[0001] 本发明涉及功率放大电路。

[0002] 在移动电话等移动通信设备中，为提高向基站发送的信号的功率而使用功率放大电路(power amplifier)。近年来，在移动电话中，采用的高速数据通信标准有HSUPA(High Speed Uplink Packet Access：高速下行分组接入)、LTE(Long Term Evolution：长期演进)、LTE-Advanced等调制方式。像这样的通信标准中，为使通信速度提高，减小相位或振幅的偏差非常重要。即，功率放大电路要求高度的线性。此外，像这样的通信标准中，为使通信速度提高，大多情况下，信号振幅的变化范围(动态范围)变广。并且，动态范围较大的情况中，为提高线性而需要较高的电源电压，因此，功率放大电路的功耗出现增大的倾向。

[0003] 另一方面，移动电话中，为使可通话或可通信的时间增长，需要降低功耗。例如专利文献1中揭示了一种包络跟踪方式，通过根据所输入的调制信号的振幅电平来控制功率放大电路的电源电压，从而提高功率效率。现有技术文献
专利文献

[0004] 专利文献1：日本专利特开2012-4821号公报

[0005] 为在功率放大电路中实现较高线性，控制增益不受信号振幅电平影响而保持一定较为重要。这与采用包络跟踪方式的情况是相同的。

[0006] 图17A-图17C是用于说明功率放大电路所使用的晶体管的特性的图。图17A是示出晶体管的增益特性的一例的图。如图17A所示，一般的晶体管的增益在输出功率到达某一值为止为恒定值(小信号增益)，之后开始下降。由此，例如在使晶体管在A点上工作时，功率效率变高，相位失真变小。另一方面，例如在使晶体管在B点上工作时，相位失真则变大。

[0007] 例如，如图17B所示，在电源电压从V1变化到V3的情况中，小信号增益的值若能不受电源电压电平的影响地保持一定(GC)，则包络跟踪方式中的增益GET与小信号增益GC一致即可。

[0008] 然而实际上，例如图17C所示，小信号增益的值随电源电压的电平而变化。此处，例如若使包络跟踪方式中的增益GET与电源电压V1下的小信号增益G1一致，则电源电压V1下的功率效率提高，相位失真减小，然而电源电压V2、V3时相位失真增大。另外，例如若将包络跟踪方式中的增益GET与电源电压V2下的小信号增益G2相一致，则虽然电源电压V2下的相位失真得到改善，但由于电源电压无法下降到V1而使功率效率有所下降。

[0009] 本发明是鉴于上述情况而获得的，其目的在于提高功率放大电路的线性以及功率效率。解决技术问题所采用的技术方案

[0010] 本发明的一个侧面所涉及的功率放大电路，包括：第1晶体管，该第1晶体管将输入至基极的信号放大并从集电极输出；以及第1电容，该第1电容设置在第1晶体管的基极和集电极之间，具有与第1晶体管的基极-集电极之间的寄生电容相比电压依赖性较低的静电电容。

[0011] 根据本发明，功率放大电路中的线性和功率效率能得到提高。附图说明

[0012] 图1是示出了包含本发明的一个实施方式的功率放大电路的发送单元的结构例的图。图2是示出了RF部的结构的一例的图。
图3是示出了使用固定的电源电压进行功率放大时的功耗的一例的图。
图4是示出了采用通过包络跟踪来进行改变的电源电压来进行功率放大时的功耗的一例的图。
图5是示出了功率放大电路的结构的一例的图。
图6是示出了HBT中电源电压和增益的关系的一例的仿真结果。
图7是示出了基极-集电极之间的电容的变化率和增益差之间的关系的一例的仿真结果。
图8是示出了基极-集电极之间的电容的关系的一例的图。
图9是示出了HBT的剖面结构的一例的图。
图10是示出了HBT的剖面结构的一例的图。
图11A是示出了增益差和功率效率以及增益差和相位失真之间的关系的一例的图。
图11B是示出了增益差和功率效率以及增益差和相位失真之间的关系的一例的图。
图12是示出了输出功率和邻道泄漏比之间的关系的一例的仿真结果。
图13是示出了输出功率和功率附加效率之间的关系的一例的仿真结果。
图14是示出了增益差、PAE和电源电压的工作范围之间的关系的一例的仿真结果。
图15是示出了两段的功率放大电路的结构的一例的图。
图16是示出了两段的功率放大电路的结构的其他示例的图。
图17A是用于说明功率放大电路所使用的晶体管的特性的图。
图17B是用于说明功率放大电路所使用的晶体管的特性的图。
图17C是用于说明功率放大电路所使用的晶体管的特性的图。

[0013] 以下参照附图对本发明的一个实施方式进行说明。图1是示出了包含本发明的一个实施方式的功率放大电路在内的发送单元的结构例的图。发送单元10例如在移动电话等移动通信设备中，用于将语音或数据等各种信号发送至基站。另外，移动通信设备也包括用于从基站接收信号的接收单元，在这里省略其说明。

[0014] 如图1所示，发送单元10包括：基带部20、高频(RF：Radio Frequency)部22、电源部24、功率放大电路26、前端部28以及天线30。

[0015] 基带部20基于HSUPA或LTE等调制方式，将语音或数据等输入信号进行调制，并输出调制信号。本实施方式中，从基带部20输出的调制信号作为在IQ平面上表示振幅和相位的IQ信号(I信号和Q信号)被输出。IQ信号的频率例如为数MHz至数10MHz左右。

[0016] RF部22根据从基带部20输出的IQ信号，生成用于无线发送的高频(RF)信号。RF信号例如为数百MHz至数GHz左右。另外，RF部22基于IQ信号检测调制信号的振幅电平，为使施加于功率放大电路26的电源电压VREG的电平对应于RF信号的振幅电平，该RF部对电源部24输出电源控制信号。即，RF部22为实施包络跟踪而输出电源控制信号。

[0017] 此外，在RF部22中也可以不直接根据IQ信号来转换成RF信号，而是将IQ信号转换为中频(IF：Intermediate Frequency)信号，并根据IF信号生成RF信号。

[0018] 电源部24生成电源电压VREG，向功率放大电路26提供，其中，该电源电压VREG的电平与从RF部22输出的电源控制信号相对应。电源部24例如可由DC-DC转换器构成，该DC-DC转换器根据输入电压生成电源电压VREG，该电源电压VREG的电平与电源控制信号相对应。

[0019] 功率放大电路26将从RF部22输出的RF信号的功率放大到向基站发送所需要的电平为止，并输出放大信号。

[0020] 前端部28对放大信号进行滤波，或对从基站接收的接收信号进行开关等。从前端部28输出的放大信号通过天线30发送至基站。

[0021] 图2是示出了RF部22的结构的一例的图。如图2所示，RF部22包括：延时电路40、42，RF调制部44、振幅电平检出部46、失真补偿部48和数模转换器(DAC：Digital to Analog Converter)50。

[0022] 为使RF信号输入至功率放大电路26的时刻、与对应RF信号的振幅电平的电源电压VREG提供至功率放大电路26的时刻相一致，延时电路40、42将IQ信号延迟特定时间。

[0023] RF调制部44根据IQ信号生成RF信号并输出。具体而言，例如，RF调制部44通过乘法器将I信号和载波信号进行合成，并通过乘法器将Q信号和相位偏移90度后的载波信号进行合成，将这些合成信号通过减法器进行合成，从而能得到RF信号。

[0024] 振幅电平检测部46基于IQ信号检测调制信号的振幅电平。这样被检测到的振幅电平与从RF调制部输出的RF信号的振幅电平相对应。

[0025] 失真补偿部48对电源电压VREG的电平进行调整，以使得在进行包络跟踪时放大信号不发生振幅畸变。如图17所示，功率放大电路26中使用的晶体管根据电源电压VREG增益特性发生变化。为此，为保持功率放大电路26中的线性，需要控制电源电压VREG使增益保持在一定值。例如，失真补偿部48能储存基于晶体管的增益特性的、表示调制信号的振幅电平和电源电压VREG的电平的对应关系的表格。并且，失真补偿部48可基于该表格输出用于使电源电压VREG的电平对应于调制信号的振幅电平的电源控制信号。

[0026] DAC50将失真补偿部48输出的电源控制信号转换为模拟信号输出。

[0027] 参照图3和图4，对通过包络跟踪进行电源电压控制的一例进行说明。图3示出了使用固定的电源电压进行功率放大时的功耗的一例。如图3所示，若在RF信号的振幅电平变化较大的情况下，采用与RF信号的振幅的最大电平相一致的固定的电源电压，则RF信号的振幅电平较小的区间中功耗较大。

[0028] 图4中示出了在采用通过包络跟踪方式进行改变的电源电压来进行功率放大时的功耗的一例。如图4所示，通过根据RF信号的振幅电平来使电源电压发生变动，从而能降低功耗。

[0029] 本实施方式中，电源部24基于RF部22输出的电源控制信号，将提供给功率放大电路26的电源电压VREG，控制为与RF信号的振幅相对应的电平。

[0030] 图5是示出了功率放大电路26的结构的一例的图。如图5所示，功率放大电路26包括：匹配电路60a、60b、HBT(Heterojunction Bipolar Transistor：异质结双极晶体管)芯片62、和电感64。功率放大电路26将输入的RF信号的功率放大，从而生成放大信号。偏置电压Vbias、固定的电源电压Vcc、可变的电源电压VREG被提供至功率放大电路26。

[0031] 匹配电路60a、60b用于使阻抗匹配。具体而言，匹配电路60a将RF部22的输出阻抗和HBT芯片62的输入阻抗进行匹配。另外，匹配电路60b将HBT芯片62的输出阻抗与前端部28的输入阻抗进行匹配。

[0032] HBT芯片62为包含功率放大用的晶体管的集成电路。如图5所示，HBT芯片62包括HBT70、72、电容74a、74b、76和阻抗78。

[0033] 电容74a、74b为耦合电容，可例如由MIM(Metal Insulation Metal：金属-绝缘体-金属)的结构形成。电容74a将RF信号的交流分量向后级输出。另外，电容74b将放大信号的交流分量向后级输出。

[0034] HBT70和阻抗78为偏置电路，以用于使电容74a输出的RF信号的电压电平向HBT72的工作范围偏移。HBT70的集电极施加有电源电压VCC，HBT70的基极上施加有偏置电压Vbias。HBT70和阻抗78构成射极跟随电路，通过电源电压Vbias，对HBT72的基极上施加的偏置电压的电平进行控制。

[0035] HBT72是将输入到基极的RF信号放大的晶体管。HBT72的集电极上，通过电感64，施加有对应RF信号的振幅电平而受到控制的电源电压VREG。HBT72由共发射极电路构成，该共发射极电路使用电源电压VREG将被输入至基极的RF信号放大。

[0036] 电容76被设置在HBT72的基极和集电极之间。电容76的静电电容的电压依赖性与HBT72的基极-集电极之间的寄生电容Cbc相比较低。该电容76是为抑制HBT72的小信号增益对应于电源电压VREG产生变动而被设置。

[0037] 这里针对HBT的一般特性进行说明。图6示出了HBT中电源电压和增益的关系的一例的仿真结果。另外，仿真中HBT的基极-集电极之间未设置电容76。另外，当电源电压为3.4V，HBT的单位发射极面积上的基极-集电极之间的寄生电容Cbc被设定为等于HBT72的单位发射极面积上的基极-集电极之间的电容(电容76的静电电容和寄生电容Cbc的总和)。如图6所示，电源电压的增加带动了HBT的增益的增加。如图6的示例中，电源电压为0.8V和电源电压为3.4V之间，产生了2.4dB的增益差。

[0038] 图7示出了基极-集电极之间电容的变化率和增益差的关系的一例的仿真结果。横轴示出了将电源电压为3.4V的基极-集电极之间电容设为1时、电源电压为0.8V的基极-集电极之间电容的比例。纵轴示出了电源电压为3.4V时的增益和电源电压为0.8V时的增益的差。图6示出的仿真中，HBT的基极-集电极之间的电容即寄生电容Cbc的变化率约为1.9，增益差约为2.4dB。如图7所示仿真可知，在基极-集电极之间的电容的变化率降低的情况下，增益差缩小。

[0039] 因此，本实施方式中，功率放大电路26中，通过在HBT72的基极-集电极之间设置电容76，从而将电容76的静电电容和HBT72的寄生电容Cbc合成后得到的基极-集电极之间的电容的变化率降低。另外，HBT的基极-集电极之间的电容(每单位发射极面积)为决定例如对于高频信号的响应特性等、HBT特性的重要参数之一。

[0040] 图8是示出了基极-集电极之间的电容的关系的一例的图。本实施方式中，在特定电平的电源电压(例如3.4V)下，确定电容76的静电电容和寄生电容Cbc，以使得采用未设置电容76的一般结构的HBT时的基极-集电极之间的电容(每单位发射极面积)、与设有电容76的HBT72的基极-集电极之间的电容(每单位发射极面积)相等。如上所述，电容76的静电电容与寄生电容Cbc相比，对于电源电压的依赖性较低。因此，通过设置电容76，与未设置电容76的情况相比，能够降低基极-集电极之间的电容的电源电压依赖性。另外，即使追加电容76，由于单位发射极面积的基极-集电极之间的电容被维持，因此与相对于高频信号的响应特征等也能得到维持。

[0041] 图9是示出了HBT70的剖面结构的一例的图。如图9所示，在基板100上，按顺序形成集电极层102、基极层104、发射极层106、和罩层108。并且，形成有收集极电极110、基极电极112、和发射极电极114。另外，基极层104和集电极层102的接合面上，生成与该接合面积对应的寄生电容Cbc。

[0042] 图10是示出了HBT72的剖面结构的一例的图。与HBT70相同，在基板100上，按顺序形成有集电极层200、基极层202、发射极层204、和盖帽层206。并且，形成有收集极电极210、基极电极212、和发射极电极214。另外，基极层202和集电极层200的接合面上，生成与该接合面积对应的寄生电容Cbc。

[0043] 这里，在图9和图10示出的HBT的结构中，对基极-发射极的接合面积与基极-集电极的接合面积的关系进行说明。如图10所示，HBT72中，基极层202上发射极层204占有的比例比HBT70的情况要大。由此，HBT72中每单位发射极面积的基极-集电极的接合面积比HBT70要小。由此，HBT72中每单位发射极面积的基极-集电极之间的寄生电容Cbc与HBT70中每单位发射极面积的基极-集电极之间的寄生电容Cbc相比较小。

[0044] 由此，在本实施方式中，通过使HBT72采用例如图10所示的结构，从而HBT72中的每单位发射极面积的寄生电容Cbc变小。并且，确定电容76的静电电容，以使得电源电压在一定电平(例如3.4V)时的基极-集电极之间的电容与采用例如图9所示的结构时相等。

[0045] 由此，能在一定电平的电源电压(例如3.4V)下基极-集电极之间的电容维持不变的状态下，降低基极-集电极之间的电容的电源电压依赖性。因此，如图7所示，由于基极-集电极之间的电容的电源电压依赖性被降低，因此能缩小HBT72上产生的增益差。

[0046] 图11A和图11B是示出了增益差和功率效率以及增益差和相位失真的关系的一例的图。如图11A所示，增益差较大的情况下，调制信号的振幅电平较大的情况下，相位失真变大，调制信号的振幅电平较小的情况下，功率效率下降。与此相对，如图11B所示，通过减小增益差，从而调制信号的振幅电平较大时的相位失真得到改善，并且调制信号的振幅电平较小时的功率效率也得到改善。即，功率放大电路中的线性和功率效率能得到提高。

[0047] 图12示出了输出功率和邻道泄漏比(ACLR：Adjacent Channel Leakage power Ratio)的关系的一例的仿真结果。另外，仿真中以HSUPA的调制信号作为放大对象。线A～D示出了在通过包络跟踪使电源电压变化的情况下，输出功率和ACLR的关系。另外，线A、B、C、D中，电源电压从0.8V变化到3.4V时产生的增益差分别为0.7dB、1.38dB、1.81dB、2.41dB。另外，线E示出了在电源电压固定为3.4V时，输出功率和ACLR的关系。图12中示出的仿真结果中，输出功率25.6dBm的附近，各条件下的ACLR大致相同(约为-46dBc)。

[0048] 图13是输出功率和附加功率效率(PAE：Power Added Efficiency)的关系的一例的仿真结果。另外，仿真的条件与图12示出的情况相同。如图12所示，输出功率25.6dBm的附近，ACLR大致相同。因此，观察输出功率25.6dBm附近的PAE可知，增益差越小PAE越高。

[0049] 图14示出了输出功率为25.6dBm时，增益差、PAE、和电源电压的工作范围的关系的一例的仿真结果。如图14所示，增益差越小，包络跟踪时的电源电压的工作范围越宽。更具体而言，增益差越小，越能使电源电压变化至更低电平为止。由此如图14所示，包络跟踪时增益差越小则PAE越高。

[0050] 由此，从图12～图14所示的仿真结果可知，通过减小构成功率放大电路的晶体管的基极-集电极之间的电容的电源电压依赖性，以减小增益差，从而功率效率得到改善。

[0051] 另外，图5中的功率放大电路采用单级结构，但功率放大电路也可为多级结构。以下就采用多级结构的功率放大电路的一例进行说明。

[0052] 图15是示出了两级的功率放大电路的结构的一例的图。功率放大电路300包括：匹配电路310a、310b、HBT芯片320、和电感330a、330b。功率放大电路300是两级放大电路，可代替图5示出的功率放大电路26使用。

[0053] 匹配电路310a、310b与功率放大电路26中的匹配电路60a、60b相同，用于使输入输出的阻抗匹配。

[0054] HBT芯片320包括：HBT350a、350b、352a、352b、电容354a、354b、354c、356、阻抗358a、358b、以及匹配电路360。

[0055] 电容354a、354b、354c为耦合电容。电容354a将RF信号的交流分量输出至第一级的HBT352a。电容354b将第一级的输出的交流分量输出至第二级的HBT352b。电容354c将第二级的输出的交流分量输出至后段。

[0056] HBT350a和阻抗358a为偏置电路，以用于使电容354a输出的RF信号的电压电平向第一级的HBT352a的工作范围偏移。同样的，HBT350b和阻抗358b为偏置电路，以用于使电容354b输出的RF信号的电压电平向第二级的HBT352b的工作范围偏移。

[0057] HBT352a构成实施第一级放大的共发射极电路。HBT352a的集电极上通过电感330a施加有固定的电源电压VCC。即，第一级的HBT352a上不进行包络跟踪，而是通过固定的电源电压进行功率放大。HBT352a能采用与例如图9所示的HBT70相等同的结构。

[0058] HBT352b构成实施第二级放大的共发射极电路。HBT352b的集电极上通过电感330b施加有对应RF信号的振幅电平而被控制的电源电压VREG。HBT352b能采用与例如图10所示的HBT72相等同的结构。

[0059] 电容356被设置在HBT352b的基极和集电极之间。该电容356和功率放大电路26中的电容76相同，用于降低HBT352b的基极-集电极之间的电容的电压依赖性而设置。

[0060] 匹配电路360用于使第一级和第二级之间的阻抗匹配。

[0061] 功率放大电路300中，第一级的HBT352a的集电极上施加有固定的电源电压VCC。因此，不需要考虑HBT352a上由于电源电压的变动而使基极-集电极之间的电容发生变动。
因此，HBT352a的基极-集电极之间不设置电容。

[0062] 另一方面，第二级的HBT352b的集电极上，施加有与RF信号的振幅电平对应的可变的电源电压VREG。由此，需要考虑HBT352b上由于电源电压的变动而使基极-集电极之间的电容发生变动。因此，HBT352b的基极-集电极之间设有电容356。

[0063] 由此，即使在利用固定的电源电压进行放大并利用可变的电源电压进行放大的多级功率放大电路中，通过在施加有可变的电源电压的HBT的基极-集电极之间设置电容，仍能提高功率放大电路中的线性和功率效率。

[0064] 图16是示出了两级的功率放大电路的结构的另一例的图。图16中示出的功率放大电路400将图15所示的功率放大电路300中的HBT芯片320置换为HBT芯片340。

[0065] HBT芯片340中，将HBT芯片320中的第一级的HBT352a置换为HBT352c，在HBT352c的基极-集电极之间设置有电容370。HBT352c可采用与例如图10所示的HBT72相等的结构。另外，电容370和电容356相同，为降低HBT352c的基极-集电极之间的电容的电压依赖性而设置。

[0066] 功率放大电路400中，在HBT352c的集电极上通过电感330a施加有与RF信号的振幅电平对应的可变的电源电压VREG1。另外，在HBT352b的集电极上通过电感330b施加有与RF信号的振幅电平对应的可变的电源电压VREG2。即，功率放大电路400中，在第一级和第二级均实施包络跟踪。

[0067] 由此，即使在多级中进行包络跟踪的情况下，通过在施加有可变的电源电压的HBT的基极-集电极之间设置电容，从而能提高功率放大电路中的线性和功率效率。

[0068] 另外，为了易于理解本发明，本实施方式并非用于对本发明进行限定性解释。本发明在不脱离其技术思想的情况下可以进行变更/改进，并且本发明还包含其等同方案。

[0069] 例如本实施方式中，作为晶体管的一例示出了HBT，但晶体管并不限于HBT，可使用任意的双极型晶体管。

[0070] 另外，例如本实施方式中，基极-集电极之间设置的电容被设置在芯片内，该基极-集电极之间设置的电容也可设置在芯片外部。

[0071] 另外，例如本实施方式中，作为多级结构的功率放大电路示出了两级的功率放大电路，但功率放大电路的级数也可为三级以上。标号说明

[0072] 10 发送单元20 基带部
22 RF部
24 电源部
26 功率放大电路
28 前端部
30 天线
40、42 延时电路
44 RF调制部
46 振幅电平检测部
48 失真补偿部
50 DAC
60a、60b 匹配电路
62 HBT芯片
64 电感
70、72 HBT
74a、74b、76 电容
78 阻抗
100 基板
102、200 集电极层
104、204 基极层
106、204 发射极层
108、206 罩层
110、210 集电极电极
112、212 基极电极
114、214 发射极电极
300、400 功率放大电路
310a、310b、360 匹配电路
320、340 HBT芯片
330a、330b 电感
350a、350b、352a、352b、352c HBT
354a、354b、354c、356、370 电容
358a、358b 阻抗