用于IR接收机解调和调节的方法和装置 |
|||||||
| 申请号 | CN200680011447.2 | 申请日 | 2006-04-03 | 公开(公告)号 | CN101156404B | 公开(公告)日 | 2012-09-05 |
| 申请人 | ATMEL德国有限公司; | 发明人 | A·库尔茨; | ||||
| 摘要 | 本 发明 涉及一种用于将幅度调制的 信号 (10)放大和解调的方法，包括以下步骤：将原始信号放大为被放大的信号，将被放大的信号 带通滤波 为被滤波的信号，将被滤波的信号与一个调节 阈值 (R)比较，并且这样地调节原始信号的放大，使得被滤波的信号的峰值接近调节阈值(R)，并且将被滤波的信号与一个信号阈值(S1，-S1)比较，并且将比较结果解调。 电路 (12)的特征在于，所述信号阈值(S1，-S1)小于所述调节阈值(R)。本发明此外还涉及一种电路，该电路(12)以该方法工作。 | ||||||
| 权利要求 | 1.用于将幅度调制的信号(10)放大和解调的方法，包括这些步骤： |
||||||
| 说明书全文 | 用于IR接收机解调和调节的方法和装置[0002] 红外(IR)接收机模块通常由单片的电路和外部的光电二极管构成。被接收的红外信号被放大、滤波、解调，并且作为电信号在输出端被提供。通过内部存在的调节，该电路被与环境条件匹配。环境条件例如被环境的亮度、必要时被在IR频率范围中的氖管的干扰辐射以及数据发射机的距离影响。典型的数据发射机例如是电视遥控器的移动部分。在已知的调节中，信号阈值大于调节阈值。 [0003] 这样，具有在协议中的高的数据传输率和小的突发暂停(Burstpausen)的数据协议导致调节阈值经常被超过，该调节阈值紧接着减小增益。后果是，会发生这样的情况：不再达到较小的信号阈值。结果，这些数据协议由此在一定程度上被解释为干扰并且被抑制。 [0004] 具有较高的数据传输率的接近的数据发射机可能导致类似的调节反应。这样，该数据发射机的数据也不再能被解调，因为通过调节阈值触发的调节将数据发射机解释为干扰源并且减小系统的增益。 [0005] 此外，已公开的调节方法相比而言迟钝，使得在强烈波动的输入数据信号强度的情况下，电路的输出信号具有不希望的强烈波动(抖动，输出脉冲散射)。例如在市面上常见的IR遥控器中，输入数据信号强度会波动，因为这些遥控器应该可以在1厘米至大约35米之间的距离上使用，这在其恒定的发射功率的情况下导致在接收机模块的输入端的所述显著的信号强度波动。 [0006] 在该背景下，本发明的任务是说明一种方法和一种电路，其中尤其是在协议中具有高的数据传输率和小的突发暂停的数据协议不被抑制， 其中尤其降低了识别接近的、以较高的数据传输率进行发射的数据发射机的数据失败的危险，并且其中尤其是例如由于数据发射机的可变的距离而具有强烈波动的输入信号强度的输入脉冲可以被识别，其中由本方法和电路所生成的输出脉冲信号幅度尤其是由于快速地与输入信号强度相匹配而可以尽可能地保持恒定。 [0007] 在US 4,339,728中公开了一种用于无线电接收机的信号放大器和一种自动放大调节。在此，一对电流镜与一个差分放大器耦合，以给出一个输出信号。一个第一输出信号用于自动的放大调节，一个第二输出信号用于信号检测。所述电流镜被这样设置，使得用于自动放大调节的门限是信号检测门限的多倍。 [0010] 此外，信号阈值小于调节阈值。该特征的有利的作用在以下的例子中变得明显。所考虑的是，在无噪声的环境中具有高的数据传输率、并且由此在单个的突发(Bursts)(突发＝例如6至30个单个脉冲的快速序列)之间仅仅具有小的暂停的原始信号。不仅在现有技术中而且在本发明中，原始信号的放大的调节都这样进行，使得被滤波的信号的峰值接近调节阈值。在现有技术中，这导致了在较大的信号阈值下的信号强度被这样调节，使得不再可以从与该阈值的比较中导出数据。而在本发明中，信号阈值小于调节阈值，使得当信号强度通过调节过程而被减小了的时候信号阈值也还被超过。由此，完全解决了上述任务。 [0011] 关于本方法的扩展方案，优选的是，放大调节的步骤具有对这些峰值取平均的步骤。 [0012] 通过取平均，产生了低通特性，这稳定了所述调节。 [0013] 基于这些特征，有用信号也可以从带有噪声分量的原始信号中滤出并且被解调。在通常的、特点在于具有噪声分量的原始信号的情况中， 进行对全部的噪声和数据信号的调节，并且数据信号通过数字滤波和鉴别而从带有噪声的信号中选出。 [0014] 此外优选的是，数字滤波和鉴别的步骤具有检测比较结果的预确定的值的时间上的间距的步骤、将所检测到的间距与允许的值的间隔进行比较的步骤以及对于处于该间隔中的间距产生输出脉冲的步骤。 [0015] 原始信号中的有用信号分量的特点在于预确定的周期性，而噪声分量导致关于时间间隔的随机分布的峰值。通过这样的方式，即：只有带有预确定的间距的峰值才被进一步处理，这些间距对应于所述的周期性，实现了在进一步的信号处理中信号分量和噪声分量之间的有效分离。数字滤波和鉴别以小的电路技术开销导致了非常容错的滤波。 [0016] 另一种优选的扩展方案规定，在积分步骤中将输出脉冲积分，积分结果与第一积分阈值和/或第二积分阈值进行比较，在超过第一积分阈值的情况下，输出信号被置位(gesetzt)，并且在小于第二积分阈值的情况下，被复位。 [0017] 通过所述结合阈值比较而进行的积分，确定了原始信号中的有用信号分量的包络线的图像作为有用信号的信息内容。 [0018] 还优选的是，输出脉冲在其积分之前以预确定的方式被延长。通过这种方式，以所希望的方式提高了信号处理的容错性，因为例如在有用信号中可能缺少一个突发的单个脉冲，而这不会导致所确定的包络线的。 [0019] 类似于本方法的这些扩展方案，优选的是，所述调节器在模仿 (Nachbildung)峰值检波器的条件下以数字方式将峰值取平均，并且将被平均的峰值作为控制信号提供给调节放大器，和/或解调器具有带鉴别器的数字滤波器和积分器，和/或带有鉴别器的数字滤波器确定该比较结果的预确定的值的间距并且将这些间距与一个下阈值及一个上阈值比较，并且当一个间距位于下阈值和上阈值之间时生成一个输出脉冲，和/或积分器将输出脉冲积分，并且当积分结果超过一个第一积分阈值时，积分器置位一个信号，并且当积分结果低于一个第二积分阈值时，复位该信号，和/或积分器在积分前将其输入脉冲延长。 [0020] 电路的这些扩展方案具有在方法特征的相应特征组合中所提及的优点。 [0021] 另外的优点从说明书中和附图中得到。 [0022] 自然的是，上述的和以下还要阐述的特征并不仅仅可以使用在各已说明的组合中，而是也可以使用在其它组合中或者单独使用，而没有离开本发明的范围。 附图说明 [0023] 本发明的实施例在附图中被示出，并且在下面的说明中被进一步阐述。其中，分别以示意性的形式： [0024] 图1示出了根据本发明的电路的一个实施例； [0025] 图2示出了带有数字滤波和鉴别的解调器的细节； [0026] 图3示出了在调节过程之前和之后，在原始信号中的突发的时间变化曲线以及调节阈值和不同的信号阈值的相对位置；及 [0027] 图4示出了在解调的不同阶段的定性的信号曲线。 [0028] 图1详细地示出了数据信号10，其作为电原始信号被馈送到电路12中。数据信号10例如可以是红外信号，其被光电二极管14接收并且被转换为光电流I_F作为电信号的例子。典型的红外信号通常具有在30kHz到80kHz之间的载频和通过100％的幅度调制(AM)产生的脉 冲包(突发)。突发-包由多个单个脉冲构成。 [0029] 光电二极管14的输入交变电流I_F通过互阻抗放大器16被转化为交变电压并且在调节放大器18中根据调节值RW被放大。带通滤波器20被调准到载频上并且保证了电路12的较高的选择性。带通滤波器20由此实现了具有品质Q的信号的预先滤波，其中典型的Q大约等于2至3。 [0030] 紧接着该带通滤波，被滤波了的交变电压信号通过信号比较器22与一个信号阈值比较，并且通过一个调节比较器24与一个调节阈值比较。在此，信号阈值明显位于调节阈值之下。当将100％的值分配给调节阈值时，信号阈值例如处于+50％和-50％附近。 [0031] 调节器26将调节比较器24的输出信号处理成为已经提及的用于调节放大器18的调节值，并且在此这样地设置调节放大器18的放大，使得被滤波的信号的峰值、即在带通滤波器20的输出端上的交变电压为该调节门限的值或者至少接近该值。 [0032] 调节器26优选在数字基础上实现该调节过程并且在此模仿具有存储电容器的快速的峰值检波(Spitzenwertgleichrichtung)。这给出了对被滤波的信号的峰值取平均的一种扩展方案。数/模转换器28将数字调节量转换为模拟的调节值RW，例如转换为用于调节放大器18的控制电流。 [0033] 具有输入端32和输出端34的解调器30由被滤波的信号与信号阈值的比较结果形成在原始信号中的有用信号分量的包络线，并且在其输出端34上提供该包络线。为此，解调器30优选具有在图2中所示的结构，其具有块36，它表示带鉴别器的数字滤波器，解调器30还具有连接在后面的模拟积分器38。块36测量在两个信号比较器脉冲之间的距离，并且选择其距离位于时间窗dT中的脉冲，该时间窗相应于允许的距离的间隔。时间窗dT在一定程度上给出了与载频相关的捕获范围。通过块36，以小的电路技术开销实现了信号比较器22的输出信号的、 边缘非常陡峭并且容错的滤波。也就是说，只有当所测量到的间距位于该捕获范围或者时间窗dT中时，才产生块36的输出脉冲并且传送给积分器38。紧接着，该输出脉冲在模拟积分器38中被积分。 [0034] 模拟积分器38具有如下状态：充电和放电。当在其输入端40存在块36的输出脉冲时，被充电。在输出脉冲之间的间歇中被放电。在一种优选的扩展方案中，积分器38将由块36接收到的输出脉冲延长。所述延长可以通过将块36的输出信号的长度乘以因子1.6来实现，由此容忍单个脉冲的缺失。在另一扩展方案中，积分器38的积分时间可以根据所希望的变化形式被调整到脉冲宽度的确定数目，例如被调整到4或者7个脉冲宽度。在积分器38的输出端34(它同时是解调器30的输出端34)，当积分的输出脉冲、即积分结果超过一个第一积分阈值时，一个信号被置位，该第一积分阈值例如处于积分器34的线性范围(Aussteuerbereichs)的大约80％处。 [0035] 由此，该信号的置位反映了在原始信号中的突发的开始。紧接着，该信号被如此长时间地保持置位，直到积分结果达到一个第二积分阈值，该第二积分阈值例如相应于积分器38的线性范围的20％的值。低于该第二积分阈值引发该信号的复位，并且由此反映了突发的结束。该被置位和复位的信号的时间变化曲线由此给出了在原始信号中的突发的包络线的图像。通过将积分器38的积分时间限制在若干个脉冲宽度，当例如30个脉冲被积分了的时候，则复位也快速地进行。 [0036] 图3示出了在调节过程之前和之后的、在图1中的调节比较器24的输入端上的被滤波的信号中的突发42、44的定性的变化曲线，以及调节阈值R和信号阈值S_1、-S_1、S_2的相对位置。在此，突发42对应于在调节过程之前的状态，如其例如在接通数据发射机时在IR接收机附近所出现的那样。突发42的幅度高到超过调节阈值R。电路12于是这样地减小放大，使得在调节比较器24的输入端上的被滤波的信号的峰值为调节门限R的值，如其在突发44时的情况那样。在本发明 的范围中所使用的信号阈值S_1、-S_1小于调节阈值R，使得在起振了的调节中突发44的单个脉冲也被检测到。与此相反，在现有技术中使用的调节阈值S_2这样大，使得在突发44中的单个脉冲不再被检测到。 [0037] 图4示出了在解调的不同阶段中分别关于时间t的定性的信号分布曲线。图4a的脉冲序列46定性地表示被带通滤波了的信号与阈值+/-S_1的比较结果，并且它位于图2中的块36的输入端。所示的结果具有三个脉冲48、50、54，其中虚线示出的单个的脉冲52本身而言应该存在，但是由于发射机或者接收机的故障而缺失。 [0038] 块36测量比较结果的预确定的值的间距，其中这些值超过或者低于最小幅度+/-A。例如，可以分别检测到间距56、58、60、62，其中一个最小值紧跟一个最大值，以及一个最大值紧跟一个最小值。这些间距在图4b中示出。对于每个位于时间窗dT内的间距56、58、60、62，生成预确定宽度的脉冲64、66、68、70，该宽度优选大于脉冲序列46的周期持续时间。在一种扩展方案中，放大因子具有值1.6，这样在所生成的脉冲叠加时，补偿了单个脉冲52的缺失。可代替地，也可以首先生成具有所述间距的宽度的脉冲，并且紧接着以相应地匹配的因子来延长。被延长的脉冲的宽度64、66、68、70在图4c中被示出。 [0039] 紧接着通过积分器38进行被叠加的宽度或者脉冲64、66、68、70的积分。积分的结果值72在图4d中被示出。当积分结果72超过一个第一积分阈值ISW_1时，在积分器38的输出端34将信号74置位到一个预确定的值(例如逻辑1)；当积分结果低于一个第二积分阈值ISW_2时，将其复位(例如复位到逻辑0)。第一阈值ISW_1例如可以处于积分器的线性范围的80％处，并且第二阈值ISW_2例如可以位于线性范围的20％处。在积分器的输出端的信号74的变化曲线因此示出了突发46的脉冲48、50、52、54的包络线的图像。 |
||||||
QQ群二维码
意见反馈
意见反馈