用于开关模式功率放大的方法和系统

用于开关模式功率放大的方法和系统

发明领域

本发明涉及调制系统和生成调制的信号的方法。 发明背景

根据现有技术，调制系统以基于第二信号调制第 一信号而众所 周知，例如基于要在蜂窝系统中传输的信息调制射频载波。

由于对频谱效率的要求越来越高，可变包络调制方法在蜂窝系 统中变得越来越普及。但是利用可变包络调制方法，常规的功率放 大器的有限效率可以在发射器设备具体地来说在热量受限的设备（如 终端）中导致热量和/或操作时间问题。为了减少这些影响的程度， 提出了利用开关模式功率放大器的新型发射器结构。开关模式功率

放大器在理论上可以接近100%的功率效率。它们存在的缺点在于它

们是极端振幅非线性的，但是它们不会显著更改输入的相位调制的 信号的相位。

一种使能可变包络调制同时利用开关模式功率放大器的调制系

统是LINC (利用非线性元件实现线性放大）系统，它由贝尔实验室 的D.C. Cox在"利用非线性元件实现线性放大，，中提出（"Linear Amplification with Nonlinear Components", IEEE Transactions on Communications , COM-22, pp. 1942-1945, 1974年12月）。LINC系

统的基本原理是通过振幅恒定而仅相位变化的两个信号来表示振幅 和相位都变化的任何随意的带通信号。这两个角度调制的信号可以 用节省功率的非线性放大器分别放大。然后通过加法单元将这些放 大器的输出组合，以产生期望的可变振幅信号。此系统的一个问题 是两个非相干放大的信号的组合。该系统的效率随着这两个放大的 信号之间的瞬时角而变化，因此将低于100%。

5在脉宽调制（PWM)系统中，原始信号被编码成具有宽度变化 的脉冲的二电平信号。二电平信号的平均值跟在期望的输出信号后，

并可以通过滤波来提取。脉冲密度调制（PDM)是完成相同任务的 备选方法。这些方法广泛地用于开关模式电源。

PWM系统在例如文献EP 1271870 A2中有描述，它还提出创建 三电平带通PWM信号的可能性，而非仅仅常规的二电平低通PWM 信号。

类似上述PWM系统的另一种脉冲调制方法是通过Sigma-Delta 调制系统来实现。带通Sigma-Delta调制器还可以用于将调制的正弦 载波变换成二电平信号。

但是希望提出将原始控制信号编码成二电平信号的备选解决方案。

发明概述

本发明的目的在于提出调制系统和方法，它们允许用期望的调 制生成二电平信号。

本发明的另一个目的在于提出调制系统和方法，它们允许生成 适合于通过开关模式功率放大器放大的信号。

提出 一 种调制系统，它包括根据第 一 控制信号调制信号的第一 恒定包络调制器和根据笫二控制信号调制信号的笫二恒定包络调制 器。提出的系统还包括将笫一和第二恒定包络调制器的输出信号组 合成单个、二电平脉宽调制的信号的组合部分。要通过单个、二电 平脉宽调制的信号的调制来表示的信息被编码在第一和笫二控制信 号中。

此外，提出生成调制的信号的方法，它包括：根据第一控制信 号调制信号以获得笫一调制的恒定包络信号；根据第二控制信号调 制信号以获得第二调制的恒定包络信号；以及将第 一和第二调制的 恒定包络信号组合成单个、二电平脉宽调制的信号。再者，要通过单个、二电平脉宽调制的信号的调制来表示的信息被编码在笫一和 第二控制信号中。

本发明来源于可以对已知的LINC系统重新设计来提供二电平 恒定包络信号的原理。要通过最终调制来表示的信息，例如模拟控 制信号的振幅和/或相位，被编码到控制由两个恒定包络调制器施加 的调制的两个控制信号中。如果输出恒定包络信号是正弦信号，则 调制可以包括相位调制；以及如果输出恒定包络信号是脉冲信号，

则调制可以包括过渡时间的调制。然后将这两个恒定包络信号组合 成单个二电平恒定包络信号。

本发明的优点在于，它提供二电平信号形式的单个恒定包络信 号，可以用单个非线性放大器例如开关模式放大器来放大信号。由 此，可以避免常规LINC系统的非相干功率组合。

本发明还有一个优点在于它提出Sigma-Delta调制器的备选方案。

提出的调制系统的恒定包络调制器可以是数字恒定包络调制器 或模拟恒定包络调制器。数字恒定包络调制器调制通过的脉冲序列 的过渡时间。在此情况中，至组合部分的输入信号是脉冲位置调制 (PPM)的信号，而组合部分的输出信号是PWM信号。模拟恒定包 络调制器根据接收到的控制信号调制正弦载波的相位。本发明优于 已知的delta信号调制之处在于得到的脉沖的宽度不是离散的，离散 的脉宽导致量化噪声。

具体而言，虽然不排除其它可能，4艮据本发明生成的单个二电 平恒定包络信号可以提供给开关模式放大器以放大。如果单个二电 平恒定包络信号馈送到开关模式放大器，可以在放大时实现高线性 和高功率效率。

已知的开关模式放大器例如是D类或E类放大器。尽管如此， 适合于射频的E类放大器对于提供的信号的负载周期变化的情况效 果不佳。D类功率放大器本质地非常适合于负载周期变化的信号。再者，在"高效率RF应用的电流模式D类功率放大器，，（"Current mode Class-D Power Amplifiers for High Efficiency RF Applications", IEEE MTT-S 2001 International Microwave Symposium Digest, pp. 939-942) 中H. Kobayashi、 J. Hinrichs和P.M. Asbeck提出D类功率放大器还 可以在射频工作。

通过以下结合附图考虑的详细描述，将明白本发明的其它目的 和特点。但是要理解，这些附图仅为说明的目的而绘制，而不作为 本发明范围的限定，本发明范围应该参考所附的权利要求。还应该 理解，这些附图仅视为在概念上说明本文所述的结构和过程。

附图简介

图l是根据本发明的调制系统的实施例的示意框图；以及 图2示出图1实施例中可能的变化。

发明的详细说明

图1示出根据本发明的调制系统的示范实施例，它可以用于发 射器中，以基于振幅变化的控制信号来实现射频信号的可变包络调 制。

在图1的调制系统中，第一输入"I" 一方面连接到第一处理元 件1而另一方面连接到第二处理元件2。第二输入"Q"同样一方面 连接到第一处理元件1而另一方面连接到第二处理元件2。第一处理 元件1的输出连接到加法单元3的第一输入和减法单元4的同相输 入。第二处理元件2的输出连接到加法单元3的第二输入和减法单 元4的反相输入。第一和第二处理元件1、 2、加法单元3和减法单 元4构成图1的调制系统的输入信号处理部分。

加法单元3的输出经由第一相位调制器5连接到逻辑异或电路 XOR 7的笫一输入。减法单元4的输出经由第二相位调制器6连接 到XOR电路7的第二输入。输入信号处理部分与两个相位调制器5、 6和XOR电路7 —起枸成脉宽调制器。除XOR电路7外，还可以使用异或非电路XNOR。

XOR电路7的输出经由开关模式功率放大器8和带通滤波器9 连接到图l的调制系统的输出'输出'。

图1的调制系统才乘作如下。

在振幅和相位上调制的带通信号x^可以以正则形式表示为： x0) = /0). cos(奴)—. sin(纽)

其中/(^和g^构成信号的同相和正交分量。

如果要传输此类带通信号x(t)，则数字信号处理器DSP (未示出）

确定信号的同相和正交分量/②和并将它们以振幅变化的电压

或电流的形式分别提供给调制系统的第 一输入'r和第二输入'q'。

或者，DSP可以以数字信号的形式提供同相和正交分量。再者，可 以由专用硬件来确定和提供同相和正交分量。

^使用先前定义的同相和正交分量JT0和g^，可以4艮据如下等式

计算两个单独的恒定包络载波的相位^、

%=6 + a，以及

p2 = S - a ， 其中0是相位相关角：

arctan(碼 0 =-L_

2

以及其中a是振幅相关角： —arcsin^(/2

当计算arctan(g/7)时，应该根据/(^和^"信号的值将所有四个 象限都纳入考虑。与LINC系统比较，还需要将上述定义的相位^、 化除以2，因为将在稍后在射频上发生倍频。

调制系统的处理部分计算控制信号phal、 pha2，这将j吏第一相 位调制器5和第二相位调制器6才艮据上述定义的相位^、 ^调制正 弦射频信号。

9更具体地来说，处理部分的笫一处理元件1计算信号

arctan(g/i)/2 ,而处理部分的第二处理元件2计算信号

arcsin^I2 +^22 /2 。

处理部分的加法单元3然后将第一处理元件1与第二处理元件2 输出的信号相加，以获得控制信号phal,它用于控制第一相位调制 器5。笫一控制信号phal是控制电压，它使笫一相位调制器5利用 相位^调制正弦射频信号的相位。第一相位调制器5输出的相位调 制的恒定包络信号称为信号PM1。

处理部分的减法单元4将第二处理元件2输出的信号/人第一处 理元件1输出的信号中减去，以获得第二控制信号pha2，它用于控 制第二相位调制器6。第二控制信号pha2是控制电压，它使第二相 位调制器5利用相位^调制正弦射频信号的相位。笫二相位调制器6 输出的信号称为信号PM2。

根据上述等式，振幅相关角a由此增加了第一相位调制器输出 的信号PM1的相位^并减少了第二相位调制器输出的信号PM2的相 位％ ，从而将振幅信息编码在PM1和PM2的相位差中。

将信号PM1和PM2提供给XOR电路7。 XOR电路7将这两个 信号PM1和PM2变换成二电平PWM信号。此操作有效地将相位调 制器5、 6的频率加倍。因此，相位调制器5、 6的中心频率FC应该 仅为期望的发射器输出频率Flo的一半。要注意的是在一些情况中， 倍频甚至可以产生有益的效杲。例如，当Flo-FC/2时，可以避免利 用本地振荡器对发射的信号混频。

现在可以通过线性艮好的开关模式功率放大器8来放大二电平 PWM信号，因为二电平PWM信号具有恒定包络。然后将功率放大 的二电平PWM信号提供给带通滤波器9，它将二电平PWM信号变 换成可变包络调制的射频信号，二电平PWM信号的第一谐波在包络 的变化量中反映。最后，将可变包络调制射频信号经由调制系统的 输出'输出'提供给天线以传输。图1的调制系统可以以多种方式变化。图2中示出一种可能的 变化，它给出图1中XOR电路7的备选方案。

在此备选方案中，将第一相位调制器5的输出信号PM1经由第 一限幅器IO提供给混频器12，而将第二相位调制器6的输出信号PM2 经由第二限幅器11提供给混频器12。混频器12是模拟乘法器，并 由此构成XNOR电路的模拟对应部分。为了改为获得图1的XOR电 路7的模拟对应部分，还需要另外将i80。的移相器或移相/倒相放大 器连接到混频器12的输出。但是，往往可以省略此类移相元件，而 不对调制处理本身产生任何影响。限幅器10、 11确保提供给混频器 12的输入信号已经仅具有两个电平，例如第一、正电平，即由各自 的相位调制器5、 6输出的信号PM1、 PM2大于零，以及第二、负电 平，即由各自的相位调制器5、 6输出的信号PM1、 PM2小于零。

要注意，还在图l所示的实施例中，可能在XOR电路7的输入 上采用限幅器，以增强XOR电路7的操作。

在图1的调制系统的再一个变化中，相位调制器5、 6净皮替换为 数字调制器。在此情况中，调制器的输出信号PM1、 PM2已经构成 二电平信号，从而限幅器不会提供任何好处。

虽然示出并描述及指出应用于本发明优选实施例的本发明的基 本的创新特点，但是本技术领域人员将理解，在不背离本发明精神

删减和替换以及更改。例如，明确的意图是，以基本相同的方式执 行基本相同的功能以达到相同结果的那些组件的所有组合都属于本 发明的范围。再者，应该认识到，根据一般的设计选择，结合本发 明的任何公开的形式或实施例示出和/或描述的结构和/或组件和/或方 法步骤可以结合在任何其它公开的或描述的或建议的形式或实施例 中。因此，意图是本发明仅限于如其所附权利要求的范围所示的。