波器作为补偿电路2。该三阶IIR滤波器包括将PWM电路3的6位量化噪声和模拟数转换器15(下文称为“ADC”)的输出相加的加法器2j；接收加法器2j的输出的串联时钟延迟电路2a，2b和2c；将延迟电路2a-2c的每个输出乘以一个常数的乘法器2d，2e和2f；和顺序地将乘法器2d-2f的每个输出加入到PCM声音数据的加法器2g，2h和2i。
PWM电路3包括产生锯齿形(或三角形)载波信号的载波信号发生器。通过比较载波信号和来自补偿电路2的声音数据，PWM电路3产生并输出PWM信号。参考标记4表示串联的功率FET(FET表示场效应晶体管)4a和4b组成的输出开关电路；参考标记5表示包括线圈和电容器的低通滤波器(LPF)，低通滤波器将输出开关电路4的输出转换成模拟声音信号；参考标记6表示接收来自LPF5的输出的扬声器(负载)。
参考标记11表示将PCM声音数据延迟一预定时间的延迟电路；参考标记12表示将延迟电路11的输出转换成模拟信号的数模转换器(下文称为“DAC”)；参考标记13表示低通滤波器。当LPF13假定为理想时，LPF13具有和LPF5相同的特性。参考标记14表示放大LPF5的输出和LPF13的输出之间的差异的差动放大器，参考标记15是将差动放大器14的输出转换成数字数据的ADC。
图2示出了根据本发明第一实施例的D类放大器的所选部分的波形。参考图2所示的波形，将描述上述D类放大器的操作。
施加给输入端子1的声音数据(图2的(A))经由补偿电路2提供给PWM电路3，通过PWM电路3输出PWM信号(图2的(B))。PWM信号通过LPF5被转换成模拟信号(图2的(C))，该模拟信号被传送给扬声器6。
另一方面，PCM声音数据由延迟电路11(图2的(D))延迟，并且通过DAC12(图2的(E))被转换成模拟声音信号。该模拟声音信号通过LPF除去其中较高频率的分量(图2的(F))，然后该信号被提供给差动放大器14。这里使用延迟电路11的原因是要使提供给扬声器6的信号的相位能够匹配来自LPF13的信号的相位，要考虑补偿电路2和PWM电路3的处理时间以及LPF5和扬声器6产生的延迟时间。
差动放大器14放大LPF5的输出信号和LPF13的输出信号之间的差异。然后将所放大的差异提供给ADC15。差动放大器14的输出对应于LPF5、扬声器6、补偿电路2和PWM电路产生的波形失真。ADC15将差动放大器14的输出信号转换成数字数据(图2的(G))，该数字数据被提供给补偿电路2。这基于ADC15的输出将补偿值加入随后将要被提供给端子1的PCM声音数据。这样，LPF13的输出信号和LPF5的输出信号也就是提供给扬声器6的信号之间的差异被控制为最小值。
如上所述，根据图1中的D类放大器，提供给扬声器6的信号不是通过转换成数字数据直接反馈到输入端；而是，获得LPF输出信号和扬声器输入信号之间的差异，所获得的差异信号在转换成数字数据之后被反馈给输入端。因此，反馈信号的电平和扬声器输入信号的电平相比相当小。这需要较少数位的ADC15。可以使用比较器(1位ADC)代替ADC15比较恒定电平和信号来检测该信号是大于还是小于恒定电平。
使用相对低成本的DAC12和较少数位的ADC15或比较器，能够以低成本构造上述D类放大器。另外，数字滤波器使高阶滤波变得容易，因此能够随意设计反馈特性。
接下来描述本发明的第二实施例。
图3是说明根据本发明第二实施例的D类放大器的结构方框图。第二实施例和图1所示的第一实施例之间的差别在于前者在补偿电路2前面提供了一个阻尼补偿滤波器18。
图4示出了用于说明出现在LPF输出信号中的峰值的波形。
在上述第一实施例中，由于连接到输出开关电路4的LPF5是一个LC电路，因此扬声器6具有谐振，如图4(A)所示，该谐振在LPF5的输出信号中产生一个峰值，用品质因素Q来表示。另一方面，DAC12和LPF13的每个输出信号无需阻尼振荡特征曲线就可以变得平滑。因此，品质因素Q表示的峰值出现在差动放大器14的输出。通过使用由ADC 15和补偿电路2组成的反馈回路能够抑制由品质因素Q表示的峰值。为了通过使用反馈回路来抑制这种具有高电压电平的噪声，开环增益应该为高。
因此，在第二实施例中，如上所述，在补偿电路2的前面提供一个阻尼补偿滤波器18来抑制品质因素Q的影响(参考图2的(B))。
阻尼补偿滤波器18由FIR滤波器或IIR滤波器组成。例如，关于FIR滤波器的系数，“LPF5+扬声器6”的频率响应通过快速傅氏变换(FFT)从LPF5和扬声器6的阻抗获得。该系数能够从获得的频率响应中得到。
图5示出了用于说明第二实施例中所示的D类放大器的操作的每个所选部分的波形。图5的(A)表示当不提供阻尼补偿滤波器18时的每个部分的波形；图5的(B)表示当提供阻尼补偿滤波器18时的每个部分的波形。图5的(C)示出PWM电路3的输出；图5的(D)示出LPF5的输出；图5的(E)示出DAC12的输出；图5的(F)示出LPF13的输出；和图5的(G)示出ADC15的输出。如图中清楚地所示，阻尼补偿滤波器18能够消除品质因素Q的影响以允许开环增益减少。
图6是说明系数测量电路的结构方框图，通过系数测量电路获得图3所示的阻尼补偿滤波器的系数。
图7是说明图6所示的系数测量电路的操作的所选部分的波形。
当扬声器6的阻抗未知时，如图6所示，应当提供包括测试信号发生器22，包络测量单元23，和电平测量电路24的系数测量电路21。测试信号发生器22将频率连续改变的正弦波(PCM数据)传送给输入端子1。当该正弦波被提供给输入端子1时，如图7(A)所示，来自PWM电路3和DAC12各自的信号变成频率连续变化的正弦波。如图7(B)所示，来自LPF5的信号在谐振频率具有峰值。结果如图7(C)所示，来自差动放大器的信号在它的波形中具有峰值，如图7(B)所示，该信号通过ADC15转换成数字数据被提供给包络测量单元23。
包络测量单元23对ADC15的输出进行积分来获得其包络，将该包络提供给电平测量电路24。电平测量电路24测量一个电平，例如，包络的电压电平，并且执行快速傅氏变换(FFT)的操作。使用FFT操作的结果，能够获得阻尼补偿滤波器18的过滤系数。
系数测量电路21可以在工厂中被提供用于制造D类放大器，在运送D类放大器的时候，可以设置阻尼补偿滤波器18的过滤系数。还可以在D类放大器中设置滤波系数，以便执行自动测量和滤波系数的设置。通过这样做，关于D类放大器，用户自己也能够设置滤波系数，例如，当他改变扬声器6时。
下面将描述本发明的第三实施例。
图8是说明根据本发明第三实施例的D类放大器的结构方框图。第三实施例和第一实施例的区别在于下面几点。首先，第三实施例包括一个模拟开关31。其次，第三实施例包括开关32-34。即，开关32的第一触点连接到输入端子1；第二触点连接到ADC15的输出端子；共同触点连接到补偿电路2输入端子的输入。
开关33的第一触点连接到补偿电路2，而第二触点连接到ADC15的输出端子。开关34的共同触点连接到ADC15的输出；第一触点连接到差动放大器14的输出；第二触点连接到模拟输出端子31。
使用上述配置作为放大PCM声音数据的放大器，开关32的第一触点连接到它的共同触点，开关33闭合，开关34的第一触点连接到它的共同触点。当开关分别如上述连接时，图8的电路和图1完全相同。
当D类放大器用于放大模拟声音信号时，开关32的第二触点连接到它的共同触点，开关33断开，开关34的第一触点连接到它的共同触点。使用这种方式连接的开关，当模拟声音信号提供给模拟输入端子31时，经由开关34提供给ADC15并通过ADC15转换成数字音乐数据。然后，该数字音乐数据通过开关32和补偿电路2提供给PWM电路3。PWM电路3将音乐数据转换成PWM信号，该PWM信号经由输出开关电路4和LPF5提供给扬声器6。在该配置中，差动放大器14不能够用来组成反馈回路，但是能够通过补偿电路2用来补偿量化噪声。
图9示出了当数字信号在t1时刻转换成模拟信号时位于每个部分的波形。
下面将解释根据本发明的第四实施例。
图10是说明根据本发明第四实施例的D类放大器的结构方框图。图10的第四实施例和图1的第一实施例的区别在于前者中，开关电路4的输出经由具有和LPF5相同特性的低通滤波器(LPF)41提供给差动放大器14，而后者是LPF5的输出提供给差动放大器14。第四实施例不能够抑制LPF5的失真，但能够抑制开关电路4的失真。由于不必考虑负载的变化，因此具有使回路设计变得容易的优点。
当LPF 13和LPF 41具有相同的特性时，他们不必和LPF5完全相同。LPF 13和LPF 41可以是相同的电路来输入差异。
下面将描述本发明的第五实施例。
图11是说明根据本发明第五实施例的D类放大器的结构方框图。第五实施例和第四实施例的区别在于如下。首先，在前者中，在延迟电路11前提供一个乘法器43用于将位于输入端子1的声音数据乘以-1。第二，PWM电路44代替了DAC12。第三，新提供了一个抖动发生器45。第四，提供了加法器及比较器46，其包括将LPF41的输出，抖动发生器45的输出，和LPF13的输出相加的加法器，以及将相加的结果转换成脉宽的比较器。第五，提供了计数器47和乘法器48，其中当加法器及比较器46的输出是“H(高)”时，计数器47计算来自PWM电路3的时钟脉冲，乘法器48将计数器47的输出乘以-1。
图12是说明图11所示的抖动发生器，加法器及比较器的各自功能的一组波形。由于PWM电路44的输出相应于开关电路4输出的反相信号，因此通过相加来自LPF41和LPF13的每个输出，能够提取PWM电路44的输出和开关电路4的输出之间的误差。如图12的标记L1所示，该误差可以是DC元件电压或非反相电压，该误差不能激活加法器中的比较器及比较器46。在这种情况中，计数器47不工作，因此不会产生表示误差的输出。将L2表示的诸如抖动发生器45产生的三角形抖动的信号施加给加法器及比较器46来使比较器进行工作。这使得加法器及比较器46产生将误差转换成的由L3表示的PWM信号。使三角形抖动和PWM周期同步并且基于计数器47的PWM周期计算该信号能够使误差数字数据和PWM周期同步。
关于该实施例，用PWM电路44代替图10中的DAC12并且用计数器47代替ADC 15能够减少成本。当PWM电路44的输入数据乘以-1并且计数器47的输出乘以-1时，图10中的差动放大器14能够由加法器及比较器46代替。当抖动加入到LPF41和LPF13的各自输出时他们相加的结果被转换成脉宽，当计数器47基于PWM周期计数时会提高分辨率。因此，不需要ADC14。此外，反相PWM电路44的输出来代替将PWM电路44的输入数据乘以-1。
图13是说明图11所示实施例操作的一组波形。在上述实施例中，参考图13，下面将描述定时LPF13的时间常数(截止频率)并且将LPF41设置在接近PWM电路3的PWM频率的值(大约为10倍到十分之一)的情况。
在图13中，标记S1和S2分别表示开关电路4和PWM电路44的输出。标记Z1和Z2分别表示LPF41和LPF13的各自输出。标记H1和H2分别示出实线Z1和Z2的包络。如图13所示，删去包络H1和H2，而相互比较PWM波的剩余部分(实线Z1和Z2)。在稳定的状态中不存在误差，其中将LPF41和LPF13的各自输出相加的结果能够获得具有50％占空比的信号。电功率变化和偏移被检测作为LPF和LPF13各自输出相加的结果中的误差。
图14是说明图11所示实施例操作的一组波形。在稳定状态中LPF和LPF13各自的输出相加的结果由图中的长虚线L2a示出。当产生偏移量时，相加的结果变成由点虚线L2b示出。当增益改变时，PWM信号改变成由短虚线L2c表示，它们的顶点改变了。在该情形中，当长虚线L2a和短虚线L2c相加时，产生由实线L2d所示的梯形信号。通过比较器将梯形信号转换成PWM信号产生实线13b所示的信号。由于当不存在误差时，PWM信号由虚线L3a表示，因此误差指示为信号L3a和L3b的脉宽中的差异。基于计数器47的PWM时钟计算差异可以提取该误差。这相当大地提高了分辨率。结果，由于获得等效于输出PWM的分辨率，因此无需增加抖动，噪声整形器(补偿电路2)就能够抑制噪声。
图24是说明本发明第一到第五实施例变化的方框图。在上述第一到第五实施例中，为了将ADC15的输出反馈给PWM电路3的输入，使用了图1所示的补偿电路2，将DAC15的输出提供给补偿电路2。然而，为了具有不同于补偿电路2的反馈特性，如图24所示，ADC15的输出应当连接到不同于补偿电路2的数字滤波器200，数字滤波器200的输出应当加入到补偿电路2的加法器2g。数字滤波器200是一个IIR滤波器，由延迟一个时钟的延迟电路201-203，加法器204-207，和乘法器208-212组成。
如图24清楚地示出，PWM电路3直接连接到补偿电路2，这样就不产生延迟。但是，在PWM电路3和ADC 15的输出之间存在大量的延迟，因为在它们之间存在开关电路4，低通滤波器5，差动放大器14，和ADC 15。因此，需要在ADC 15的输出和补偿电路2的输入之间进行相位补偿。由于图24所示的配置包括和补偿电路2分离开的数字滤波器200，因此能够自由地设计独立的反馈特性，这使得特性更加的有效和稳定。
下面将讨论本发明的第六实施例。
图15是说明根据本发明第六实施例的D类放大器的结构方框图。在附图中，参考标记51表示PCM声音数据的输入端子；参考标记52表示将PCM声音数据乘以一个常量系数A的乘法器；参考标记53表示一个加法器；参考标记54表示一个PWM电路。PWM电路54的构造类似于图1中的PWM电路3，基于时钟脉冲CLK将来自加法器53的声音数据转换成PWM信号。参考标记55表示由串联的功率晶体管Trs55a和55b组成的开关电路；参考标记56表示由线圈和电容器的LC电路组成的低通滤波器(LPF)，用于将开关电路55的输出转换成模拟声音信号；参考标记57表示接收LPF56输出的扬声器(负载)。
参考标记58表示通过电阻分压改变开关电路55输出的电压电平的电平移位器，以便电平移位电压能够提供给数字LSI的输入。通常，电平移位电压的振幅范围是5V-3.3V-1.6V。参考标记59是当电平移位器58的输出是“H(高)”时执行时钟脉冲CLK正向计时的计数器。这样再生了PWM的输出值。加入到所计算的值是从受到开关电路55影响的PWM电路54的输出得到的误差。
图16A是说明使用图15所示实施例的脉冲的计数器59的方框图。图16A的DIFF 59a响应电平移位器58输出的上升沿产生脉冲信号。计数器59a响应脉冲信号的上升沿被复位，并且当电平移位器58的输出是“H”时执行时钟脉冲的正向计时。在下一个脉冲的上升沿上，计数器59b的计数值被读入锁存器59c，锁存器59c测量PWM的宽度。
图16B是说明使用图15所示实施例的同步的计数器59的方框图。作为PWM的帧首信号的同步被用于复位计数器59d，当电平移位器58的输出是“H”时执行时钟脉冲CLK的正向计时而当电平移位器58的输出是“L(低)”时执行时钟脉冲CLK的倒计时。计数器59d的计数值以接下来的同步方式被读入锁存器59e。
由于附图中的计数器是使用PWM的同步来校准，因此输出的数据不依赖于PWM波形，而是依赖于该同步。
图15的参考标记60表示具有和LPF56相同的特性的数字低通滤波器。参考标记60是将LPF60的输出乘以系数k的乘法器，该乘法器的输出被加入到加法器53。
在该配置中，提供在输入端子51的PCM声音数据通过PWM电路54被转换成PWM信号，然后该PWM信号通过具有功率晶体管Trs55a和55b的开关电路55被电压放大。电压放大的信号通过由线圈和电容器组成的LPF56来消除PWM的载波分量。然后，该信号被提供给诸如扬声器的负载57。这产生了大容量的输出。
由于具有间隔(gap)使得功率晶体管Trs 55a和55b中的延迟不会改变或功率晶体管Trs 55a和55b不会同时开启，产生具有不同于在负载输出中引起失真的PWM输出的定时的信号。
因此，在该实施例中，功率晶体管Trs 55a和55b通过电阻分压被电平移位，这样该输出由时钟脉冲CLK计算来产生PWM输出值。
该值5通过将功率晶体管的变化产生的误差(e)加入到PWM输入值来得到。由于信号通过具有和LPF 56相同的特性的数字低通滤波器60，因此获得具有和负载输出相同的电平的数字信号。来自LPF 60的信号乘以反馈系数k后被加入到位于加法器53的输入信号。这通过下述等式表示。
y＝{x·(1-k)}/{1-k·LPF(z)}+e/{1-k·LPF(z)}
其中乘法器52的系数A是(1-k)而值k是负数。由于低通滤波器在传输频带内的增益是0dB，因此输出y在传输频带内等于x而误差e由(1-k)抑制。这意味着PWM的量化噪声也被同时抑制。
图17是说明图15所示实施例的操作的一组波形。如图17(A)所示，当声音数据D0，D1，和D3连续从输入端子51输入时，它们通过PWM电路54(图17(B))转换成PWM信号。然后该信号通过功率晶体管Trs 55a和55b(图17(D))被电压放大；于是通过LPF 56(图17(C))消除它的载波分量。
功率晶体管Trs 55a和55b在PWM输出之后提供具有由停滞时间，上升时间，和下降时间产生的误差的输出。该输出通过电平移位器58被电平转换成(level-shifted)逻辑电压之后提供给计数器59。计数器59计算从功率晶体管Trs 55a和55b输出的上升沿到下降沿的时间以测量脉冲宽带(图17(E))并且产生输出(图17(F))。正计时可以用于测量脉宽。当测量脉宽之后将所测量的结果提供给低通滤波器60时，可以获得和低通滤波器56的输出相同的数字信号(图17(G))。该数字信号乘以反馈增益k后提供给输入，这能够消除失真和噪声。
图18是说明根据本发明第七实施例的D类放大器的结构方框图。和图15的实施例相同的同一参考标记指定给图18的结构元件，并且不再重复给出这些元件的解释。图18的第七实施例和图15实施例的区别在于以下几点。在图18中，删除了图15的乘法器52，增加了补偿电路63。
补偿电路63是用于执行Δ∑补偿和补偿PWM电路54的量化噪声的电路。而且，补偿电路63通过积分电路将量化噪声反馈给输入。该量化噪声加入到将被移除的PCM声音数据。如图所示，补偿电路63是一个三阶IIR滤波器，包括将信号延迟一个时钟的串联延迟电路63a，63b，和63c，将延迟电路63a，63b，和63c的输出分别乘以一个常数的乘法器63d，63e，和63f，和连续地将乘法器63d，63e，和63f的输出分别加入到PCM声音数据的加法器63g，63h，和63i。
由于图15实施例的低通滤波器60具有两阶或两阶以上的情况，因此很难提高环路增益k。因此，不能够获得充分的抑制。因此，作为主要误差的量化噪声应当通过噪声整形器(补偿电路63)来抑制。这产生的优点是计数器59和数字低通滤波器60所测量的关于功率晶体管Trs 55a和55b的每个噪声在数量上很小从而导致低环路增益。
图19是说明根据本发明第八实施例的D类放大器的结构方框图。和图18的实施例相同的同一参考标记指定给图19的结构元件，并且不再重复给出这些元件的解释。图19的第八实施例和图18实施例的区别在于以下几点。第八实施例新增加了用于获得乘法器61的输出和输入端子51的声音数据之间误差的运算电路65，将运算电路65的输出乘以一个常数系数的乘法器66，和将PWM电路54的量化噪声和乘法器66的输出相加的加法器67，相加的结果提供给补偿电路63中的延迟电路63c。
运算电路65获得来自输入端子51的数字PCM声音数据和数字低通滤波器60产生的信号之间的误差。该误差信号提供给噪声整形器(补偿电路63)之后被抑制。在该情况中，三阶或三阶以上滤波器的设计能够变得更容易来增加抑制增益，这样就能够构造出具有少量失真噪声的系统。
关于图19的实施例，由于计数器的测量使PWM周期延迟产生输出以及由于大量的处理存在的延迟使低通滤波器60的设计变得很困难。这产生了很难构造一个有效噪声整形器的问题。
图20是说明根据本发明第九实施例的D类放大器的结构方框图。和图19的实施例相同的同一参考标记指定给图20的结构元件，并且不再重复给出这些元件的解释。图20的第九实施例和图19的第八实施例的区别在于以下几点。第九实施例新增加了代替图19的第八实施例的低通滤波器60和乘法器61的存储器71，基于输入给PWM电路54的数据产生存储器71地址的地址发生器72，将存储器71的输出数据乘以一个常数系数的乘法器73，和将乘法器73的输出和计数器59的输出相加的加法器74，相加的结果提供给存储器71的输入端子。
根据该实施例，计算脉宽(计数器59的输出)获得的值存储在相应于PWM电路54的输入数据的存储地址，并且使用作为补偿表。运算电路65比较存储器71的输出数据和来自输入端子51的PCM声音数据，比较的结果反馈给噪声整形器(补偿电路63)。由于忽略计数器电路59产生的PWM周期延迟而组成回路，因此能够实现有效地消除噪声。然而，由于计数器59的输出是功率级中的脉冲，因此易于接收脉冲并且是不稳定的。当数据读入存储器71时，应当获得该数据和先前数据的平均值，或如图20所示，应当为先前的数据构造一个低通滤波器，这样才能消除噪声。
此外，从存储器71获得输出的情况中，通过使用所需地址之前和之后的地址能够更有效地获得输出值的平均值。
图21是说明图20所示实施例的操作的一组波形。该波形也示出了操作时刻。在图中，包括测量(图21的(A)到(E))的计数器59的操作和图17(图17的(A)到(E))所解释的一样。计数器59的输出基于地址发生器72的输出，也就是，基于相应于PWM电路54的输入数据的地址数据被写入存储器71。这时，需要读取先前和之后的存储地址来获得低通滤波器和反馈数据，因此使用存储器71的当前数据和先前数据，在周期的上半段中读取相应的数据使得地址-1，+1，+0。在这种情况中，输出数据D0的PWM信号并且计数器59获得E0((图21的(F))。
使用输入端子51的数据(PCM音乐数据)，产生地址D2-1到D2+2((图21的(G))，以便在PWM周期的上半段中消除存储器71周围的噪声。由于输出了相应的数据F2-/F2/F2+((图21的(I))，通过获得该数据的平均值能够消除噪声。该数据加入到输入数据D2作为数据FB2((图21的(K))并且输入给PWM电路54作为数据D2’((图21的(B))。当脉宽在PWM周期之后由计数器59测量并且获得E0((图21的(F))时，根据地址D0’，首先执行读入然后读出先前数据E0。先前数据E0和当前读出数据D0进行算术运算，运算的结果写入存储器71中作为数据F0new((图21的(J))。
图22是说明根据本发明第十实施例的D类放大器的结构方框图。在图中，参考标记81表示等同于存储器71，乘法器73，和加法器74的存储噪声消除器。存储噪声消除器81的输出提供给调节增益的乘法器82。乘法器82的输出加入到补偿电路63的加法器63g。在图22中不具有图20的加法器65，乘法器66，和加法器67。图22的其他配置和图20的相同。在该实施例中，存储器输出反馈给输入来移除噪声，起到和图20的实施例的存储器相同的功能。
该实施例中的存储噪声消除器81可以通过平均电路来构造，而不是如图20中的低通滤波器。
根据第九和第十实施例，划分功率输出获得的信号通过电平移位器58使用电阻分压能够按照时间被均分，基于诸如电压电平这样先前和随后的电平被均分，或使用一个低通滤波器来处理。这消除了周围的声音或量化产生的影响，使得精密反馈。
在第九和第十实施例中，未提供给存储器的来自计数器59的输出和来自输入端子51的数字信号之间的误差信号可以被计算和存储。在该情况中，存储器的输出能够直接提供给噪声整形器(补偿电路)。
在第六到第八实施例中，需要时可以将相位补偿加入低通滤波器60。计数器59的DC分量直接通过其截止频率设置在低值的低通滤波器以减少PWM电路54的输出或开关电路55的输出，以便负载57受到保护。提供计数器59和低通滤波器60，而电平移位器的输出直接提供给低通滤波器60。
图23是说明根据本发明第十一实施例的D类放大器的结构方框图。第十一实施例是将图10的第四实施例中所示的噪声消除配置(参考标记11-15)加入图22的第十实施例中得到的。在第十一实施例中，加法器85并入在延迟电路63b和63c之间使得ADC15依附于补偿电路63。
本发明的主题不仅能够应用于声音数据而且能够应用于诸如音乐数据的各种其他数据中。
本发明主要用于数字AV放大器。
本发明提供了能够简化结构并且有效减少先前产生的失真和噪声的D类放大器。另外，关于差异转换，模数转换能够用于将模拟信号转换城PWM信号。
由于本发明处理如通过电阻分压电平转换功率输出得到的数字信号，这样能够以低成本来构造该电路。此外，本发明使用了数字信号处理器(DSP)而无需使用模拟滤波器，量化噪声和环境噪声能够被消除，并且获得等效于AD转换得到的信号以获得高精确的反馈。
尽管上述已经描述和说明了本发明的优选实施例，应当理解这些实施例是本发明的范例，而不能认为是限制。不脱离本发明的精神和范围能够进行增加，省略，替换，以及其他修改。因此，本发明并不限于前述说明，而仅仅是由所附权利要求的范围来限定的。
本申请要求下述向日本专利局提交的专利申请的优先权，于2005年3月18日提交的日本专利申请No.2005-079062，于2005年10月13日提交的日本专利申请No.2005-298562，于2006年3月1日提交的日本专利申请No.2006-054716，其所有内容通过引用并入本文。