使用功率合成器的功率放大器 |
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| 申请号 | CN200710182084.5 | 申请日 | 2007-10-31 | 公开(公告)号 | CN101188404B | 公开(公告)日 | 2011-06-01 |
| 申请人 | 韩国科学技术院; | 发明人 | 朴昌根; 洪圣喆; | ||||
| 摘要 | 在此公开一种使用功率合成器的功率 放大器 ，该 功率放大器 通过使用传输线 变压器 合成由用在无线通信系统中的多个功率放大器所产生的功率从而能将功率损耗最小化并提高大输出功率的功率放大器的效率。 | ||||||
| 权利要求 | 1.一种使用功率合成器的功率放大器，其中，第一和第二放大器单元放大并输出具有相反相位的射频信号，并且第一和第二放大器单元被分别连接到第一传输线变压器的第一传输线和第二传输线的一端， |
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| 说明书全文 | 使用功率合成器的功率放大器技术领域[0001] 本发明涉及一种使用功率合成器的功率放大器，并且更具体地，涉及一种通过使用传输线变压器合成由用在无线通信系统中的多个功率放大器所产生的功率，从而能将功率损耗最小化并提高大输出功率的功率放大器的效率的使用功率合成器的功率放大器。 背景技术[0003] 图1为显示一般功率放大器的结构的图。 [0004] 如图1所示，该功率放大器包括放大器单元，所述放大器单元包括功率晶体管101和匹配电路102，所述匹配电路102用于将与输出端口103连接的负载电阻的阻值转变为允许功率放大器101产生大功率的负载电阻的阻值。 [0005] 通常，在无线通信系统中，连接到所述输出端口103的负载电阻的阻值为50Ω，但是，Rload_optimum的阻值不是50Ω。因此需要匹配电路102。 [0006] 为了得到比图1所示功率放大器的输出功率更大的输出功率，这就需要比所述功率晶体管101更大的放大器单元。 [0007] 图2为显示使用若干个放大器产生大输出功率的一般放大器的结构图。 [0008] 在图2中，放大器单元201包括若干个功率晶体管101，使得产生的输出功率比所述功率晶体管101产生的功率大。 [0009] 如图2所示，在所述一般功率放大器中，所述放大器单元201产生的输出功率被功率合成器和匹配电路202合成。此时，所述功率应当被所述匹配电路202合成使得功率损耗被最小化。 [0010] 通常，所述匹配电路202包括如电感器或电容器等无源元件的组合。 [0012] 在目前技术水平下，如果产生几瓦特输出功率的功率放大器形成在硅衬底上，那么在所述功率合成器和匹配电路中产生的功率损耗达到在所述功率晶体管中产生的功率的50％。 [0013] 因此，在目前技术水平下，通过在硅衬底上集成所有的无源元件得到的功率放大器是不具备商业化的。 发明内容[0015] 因此，考虑到上述问题做出本发明，本发明的目的是提供一种使用功率合成器的功率放大器，该功率放大器通过使用传输线变压器合成由用在无线通信系统中的多个功率放大器所产生的功率，能将功率损耗最小化并提高大输出功率的功率放大器的效率。 [0016] 根据本发明，通过提供所述使用功率合成器的功率放大器能实现上述目的及其它的目的，其中，第一和第二放大器单元放大并输出具有相反相位的射频信号，并且第一和第二放大器单元被分别连接到第一传输线变压器的第一传输线和第二传输线的一端，第三和第四放大器单元放大并输出具有相反相位的射频信号，并且第三和第四放大器单元被分别连接到第二传输线变压器的第三传输线和第四传输线的一端，所述第一传输线变压器的第二传输线的另一端和所述第二传输线变压器的第三传输线的另一端被相互连接以被连接到地，所述第一传输线变压器的第一传输线的另一端被连接到所述第三传输线变压器的第五传输线的一端，所述第二传输线变压器的第四传输线的另一端被连接到所述第三传输线变压器的第六传输线的一端，所述第三传输线变压器的第五传输线通过输出电阻被连接到地，并且所述第三传输线变压器的第六传输线被连接到地。 [0017] 优选地，所述功率放大器可以以多个的方式被组合，这些功率放大器的第三传输线变压器可以被共同连接到所述输出电阻和地。 [0018] 优选地，所述功率放大器可以以多个的方式被组合，第四传输线变压器可以被插入到所述输出电阻和地之间，这些功率放大器的第三传输线变压器的不同输出可以被相互连接，并且这些第三传输线变压器的其它不同输出可以被分别连接到所述第四传输线变压器的第七传输线和第八传输线。 [0019] 优选地，根据本发明的所述功率放大器的传输线变压器可以被替换成螺旋变压器。 [0020] 根据本发明的另一方面，提供一种使用功率合成器的功率放大器，其中，第一和第二放大器单元放大并输出具有相反相位的射频信号，所述第一放大器单元被连接到第一传输线变压器的第一传输线和第二传输线变压器的第三传输线的一端，所述第二放大器单元被连接到所述第一传输线变压器的第二传输线和第二传输线变压器的第四传输线的一端；所述第一传输线变压器的第二传输线的另一端和所述第二传输线变压器的第三传输线的另一端被相互连接以被连接到地，所述第一传输线变压器的第一传输线的另一端被连接到第三传输线变压器的第五传输线的一端，所述第二传输线变压器的第四传输线的另一端被连接到所述第三传输线变压器的第六传输线的一端，所述第三传输线变压器的第五传输线通过输出电阻被连接到地，并且所述第三传输线变压器的第六传输线被连接到地。 [0021] 优选地，所述功率放大器可以以多个的方式被组合，这些功率放大器的第三传输线变压器可以被共同连接到所述输出电阻和地。 [0022] 优选地，所述功率放大器可以以多个的方式被组合，第四传输线变压器可以被插入到所述输出电阻和地之间，这些功率放大器的第三传输线变压器的不同输出可以被相互连接，并且这些第三传输线变压器的其它不同输出可以被分别连接到所述第四传输线变压器的第七传输线和第八传输线。 [0023] 优选地，根据本发明的所述功率放大器的传输线变压器可以替换被成螺旋变压器。 [0025] 从下面结合附图的详细描述中可以更清楚地理解本发明的上述及其它目的、特征和其它优点，其中： [0026] 图1为显示一般功率放大器的结构图； [0027] 图2为显示使用若干个放大器单元产生大输出功率的一般放大器的结构图； [0028] 图3为显示根据本发明的作为功率合成器基本部件的传输线以及流过传输线的信号波形的图； [0029] 图4为显示根据本发明用在功率合成器中的一般传输线变压器的电路图； [0030] 图5为显示根据本发明的使用传输线变压器的功率合成器的基本结构的电路图； [0031] 图6为显示根据本发明第一实施方式使用功率合成器的功率放大器的电路图； [0032] 图7为显示根据本发明第二实施方式使用功率合成器的功率放大器的电路图； [0033] 图8为显示根据本发明第三实施方式使用功率合成器的功率放大器的电路图； [0034] 图9为显示根据本发明第四实施方式使用功率合成器的功率放大器的电路图； [0035] 图10为显示根据本发明第五实施方式使用功率合成器的功率放大器的电路图； [0036] 图11为显示包括图10所示的功率放大器的集成电路的实际布局图； [0037] 图12为显示图11所示的功率放大器的计算机仿真结果曲线图； [0038] 图13为显示图6所示的功率放大器电路图，其中构成功率合成器的传输线变压器被替换成螺旋变压器。 具体实施方式[0039] 现在，参照其中显示本发明示例实施方式的附图将对本发明作更充分的描述。但是，本发明可以由多种不同的方式实施，不应当理解为只局限于这里列举的实施方式；更确切地，提供这些实施方式是为了公开充分彻底，向本领域技术人员充分地表达本发明的构思。 [0040] 图3为显示根据本发明作为功率合成器基本部件的传输线以及流过传输线中的信号波形的图。 [0041] 参考数字302指的是通过线301传输的AC信号的波形。 [0042] 如图3所示，A点的电压为0V，B点的电压为1V，D点的电压为-1V。通常，因为几MHz的AC信号的波长较长，因此，要得到如图3所示的特性需要很长的传输线。相反，几GHz的AC信号的波长较短，因此，只要几毫米或几百微米长的传输线就能获得如图3所示的特性。 [0043] 具有如图3所示特性的传输线301的功率损耗低于无源元件例如螺旋型电感器的功率损耗。 [0044] 相应地，由于根据本发明所述的功率合成器包括所述传输线作为基本部件，因此，所述功率合成器的功率损耗明显低于一般匹配电路的功率损耗。 [0045] 图4为显示根据本发明用在功率合成器中的一般传输线变压器的电路图。 [0046] 这里，符号“+”和“-”表示AC信号的相位彼此相反。 [0048] 此时，所述传输线表示是用于传输射频信号的线。下面对使用所述传输线401和402的变压器300的工作原理进行描述。 [0049] 如果电流I1流过所述传输线401，在所述传输线401的附近电流I1产生磁场。此时，在所述传输线402中产生电流I2以抑制由所述电流I1所产生的磁场的变化。假设A1点的电压为VA1，A2点的电压为VA2，B1点的电压为VB1，B2点的电压为VB2，所述电压满足等式1 [0050] 等式1 [0051] VA1-VB1＝VA2-VB2 [0052] 根据传输线变压器300的基本原理，对图4B的电路图作如下分析。 [0053] 由于VA1和VB1可以为AC电压源403的电压+V和-V，因此根据所述传输线变压器300的基本原理，流过所述传输线401和402的电流具有如下特性：电流的水平相同但其方向彼此相反。因为VA1＝+V，VB1＝-V，VB2＝0，由等式1可看出，电压VB2为2V。 [0054] 此时，在计算由所述AC电压源403产生的功率中，所述功率由电压乘以电流而得到。在AC信号的情况下，通过将电流和电压的乘积乘以0.5得到功率。因此，A1点的功率为0.5×I×V，B1点的功率为0.5×I×V。这样，可以得出，所述AC电压源403产生的功率为0.5×I×V+0.5×I×V＝I×V。因为A2点的电流为I、电压为2V，可以得出传递到电阻Rout的功率为0.5×2I×V＝I×V，而由所述AC电压源403产生的所有的功率被传递到电阻Rload。此时，由欧姆定律可得，Rout＝2V/I，Rload_a＝V/I，Rload_b＝V/I。 [0055] 相应地，可以得出关系2Rload_a＝2Rload_b＝Rout，因此，可以得出通过所述传输线401和402可以改变阻抗。这样，A1点和B1点的电压在电压+V和-V之间摆动，可以得出A2点的电压在电压+2V和-2V之间摆动，并且因此一般变压器的特性之一的电压可以被改变。 [0056] 使用传输线的变压器被称为传输线变压器。在本发明中，所述传输线变压器被形成作为基本部件。 [0057] 图5为显示根据本发明的使用传输线变压器的功率合成器的基本结构的电路图。 [0058] 如图5所示，如果具有相反相位的信号RFin被分别施加到包括功率晶体管的放大器单元501和502，所述功率晶体管501和502分别产生具有相反相位的输出信号-V和+V。如图4B所示的所述AC电压源403被所述功率晶体管501和502替换，因此，图4B和5显示相同的电路。 [0059] 此时，如果电阻Rout的阻值为50Ω，那么电阻Rload_a和Rload_b的阻值都为25Ω。因此，阻抗改变比R为2。因为，电阻Rload_a和Rload_b的阻值总是彼此相等的，因此只需描述一个电阻Rload的阻值。因为所述放大器的负载电阻的阻值由50Ω被改变到所述电阻Rload的阻值，因此，所述使用传输线503和504的传输线变压器所起的作用是作为匹配电路。 [0060] 因此，所述功率合成器500的输出特性由等式2表出。 [0061] 等式2 [0062] [0063] Pout：输出功率 [0064] N：放大器单元的数量 [0065] VDD：所述放大器单元的电源电压 [0066] Rload：所述放大器单元的负载电阻 [0067] R：阻抗改变比 [0068] 为了更容易地比较所述功率合成器500的输出功率，从等式2理论上可以得出，随着N×R乘积的增加，所述输出功率也增加。因此，当N＝2，R＝2时，N×R等于4。 [0069] 图6为显示根据本发明第一实施方式使用功率合成器的功率放大器的电路图。 [0070] 如图6所示，用于合成所述功率合成器500的输出功率的功率放大器600包括两个如图5所示的功率合成器500。 [0071] 也就是说，所述功率合成器500被共同连接到地505。此时，根据差分放大器原理，地505为AC虚地。因此，虽然与AC地电压具有相同效果的电源电压被施加到地505，但是不影响电路的AC运行。因此，地505可以被用作所述功率放大器的电源电压的输入单元。 [0072] 如果所述功率合成器500的放大器单元603、604、605和606的信号RFin的相位分别为“-”、“+”、“-”和“+”，那么，输出单元601和602的电压分别为+2V和-2V。所述输出单元601和602的电压和电流被输入到所述传输线变压器607，并且输出端口608输出+4V的电压。 [0073] 此时，如果流在所述放大器单元603、604、605和606中的电流水平为1I，那么，流在所述输出单元601和602中的电流水平为1I，流在所述传输线变压器607的电流水平也为1I。因此，由欧姆定律得到等式3。 [0074] 等式3 [0075] 4V/I＝Rout，2V/I＝Ra，V/I＝Rload [0076] 相应地可得到关系Rout∶Ra∶Rload＝4∶2∶1。 [0077] 通常，连接在射频电路输入和输出之间的负载电阻的阻值为50Ω。因此，如果所述电阻Rout的阻值为50Ω，那么所述电阻Ra和Rload的阻值分别为25Ω和12.5Ω。此外，因为N＝4、R＝4，所以N×R为16。 [0078] 图7为显示根据本发明第二实施方式使用功率合成器的功率放大器的电路图。 [0079] 如图7所示，根据第二实施方式的所述功率放大器包括两个图6所示的功率放大器600。 [0080] 因此，所述两个功率放大器600的接地部分被相互连接以共同连接到地，其输出端口互相连接以连接到电阻Rout。 [0081] 此时，地505为AC虚地，并且可以被用作所述放大器的电源电压的输入单元。 [0082] 如果所述功率放大器的放大器单元701和702的信号RFin的相位分别为“-”和“+”，那么所述放大器单元701和702的输出电压分别为+V和-V，流入所述电阻Rout的电流为2I，跨越所述电阻Rout的电压为4V。在这种情况下，电阻Rload和Rout的阻值可由等式4计算出。 [0083] 等式4 [0084] 4V/2I＝Rout，V/I＝Rload [0085] 相应地，可得到关系Rout∶Rload＝2∶1。 [0086] 在这种情况下，因为N＝8、R＝2，所以，N×R为16，可以得到如图6中相同的输出功率。 [0087] 图8为显示根据本发明第三实施方式使用功率合成器的功率放大器的电路图。 [0088] 如图8所示，为了得到更大的输出功率，根据第三实施方式的所述功率放大器除了包括两个图6所示的功率放大器600之外，还包括用于合成所述功率放大器600的输出功率的传输线变压器300。 [0089] 也就是说，两个功率放大器600的每个的一侧的输出端口以及接地部分被相互连接，其另一侧的输出端口和接地部分被分别接所述传输线变压器300的接地部分和电阻Rout。 [0090] 此时，如果放大器单元801和802的信号RFin的相位分别为“-”和“+”，那么，所述放大器单元801和802的输出电压分别为+V和-V，所述功率放大器600的输出端口803和804的电压分别为+4V和-4V，电流为I。根据在图3中所描述的原理，跨越所述电阻Rout的电压为+8V，流在电阻Rout中的电流为I。 [0091] 如果使用上述方法，那么N为8，R为8，这样N×R为64。 [0092] AC虚地505被形成并可以被用作所述放大器的电源电压的输入单元。 [0093] 因此，因为所述输出功率是由根据本发明的使用所述传输线变压器的功率合成器合成的，所以可以得到更大的输出功率。 [0094] 图9为显示根据本发明第四实施方式使用功率合成器的功率放大器的电路图。 [0095] 图9所示的功率放大器是构成图6所示功率放大器的功率合成器的改进实施例。包括功率晶体管的所述放大器单元901和902中一个的输出端口被连接到两个传输线变压器中每个的一条传输线，并且所述放大器单元901和902中另一个的输出端口被连接到两个传输线变压器中每个的另一条传输线，使得所述放大器单元901和902的输出信号被分配到所述两个传输线变压器。所述两个传输线变压器中的一个的第二输出端口和所述两个传输线变压器中的另一个的第一输出端口被相互连接，并且所述两个传输线变压器中的一个的第一输出端口601和所述两个传输线变压器中的另一个的第二输出端口602被分别连接到另一个传输线变压器的传输线，以致分别接地和负载。 [0096] 此时，如果所述放大器单元901和902的输入信号RFin的相位彼此相反，那么所述放大器单元901和902的输出信号的相位彼此相反。如果所述放大器单元901和902的输出电压分别为+V和-V，并且流在其中的电流的水平为2I，那么，流入所述传输线的电流的水平为I，流入所述电阻Rout的电流水平为I，跨越所述电阻Rout的电压为+4V。 [0097] 在这种情况下，等式5被用于得到阻抗改变比R。 [0098] 等式5 [0099] 4V/I＝Rout，V/2I＝Rload。 [0100] 相应地得到关系Rout∶Rload＝8∶1。 [0101] 在等式5中，如果阻抗改变比R为8Ω，所述电阻Rout的阻值为50Ω，那么，所述电阻Rload的阻值为6.25。放大器单元的数量N为2。因此，N×R为16。 [0102] 图10为显示根据本发明第五实施方式使用功率合成器的功率放大器的电路图。 [0103] 图10所示的功率放大器的结构是通过用图9所示的功率放大器替换图7所示的功率放大器而得到的。 [0104] 此时，考虑到所述传输线和电阻Rout上流入的电流和跨越的电压，等式6被用于得到N和R。 [0105] 等式6 [0106] 4V/2I＝Rout，V/2I＝Rload [0107] 相应地得到关系Rout∶Rload＝4∶1。 [0108] 在等式6中，R为4，放大器单元的数量N为4。因此，N×R为16。 [0109] 在图9和10所示的功率合成器中，AC虚地505被形成并可以被用作所述放大器的电源电压的输入单元。 [0110] 图8所示的功率放大器可以被图9所示的功率放大器替换。 [0111] 图11为显示包括图10所示的功率放大器的使用RFCMOS 0.18μm工艺的集成电路的实际布局图。 [0113] 图12为显示图11所示的功率放大器的计算机仿真结果曲线图。 [0114] 在计算机仿真结果中，在电路的工作频率为1.8GHz、输入功率固定为一定值、电路的电源电压的水平在0.5V至3.3V之间变化的条件下，对效率和输出功率进行检测。如图12所示，最大输出功率大约为34.5dBm，此时的效率为48％。得出的结论是，具有瓦特级输出功率的放大器在1.8GHz的工作频率处的效率是非常高的。 [0115] 根据本发明所述的放大器可以有效地合成所述放大器单元产生的输出功率。 [0116] 图13为显示图6所示的功率放大器电路图，其中构成功率合成器的传输线变压器被螺旋变压器替换。 [0117] 因为所述传输线变压器和一般螺旋变压器的基本工作原理相同，所以可以用所述螺旋变压器替换根据本发明使用传输线变压器的功率合成器中的传输线变压器。 [0118] 也就是说，如果图13B所示的螺旋变压器1301和1302的圈数比为1∶1，那么，所述螺旋变压器具有与所述使用传输线变压器的功率合成器相同的特性，N和R值的计算照上述执行。但是，如果所述螺旋变压器的圈数比为1∶N或N∶1而不是1∶1，根据等式7表达的所述螺旋变压器的圈数比，通过计算初级部分和次级部分的电流比和电压比可以分析每个螺旋变压器初级部分或次级部分的电流和电压水平。这样，根据Rout的值可以计算电阻Rload的阻值。 [0119] 因此，甚至当使用所述螺旋变压器时，使用上述的方法可以很容易地得到N和R的值。 [0120] 等式7 [0121] [0122] N：所述螺旋变压器的圈数比 [0123] V1：所述变压器的初级部分的两个端口之间的电压差 [0124] I1：流在所述变压器的初级部分中的电流水平 [0125] V2：所述变压器的次级部分的两个端口之间的电压差 [0126] I2：流在所述变压器的次级部分中的电流水平 [0127] 根据本发明，通过使用传输线变压器合成用在无线通信系统中的多个功率放大器所产生的功率从而能将功率损耗降到最低并提高大输出功率的功率放大器的效率。 |
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