功率放大模块专利检索- .两个放大级间作为耦合元件使用的匹配电路专利检索查询-专利查询网

功率放大模块
申请号	CN201510121357.X	申请日	2015-03-19	公开(公告)号	CN104935268A	公开(公告)日	2015-09-23
申请人	株式会社村田制作所;			发明人	嶋本健一; 田中聪; 松冈正;
摘要	本发明提供了能以低电压驱动、能改善温度特性的功率放大模块。功率放大模块包括：第一双极晶体管，该第一双极晶体管将输入至基极的无线频率信号放大并输出；电流源，该电流源输出控制电流；第二双极晶体管，该第二双极晶体管与电流源的输出端连接，将控制电流中的第一电流输入集电极；控制电压生成电路，该控制电压生成电路与输出端连接，生成与控制电流中的第二电流相对应的控制电压；第一FET，该第一FET中，电源电压被提供至漏极，源极与第一双极晶体管的基极连接，控制电压被提供至栅极；以及第二FET，该第二FET中，电源电压被提供至漏极，源极与第二双极晶体管的基极连接，控制电压被提供至栅极。
权利要求	1.一种功率放大模块，包括：第一双极晶体管，该第一双极晶体管将输入至基极的无线频率信号放大并输出；电流源，该电流源输出控制电流；第二双极晶体管，该第二双极晶体管与所述电流源的输出端连接，将所述控制电流中的第一电流输入集电极；控制电压生成电路，该控制电压生成电路与所述电流源的所述输出端连接，生成与所述控制电流中的第二电流相对应的控制电压；第一FET，该第一FET中，电源电压被提供至漏极，源极与所述第一双极晶体管的基极连接，所述控制电压被提供至栅极；以及第二FET，该第二FET中，所述电源电压被提供至漏极，源极与所述第二双极晶体管的基极连接，所述控制电压被提供至栅极。 2.如权利要求1所述的功率放大模块，其特征在于，所述控制电压生成电路，包含：第一电阻，该第一电阻的一端与所述电流源的所述输出端连接；以及第二电阻，该第二电阻的一端与所述第一电阻的另一端连接，该第二电阻的另一端接地，从所述第一以及第二电阻的连接点输出所述控制电压。 3.如权利要求1所述的功率放大模块，其特征在于，所述控制电压生成电路，包含：第三双极晶体管，该第三双极晶体管中，所述电源电压被提供至集电极，基极与所述电流源的所述输出端连接；以及第二电阻，该第二电阻的一端与所述第三双极晶体管的发射极连接，该第二电阻的另一端接地，从所述第三双极晶体管以及所述第二电阻的连接点输出所述控制电压。 4.如权利要求1～3中任一项所述的功率放大模块，其特征在于，所述第二双极晶体管的尺寸小于所述第一双极晶体管的尺寸，所述第二FET的尺寸小于所述第一FET的尺寸。 5.如权利要求1～3中任一项所述的功率放大模块，其特征在于，所述第一以及第二FET都为耗尽型FET。 6.如权利要求4中任一项所述的功率放大模块，其特征在于，所述第一以及第二FET都为耗尽型FET。 7.如权利要求1～3中任一项所述的功率放大模块，其特征在于，还包括电源控制电路，该电源控制电路基于表示在所述第一双极晶体管中是否进行所述无线频率信号的放大的放大控制信号，在不进行所述放大的情况下，降低所述电源电压。 8.如权利要求4中任一项所述的功率放大模块，其特征在于，还包括电源控制电路，该电源控制电路基于表示在所述第一双极晶体管中是否进行所述无线频率信号的放大的放大控制信号，在不进行所述放大的情况下，降低所述电源电压。 9.如权利要求5中任一项所述的功率放大模块，其特征在于，还包括电源控制电路，该电源控制电路基于表示在所述第一双极晶体管中是否进行所述无线频率信号的放大的放大控制信号，在不进行所述放大的情况下，降低所述电源电压。 10.如权利要求6中任一项所述的功率放大模块，其特征在于，还包括电源控制电路，该电源控制电路基于表示在所述第一双极晶体管中是否进行所述无线频率信号的放大的放大控制信号，在不进行所述放大的情况下，降低所述电源电压。
说明书全文	功率放大模块技术领域 [0001] 本发明涉及功率放大模块。背景技术 [0002] 移动电话等移动通信设备中，采用了用于放大向基站发送的无线频率(RF：Radio Frequency)信号的功率的功率放大模块。像这样的功率放大模块包含：放大RF信号的功率放大器；以及用于向构成该功率放大器的晶体管提供偏置电流的偏置电路。 [0003] 图10是表示采用射极跟随器型的偏置电路的功率放大模块的结构例的图(例如专利文献1)。偏置电路1000是用于向构成功率放大器1010的双极晶体管T100提供偏置电流，成为射极跟随器型的结构。并且，电池电压VBAT施加在构成偏置电路1000的双极晶体管T110的集电极上。 [0004] 像这样的结构中，由于若使双极晶体管T100、T110为例如异质结双极晶体管(HBT：Heterojunction Bipolar Transi stor)，则各双极晶体管的基极·发射极间电压VBE为1.3V左右，则为了驱动双极晶体管T110，电池电压VBAT需要为2.8V左右。因此，电池电压VBAT的最低电压例如一般为2.9V左右。 [0005] 然而，近年来，移动电话等的移动通信设备中，为了提高通话时间和通信时间，要求使电池电压VBAT的最低电压例如降低至2.5V左右。然而，采用所述那样的射极跟随器型的偏置电路1000的结构中，由于电池电压VBAT需要为2.8V左右，无法满足这样的要求。 [0006] 因此，提出了在偏置电路中采用FET的结构，作为能以更低的电池电压VBAT使偏置电路工作的结构。图11是表示在偏置电路采用FET的功率放大模块的结构例的图(例如专利文献2)。如图11所示，在向功率放大器1010的双极晶体管T100提供偏置电流的偏置电路1100中，采用了FET(F100)。现有技术文献专利文献 [0007] 专利文献1：日本专利特开平11-330866号公报专利文献2：日本专利特开2010－233171号公报发明内容发明所要解决的技术问题 [0008] 如专利文献2所公开的，通过在偏置电路中采用FET，可降低用于使偏置电路工作的电池电压VBAT。然而，专利文献2所公开的结构中，将施加在FET(F100)的栅极上的控制电压进行输出的电阻R100、R110的温度特性，与双极晶体管T100的温度特性不同。因此，专利文献2公开的结构中，功率放大器1010的增益与温度变化相对应地发生变动。 [0009] 本发明是鉴于所述情况而完成的，其目的在于提供一种能以低电压驱动、能改善温度特性的功率放大模块。解决技术问题所采用的技术方案 [0010] 本发明的一个侧面涉及的功率放大模块，包括：第一双极晶体管，该第一双极晶体管将输入至基极的无线频率信号放大并输出；电流源，该电流源输出控制电流；第二双极晶体管，该第二双极晶体管与电流源的输出端连接，将控制电流中的第一电流输入集电极；控制电压生成电路，该控制电压生成电路与输出端连接，生成与控制电流中的第二电流相对应的控制电压；第一FET，该第一FET中，电源电压被提供至漏极，源极与第一双极晶体管的基极连接，控制电压被提供至栅极；以及第二FET，该第二FET中，电源电压被提供至漏极，源极与第二双极晶体管的基极连接，控制电压被提供至栅极。发明效果 [0011] 根据本发明，能提供能进行低电压驱动、能改善温度特性的功率放大模块。附图说明 [0012] 图1是表示本发明的一个实施方式即包含功率放大模块的发送单元的结构例的图。图2是表示功率放大模块130的一个例子即功率放大模块130A的结构的框图。图3是表示功率放大器200A以及偏置电路210A的结构的一例的图。图4是表示图3所示的偏置电路210A-1中，由于FET(F1、F2)的阈值电压VTH的波动所产生的偏置电流IBIAS的变动的一个例子的模拟结果。图5是偏置电路210A中用于增大单圈环路增益的结构例。图6是表示图5所示的偏置电路210A-2中，由于FET(F1、F2)的阈值电压VTH的波动所产生的偏置电流IBIAS的变动的一个例子的模拟结果。图7是表示图5所示的偏置电路210A-2中，FET(F1、F2)的阈值电压的匹配性的波动所对应的偏置电流IBIAS的变动的一个例子的模拟结果。图8是表示用于抑制FET(F1、F2)的阈值电压的匹配性的偏差产生的影响的偏置电路 210A的结构的一个例子的图。图9是表示图8所示的偏置电路210A-3中，由于FET(F1)的阈值电压VTH1的波动所产生的偏置电流IBIAS的变动的一个例子的模拟结果。图10是表示采用射极跟随器型的偏置电路的功率放大模块的结构例的图。图11是表示在偏置电路中采用了FET的功率放大模块的结构例的图。图12是表示用于抑制漏电流的功率放大模块130的一个结构例的图。图13是表示偏置电路210A’的一个例子、即偏置电路210A’-1的结构的图。图14是表示偏置电路210A’的一个例子、即偏置电路210A’-2的结构的图。图15是表示偏置电路210A’的一个例子、即偏置电路210A’-3的结构的图。具体实施方式 [0013] 下面，参照附图对本发明的一个实施方式进行说明。图1是表示本发明的一个实施方式即包含功率放大模块130的发送单元100的结构例的图。发送单元100被用于例如在移动电话等的移动通信设备中将声音或数据等各种信号发送至基站。另外，虽然移动通信设备也包括用于接收来自基站的信号的接收单元，但在这里省略说明。 [0014] 如图1所示，发送单元100包含调制部110、发送功率控制部120、功率放大模块130、前端部140以及天线150而构成。 [0015] 调制部110基于HSUPA(Hig Speed Uplink Packet Access：高速上行分组接入)或LTE(Long Term Evolution：长期演进)等调制方式来调制输入信号，生成用于进行无线发送的RF信号。RF信号的频率为例如从数百MHz到数GHz左右。 [0016] 发送功率控制部120基于发送功率控制信号，调整并输出RF信号的功率。发送功率控制信号，例如基于从基站发送的自适应功率控制(APC：Adaptive Power Control)信号而生成。例如，基站通过测定来自移动通信设备的信号，将APC信号发送至移动通信设备，该APC信号是用于将移动通信设备中的发送功率调整到适当水平的指令。 [0017] 功率放大模块130将从发送功率控制部120输出的RF信号(RFIN)的功率放大至为了发送至基站所需的水平，并输出放大信号(RFOUT)。 [0018] 前端部140对放大信号进行滤波，对从基站接收到的接收信号进行切换等。从前端部140输出的放大信号通过天线150发送至基站。 [0019] 图2是表示功率放大模块130的一个例子、即功率放大模块130A的结构的框图。如图2所示，功率放大模块130A包含：功率放大器200A、200B、偏置电路210A、210B、偏置控制电路220、匹配电路(MN：Matching Network)230A～230C、以及电感L1、L2。 [0020] 功率放大器200A、200B分别放大输入的RF信号、输出放大信号。功率放大模块130A中，功率放大器200A为初段(驱动段)的放大器，功率放大器200B为后段(功率段)的放大器。另外，图2所示的结构中，虽然使功率放大器为两段的结构，但功率放大器也可为一段，也可为三段以上。 [0021] 偏置电路210A、210B基于从偏置控制电路220提供的偏置控制电压VBIAS，分别将偏置电流提供至功率放大器200A、200B。 [0022] 偏置控制电路220将用于控制偏置电流的偏置控制电压VBIAS向偏置电路210A、210B输出。为了变更功率放大器200A、200B的增益，偏置控制电路220能调整偏置控制电压VBIAS的输出水平。 [0023] 匹配电路230A～230C分别对前后电路间的电阻进行匹配，例如能利用电容和电感构成。 [0024] 图3是表示功率放大器200A以及偏置电路210A的结构的一个例子的图。另外，如图2所示的功率放大器200B以及偏置电路210B的结构与功率放大器200A、偏置电路210A的结构相同，故省略说明。 [0025] 如图3所示，功率放大器200A包含双极晶体管T1(第一双极晶体管)。双极晶体管T1为例如HBT。双极晶体管T1中，经由电感L1在集电极施加电源电压VCC，发射极接地，经由匹配电路230A向基极输入RF信号(RFIN1)。另外，从偏置电路210A向双极晶体管T1的基极提供偏置电流IBIAS。并且，从双极晶体管T1的集电极输出RF信号(RFIN1)的放大信号(RFOUT1)。 [0026] 偏置电路210A的一个例子、即偏置电路210A-1包含电流源300、双极晶体管T2、电阻R1、R2、FET(F1、F2)、以及电容C1。 [0027] 电流源300使用电池电压VBAT作为电源电压，生成与偏置控制电压VBIAS对应的控制电流ICTRL。 [0028] 双极晶体管T2(第二双极晶体管)的集电极与电流源300的输出端连接，发射极接地。从电流源300输出的控制电流ICTRL的一部分、即电流I1(第一电流)输入至双极晶体管T2的集电极。与双极晶体管T1同样地，双极晶体管T2例如为HBT。另外，双极晶体管T2的尺寸可以小于双极晶体管T1的尺寸。另外，这里所说的双极晶体管的尺寸为晶体管的叉指数产生的占有面积。 [0029] 串联连接的电阻R1(第一电阻)以及电阻R2(第二电阻)与电流源300的输出端连接，从电流源300输出的控制电流ICTRL中的一部分、即电流I2(第二电流)被输入。电阻R1、R2构成了控制电压生成电路，生成与电流I2相对应的控制电压VCTRL。 [0030] FET(F1)(第一FET)中，向漏极提供电池电压VBAT作为电源电压，源极与双极晶体管T1的基极连接，向栅极提供控制电压VCTRL。FET(F2)(第二FET)中，向漏极提供电池电压VBAT作为电源电压，源极与双极晶体管T2的基极连接，向栅极提供控制电压VCTRL。另外，FET(F1、F2)可以为耗尽型FET。另外，FET(F2)的尺寸可以比FET(F1)的尺寸小。另外，这里所说的FET的尺寸为栅极宽度和栅极长度的占有面积。 [0031] 电容C1的一端与电流源300的输出端连接，另一端接地。 [0032] 像这样构成的偏置电路210A-1中，从FET(F1)的源极向双极晶体管T1的基极提供偏置电流IBIAS。下面，对偏置电路210A-1的动作进行说明。 [0033] 利用来自电流源300的控制电流ICTRL，FET(F1、F2)进行工作，双极晶体管T2进行工作。若通过FET(F2)的工作使图3所示的Q点的电位(双极晶体管T2的基极电位)上升，则流过双极晶体管T2的电流I1增加。若电流I1增加，则流过电阻R1、R2的电流I2减少。若电流I2减少，则控制电压VCTRL降低。若控制电压VCTRL降低，则流过FET(F2)的电流I3减少，流过双极晶体管T2的电流I1减少。若电流I1减少，则流过电阻R1、R2的电流I2增加。若电流I2增加，则控制电压VCTRL上升。若控制电压VCTRL上升，则流过FET(F2)的电流I3增加，流过双极晶体管T2的电流I1增加。 [0034] 像这样，偏置电流210A-1中进行闭环动作，控制电压VCTRL稳定在某一点。并且，从FET(F1)的源极输出与该控制电压VCTRL对应的偏置电流IBIAS。由此，偏置电流IBIAS变成对应于偏置控制电压VBIAS的电流。 [0035] 该闭环中，提供至FET(F1)的栅极的控制电压VCTRL，对应于双极晶体管T2以及FET(F2)的温度特性而变化。由此，提供至双极晶体管T1的偏置电流IBIAS也对应于双极晶体管T2以及FET(F2)的温度特性而变化。这里，双极晶体管T1的温度特性和双极晶体管T2的温度特性等同。另外，FET(F1)的温度特性和FET(F2)的温度特性等同。由此，双极晶体管T2以及FET(F2)的温度特性所对应的偏置电流IBIAS的变化也与双极晶体管T1以及FET(F1)的温度特性相对应。由此，能抑制由于温度变化所造成的功率放大模块130的增益变动。 [0036] 另外，由于在偏置电路210A-1中使用FET(F1)作为与双极晶体管T1的基极相连接的晶体管，电池电压VBAT为2.5V左右也能进行工作。进一步地，通过使FET(F1)为耗尽型FET，电池电压VBAT为2.0V左右也能使偏置电路210A-1进行工作。 [0037] 图3中虽然对功率放大器200A以及偏置电路210A进行说明，功率放大器200B以及偏置电路210B也相同。由此，功率放大模块130A能在电池电压VBAT为2.5V左右(或2.0左右)的低电压的情况下进行驱动，并且能改善温度特性。 [0038] 另外，图3所示的偏置电路210A-1所采用的FET(F1、F2)的阈值电压VTH中存在波动。可以认为，由于该波动，从FET(F1)向双极晶体管T1的基极输出的偏置电流IBIAS发生变动，功率放大模块130A的增益也产生变动。 [0039] 图4是表示图3所示的偏置电路210A-1中的、FET(F1、F2)的阈值电压VTH的波动所引起的电流IBIAS的变动的一个例子的模拟结果。图4中，横轴是从电流源300输出的控制电流ICTRL(A)，纵轴是偏置电流IBIAS(mA)。图4所示的例子中，将阈值电压VTH在基准基础上增减0.1V的情况下，偏置电流IBIAS产生10mA左右的变动。 [0040] 为了降低FET(F1、F2)的阈值电压VTH的波动产生的影响，可以考虑增大从偏置电路210A-1中的Q点观察到的、所述闭环中的单圈环路增益G。 [0041] 若设双极晶体管T2的增益为Q，双极晶体管T2的发射极电阻为re，电阻R1、R2的电阻值分别设为R1、R2，则图3所示的偏置电路210A-1中单圈环路增益G为G＝(Q/re)×(R1+R2)×{R2/(R1+R2)}＝(Q/re)×R2。由此，只要增大电阻R2的电阻值，就能增大单圈环路增益G。然而，若电阻R2的电阻值增大，则会导致芯片尺寸的增大。 [0042] 图5是偏置电路210A中用于增大单圈环路增益的结构例。图5所示的偏置电路210A-2包含双极晶体管T3(第三双极晶体管)，代替图3所示的偏置电路210A-1中的电阻R1。其它的结构与图3相同故省略说明。双极晶体管T3中，电池电压VBAT提供至集电极，发射极与电阻R2的一端连接，基极与电流源300的输出端连接。 [0043] 图5所示的偏置电路210A-2中，来自电流源300的控制电流ICTRL的一部分、即电流I2被输入至双极晶体管T3的基极。放大电流I2后得到的电流I4从双极晶体管T3的发射极输出，电流I4通过电阻R2转换为控制电压VCTRL。即，双极晶体管T3以及电阻R2构成了控制电压生成电路，生成对应于电流I2的控制电压VCTRL。 [0044] 若将双极晶体管T3的电流放大率设为hFET3，则图5所示的偏置电路210A-2中单圈环路增益G为G＝(Q/re)×R2×hFET3。这里，双极晶体管T3的电流放大率hFET3的大小为例如100左右。由此，图5所示的偏置电路210A-2中，不必增大电阻R2的电阻值，通过双极晶体管T3的电流放大率，能增大单圈环路增益G。由此，能抑制由于FET(F1、F2)的阈值电压VTH的波动引起的功率放大模块130A的增益变动。 [0045] 图6是表示图5所示的偏置电路210A-2中的、FET(F1、F2)的阈值电压VTH的波动引起的电流IBIAS的变动的一个例子的模拟结果。图6中，横轴是从电流源300输出的控制电流ICTRL(A)，纵轴是偏置电流IBIAS(mA)。图6所示的例子中，将阈值电压VTH在基准的基础上增减0.1V的情况下，偏置电流IBIAS的变动程度为不足1mA的程度。像这样，从模拟结果也可知，通过采用图5所示的结构，能抑制由于FET(F1、F2)的阈值电压VTH的波动引起的偏置电流IBIAS的变动。 [0046] 另外，图5所示的偏置电路210A-2中，FET(F1、F2)的阈值电压的匹配性会产生偏差。FET(F1、F2)的阈值电压的匹配性的偏差是指在同一模块内的FET(F1)的阈值电压VTH1和FET(F2)的阈值电压VTH2的差。图7是表示图5所示的偏置电路210A-2中，FET(F1、F2)的阈值电压的匹配性的偏差所对应的偏置电流IBIAS的变动的一个例子的模拟结果。图7中，横轴是从电流源300输出的控制电流ICTRL(A)，纵轴是偏置电流IBIAS(mA)。图7所示的例子中，由于FET(F1、F2)的阈值电压的匹配性的偏差(±10mV)，在偏置电流IBIAS产生10～20mA左右的变动。 [0047] 图8是表示用于抑制FET(F1、F2)的阈值电压的匹配性偏差产生的影响的偏置电路210A的一个结构例的图。图8所示的偏置电路210A-3不包括图5所示的FET(F2)，取而代之地，包含电阻R3。其它的结构与图5相同故省略说明。图8所示的偏置电路210A-3中，FET(F1)的源极与双极晶体管T1的基极连接，并且与电阻R3的一端连接。并且，电阻R3的另一端与双极晶体管T2的基极连接。即，图8所示的偏置电路210A-3中，FET(F1)兼用于通过闭环生成控制电压VCTRL，以及向双极晶体管T1提供偏置电流IBIAS。图8所示的偏置电路210-3中，由于仅使用了一个FET，因此不发生匹配性的偏差。 [0048] 图9是表示图8所示的偏置电路210A-3中，FET(F1)的阈值电压VTH1的波动引起的偏置电流IBIAS的变动的一个例子的模拟结果。图9中，横轴是从电流源300输出的控制电流ICTRL(A)，纵轴是偏置电流IBIAS(mA)。图9所示的例子中，将阈值电压VTH1在基准基础上增减0.1V的情况下，偏置电流IBIAS的变动程度为不足1mA的程度。像这样，从模拟结果也可知，通过采用图8所示的结构，能抑制由于FET(F1)的阈值电压VTH1的波动引起的偏置电流IBIAS的变动。 [0049] 即，图8所示的偏置电路210A-3中，不发生FET(F1、F2)的阈值电压的匹配性的偏差，进一步地，能抑制由于FET(F1)的阈值电压VTH1的波动产生的偏置电流IBIAS的变动。由此，能抑制功率放大模块130A的增益变动。 [0050] 另外，偏置电路210A中，例如，由于制造偏差(匹配性的偏差)，在双极晶体管T1、T2的基极·发射极间电压或FET(F1、F2)的阈值电压间产生差值，即使在控制电流ICTRL几乎为零的状态下，漏电流也会流过双极晶体管T1。 [0051] 图12是表示用于抑制漏电流的功率放大模块130的一个结构例的图。图12所示的功率放大模块130B包括偏置电路210A’、210B’，来代替图2所示的功率放大模块130A中的偏置电路210A、210B。另外，功率放大模块130B包括电源控制电路1300。由于功率放大模块130B中其它结构与功率放大模块130A相同，故标注同一符号并省略说明。 [0052] 除了提供调整电压VREG作为电源电压这一点之外，偏置电路210A’、210B’与功率放大模块130A的偏置电路210A、210B等同。其详细情况将在后面叙述。 [0053] 电源控制电路1300基于电池电压VBAT以及放大控制信号CTRLAMP，输出调整电压VREG。放大控制信号CTRLAMP是功率放大器200A、200B中指示是否进行RF信号放大的信号。 [0054] 放大控制信号CTRLAMP指示在功率放大器200A、200B中进行RF信号放大的情况下，电源控制电路1300输出电池电压VBAT作为调整电压VREG。 [0055] 放大控制信号CTRLAMP指示在功率放大器200A、200B中不进行RF信号放大的情况下，电源控制电路1300使调整电压VREG降低。具体而言，例如电源控制电路1300使调整电压VREG为零电平。另外，该情况下，电源控制电路1300也可使调整电压VREG不为零电平，而是使其降低至双极晶体管T1不产生动作的电平(例如低于2.0V)。 [0056] 图13是表示偏置电路210A’的一个例子、即偏置电路210A’-1的结构的图。另外，偏置电路210B’的结构与偏置电路210A’的结构相同故省略说明。另外，与图3所示的偏置生成电路210A-1相同的要素标注相同符号并省略说明。 [0057] 如图13所示，偏置电路210A’-1中，调整电压VREG作为电源电压提供至FET(F1、F2)的漏极。如上文所述，功率放大器200A中未进行RF信号放大的情况下，调整电压VREG下降至例如零电平。由此，该情况下能抑制漏电流流过双极晶体管T1。 [0058] 另外，同样地，图5以及图8所示的偏置电路210A-2、210A-3也能变更为提供调整电压VREG作为电源电压的结构。具体而言，作为偏置电路210A’的一个例子，能采用图14以及图15所示的偏置电路210A’-2、210A’-3的结构。 [0059] 以上，对本实施方式进行了说明。根据本实施方式的功率放大模块130，由于采用FET(F1)作为生成偏置电流IBIAS用的双极晶体管，即便电池电压VBAT为2.5V作为也能进行动作。进一步地，通过采用具有与双极晶体管T1等同的温度特性的双极晶体管T2以及具有与FET(F1)等同的温度特性的FET(F2)来对提供至FET(F1)的栅极的控制电压VCTRL进行控制，能抑制由于温度变化引起的功率放大模块130的增益变动。 [0060] 另外，根据本实施方式，如图5所示，通过采用双极晶体管T3作为用于生成控制电压VCTRL的电路，能增大生成控制电压VCTRL的闭环的增益，降低FET的阈值电压波动产生的影响。由此，能抑制功率放大模块130的增益变动。 [0061] 另外，根据本实施方式，图3或图5所示的结构中，能使用于生成控制电压VCTRL的双极晶体管T2以及FET(F2)的尺寸分别小于双极晶体管T1以及FET(F1)的尺寸。由此，能在生成控制电压VCTRL的电路中减小电流消耗。 [0062] 另外，根据本实施方式，通过使FET(F1、F2)为耗尽型FET，即使电池电压VBAT为2.0V左右也能使功率放大模块130进行工作。 [0063] 另外，根据本实施方式，如图8所示，通过使一个FET(F1)兼用于生成控制电压VCTRL以及提供偏置电流IBIAS，能抑制匹配性的偏差所引起的功率放大模块130的增益变动。 [0064] 另外，根据本实施方式，如图12～图15所示，在功率放大器200A、200B不进行RF信号放大的情况下，通过降低提供至构成偏置电路210A’、210B’的FET的电源电压，能抑制漏电流流过双极晶体管T1。 [0065] 另外，以上说明的本实施方式用于方便理解本发明，而并不用于限定并解释本发明。本发明在不脱离其思想的前提下，可以对本发明进行变更/改良，并且本发明的同等发明也包含在本发明内。即，即使从业人员对各实施方式加以适当的设计变更，只要具备本发明的特征，就被包含在本发明的范围内。例如，各实施方式所具备的各要素以及其配置、材料、条件、形状、尺寸等，能不限于例中所示而进行适当的变更。另外，各实施方式具备的各要素能在技术可能的范围里进行组合，这些组合只要包含本发明的特征即包含在本发明的范围内。标号说明 [0066] 100 发送单元110 调制部 120 发送功率控制部 130 功率放大模块 140 前端部 150 天线 200 功率放大器 210 偏置电路 220 偏置控制电路 230 匹配电路 300 电流源 T1～T3 双极晶体管 F1～F2 FET R1～R3 电阻 C1 电容

意见反馈