[0001] 本发明涉及一种放大有限低频信号的斩波放大器。

[0002] 在现有技术中，例如公开号2006-279377的日本专利申请公开了一种放大有限低频检测信号的斩波放大器。

[0003] 该斩波放大器包含斩波调制器、差分放大器和斩波解调器，其中斩波调制器用于通过特定控制信号调制有限低频输入信号并且输出调制信号，差分放大器用于差分放大该调制信号，斩波解调器用于依照该控制信号解调经差分放大的调制信号用于输出。

[0004] 图5示出了典型的斩波放大器的实例，并且图6A至6F示出了图5中的斩波放大器的多个节点处的电压波形和频谱。图6A示出了栅极控制信号 图5中的斩波调制器1和斩波解调器2每一个均包含NMOS晶体管。当高电平栅极控制信号 被施加至NMOS晶体管的栅极时，NMOS晶体管导通，而当低电平信号 被施加至NMOS晶体管的栅极时，NMOS晶体管不导通。

[0005] 图6B示出了来自信号源的电压(信号)S1和来自偏置源(bias source)的电压B1。该偏置源恒定地输出DC电压，用来为放大器提供偏压。图6C示出了信号S1的频谱，并且图6D示出了调制器的输出，即，由斩波调制器1通过调制图6B中的电压波形所获得的信号。图6E示出了具有频率分量fs的信号S1被转换为具有频率分量fchop±fs，3fchop±fs，......的信号。

[0006] 在图6F中，信号通过放大器采用增益A被放大。图6G示出了放大器的输出电压的频谱，并且从其中可以看出放大器的1/f噪声和信号被分频(fequency-separated)。在图6H中放大器的输出电压被斩波解调器2解调。在图6I中，信号分量的频率被恢复为转换之前的频率，并且放大器的1/f噪声被斩波解调器2转换至接近fchop的频带内。

[0007] 在图6J、6K中，仅有1/f噪声被低通滤波器(LPF)截止，并且信号S1从信号源输出而没有改变。即，斩波放大器操作使低颇范围内信号移至高频范围，分离了信号分量和1/f噪声的频带，并且放大了信号。

[0008] 然而，采用该斩波放大器存在一个问题，当斩波调制器1的Nch晶体管开关从不导通的状态转变至导通状态时，由于发生时钟馈通(clock feedthrough)，所以剩余偏置(residual offset)被施加至LPF的输出OUT的电压。

[0009] 这主要由信号源和偏置源的输出电阻之间的失配(mismatch)、晶体管开关的栅极-源极电容之间的失配、或放大器的两个输入端子的输入电容之间的失配所引起。在下文中，会描述一个实例。

[0010] 图7是实例形式的斩波放大器的电路图，示出了信号源S1的输出电阻R1、偏置源B1的输出电阻R2、调制器的四个Nch晶体管的栅极-源极电容Cgs、和放大器的+和-输入端子的输入电容C。为简单起见，假定晶体管开关的栅极-源极电容Cgs是相同的，并且+输入端子的输入电容C也是相同的，并且仅在输出电阻R1与R2之间发生失配，并且R1＜R2。当调制器内部的开关从不导通状态切换至导通状态时，开关的Nch晶体管的栅极电位从GND转变至VDD，将电荷注入至电源(时钟馈通)。因为这个原因，信号源S1和偏置源B1的输出电压升高Ving一会儿，其中Ving＝Vdd(Cgs/(Cgs+C))。通过时钟馈通被注入至电容C中的电荷朝信号源和偏置源放电。在图8B中，示出了当放电时信号源和偏置源的瞬态响应(transient response)。由于偏置源B1的输出电阻R2大于信号源S1的输出电阻R1，因此对于输出电阻R2来说会比输出电阻R1花费更长的时间平复(settle)。这在调制器开关切换之后，在放大器的输出波形中立即引起一个尖峰(图8D)。如图8E所示，该尖峰波形穿过解调器而没有改变，并且被施加至LPF。LPF输出的电压是特定时刻波形的平均值，因此对应尖峰波形的电压变成了被添加至LPF输出电压的偏置。在图8F中，被施加至放大器输入的尖峰波形以LPF输出电压中的特定剩余偏置的形式出现。

[0011] 本发明的目的在于提供一种可消除剩余偏置的斩波放大器。

[0012] 根据一个实施例，斩波放大器包含通过特定控制信号调制特定检测信号和偏压并且输出斩波调制信号的斩波调制器、差分放大来自斩波调制器的斩波调制信号并且输出差分调制信号的第一差分放大器、通过控制信号解调来自第一差分放大器的差分调制信号并且输出解调信号的斩波解调器、从解调信号中提取检测信号分量的第二差分放大器、和连接在第二差分放大器输入端子处并且具有相对于解调信号彼此不同的截止频率的多个滤波器。附图说明

[0013] 参考附图，本发明的特征、实施例和有益效果将从以下的详细描述中变得显而易见：

[0014] 图1是根据第一实施例的斩波放大器的电路图；

[0015] 图2示出了检测信号和偏压；

[0016] 图3A至3G示出了图1中的斩波放大器的节点处的电压波形和频谱；

[0017] 图4示出了根据第二实施例的高通滤波器的结构；

[0018] 图5是现有技术斩波放大器的结构框图；

[0019] 图6A至6K示出了图5中的斩波放大器的节点处的电压波形和频谱；

[0020] 图7是现有技术斩波放大器的电路图；以及

[0021] 图8A至8F示出了现有技术斩波放大器的节点处的电压波形。

[0022] 在下文中，将参考附图详细描述根据本发明的斩波放大器的实施例。可能的情况下，在贯穿附图中将使用相同的参考标记表示相同或类似的部件。

[0023] 第一实施例

[0024] 图1示出了斩波放大器10的结构。斩波放大器10包含斩波调制器20和差分放大器30，其中斩波调制器20用于调制来自信号源11的检测信号和来自偏置源12的作为特定DC电压的偏压，差分放大器30用于差分放大从斩波调制器20输出的电压或斩波调制信号。

[0025] 斩波放大器10进一步包含斩波解调器40、第一高通滤波器50和第二高通滤波器51、第三差分放大器60以及第二差分放大器70，其中斩波解调器40用于解调来自第一差分放大器30的差分输出电压并且输出解调信号，第一高通滤波器50和第二高通滤波器51用于截止来自斩波解调器40的解调信号的低频分量并且输出调制信号，第三差分放大器60用于差分放大来自高通滤波器50、51的调制信号，第二差分放大器70用于差分放大来自第三差分放大器60的差分调制信号。

[0026] 信号源11例如是输出检测信号的温度传感器或图像传感器，该检测信号是有限低频信号。

[0027] 图1中的斩波调制器20包含四个NMOS晶体管Q1至Q4、输入端子20a、20b以及输出端子20c、20d，其中输入端子20a、20b分别用于来自信号源11的检测信号和来自偏置源12的偏压。图6A中的栅极控制信号 被施加至NMOS晶体管Q1、Q4的栅极，同时栅极控制信号 被施加至NMOS晶体管Q2、Q3的栅极。

[0028] NMOS晶体管Q1、Q4在其源极处连接至输入端子20a、20b，并且在其漏极处连接至输出端子20c、20d。NMOS晶体管Q2在其源极处连接至输入端子20a，并且在其漏极处连接至输出端子20d。NMOS晶体管Q3在其源极处连接至输入端子20b，并且在其漏极处连接至输出端子20c。

[0029] 如图6A所示，栅极控制信号 是具有相同频率的脉冲电压，并且交替变成高电平。当栅极控制信号 处于高电平时，斩波调制器20从输出端子20c输出信号源11的检测信号并且从输出端子20d输出偏置源12的偏压。当栅极控制信号 处于高电平时，斩波调制器20从输出端子20c输出偏压并且从输出端子20d输出检测信号。因此斩波调制器20从输出端子20c、20d输出第一斩波调制信号和第二斩波调制信号。

[0030] 第一差分放大器30是全差分放大器并且包含两个输入端子30a、30b和两个输出端子30c、30d。第一差分放大器30从输出端子30c输出第一缩减的调制电压，该第一缩减的调制电压通过从输入端子30b的电压减去输入端子30a的电压获得。同样，第一差分放大器30从输出端子30d输出第二缩减的调制电压，该第二缩减的调制电压通过从输入端子30a的电压减去输入端子30b的电压获得。

[0031] 斩波解调器40包含四个NMOS晶体管Q5至Q8、输入端子40a、40b以及输出端子40c、40d，其中输入端子40a、40b连接至第一差分放大器30的输出端子30c，30d。图1A中的栅极控制信号 被施加至NMOS晶体管Q5、Q8的栅极，同时栅极控制信号 被施加至NMOS晶体管Q6、Q7的栅极。

[0032] NMOS晶体管Q5、Q8在其源极处连接至输入端子40a、40b，并且在其漏极处连接至输出端子40c、40d。NMOS晶体管Q6在其源极处连接至输入端子40a，并且在其漏极处连接至输出端子40d。NMOS晶体管Q7在其源极处连接至输入端子40b，并且在其漏极处连接至输出端子40c。

[0033] 当栅极控制信号 处于高电平时，斩波解调器40从输出端子40c、40d输出第一差分放大器30的输出端子30c、30d的输出电压。当栅极控制信号 处于高电平时，斩波解调器40从输出端子40c输出第一差分放大器30的输出端子30d的输出电压或第一解调信号，并且从输出端子40d输出输出端子30c的输出电压或第二解调信号。

[0034] 第一高通滤波器50的截止频率Fc1(第一频率)被设置为低于信号源11的检测信号的频率Fin。第一高通滤波器50被配置用来截止低于或等于截止频率的频率，并且允许高于截止频率的频率通过。第一高通滤波器50连接至斩波解调器40的输出端子40d。

[0035] 第二高通滤波器51的截止频率Fc2(第二频率)被设置为高于信号源11的检测信号的频率Fin。第二高通滤波器51被配置用来截止低于或等于截止频率的频率，并且允许高于截止频率的频率通过。设置截止频率Fc2使得Fc2＜＜Fchop，其中Fchop是栅极控制信号的频率。第二高通滤波器51连接至斩波解调器40的输出端子40d。

[0036] 第三差分放大器60是全差分放大器，并且包含两个输入端子60a、60b和两个输出端子60c、60d。输入端子60a连接至第二高通滤波器51，而输入端子60b连接至第一高通滤波器50。第三差分放大器60从输出端子60c输出电压或第一解调信号，该电压或第一解调信号通过从输入端子60b的电压减去输入端子60a的电压获得。同样，第三差分放大器60从输出端子60d输出电压或第二解调信号，该电压或第二解调信号通过从输入端子60a的电压减去输入端子60b的电压获得。

[0037] 第二差分放大器70的输入端子70a、70b经电阻R1、R2连接至第三差分放大器60的输出端子60c、60d。

[0038] 第二差分放大器70的输出端子的输出电压Vg通过以下的方程式来表示：

[0039] Vg＝(R1/R2)×(Vka-Vkb)+V1，

[0040] 其中Vka是输入至输入端子70a的电压，并且Vkb是输入至输入端子70b的电压。由于(R1/R2)＝1，因此与V1相加的(Vka-Vkb)的电压被输出。

[0041] 接下来，描述斩波放大器10的运行。假定如图2所示，检测电压或检测信号G1从信号源11输出，并且偏压Vb从偏置源12输出。在信号源11与偏置源12的输出电阻(未示出)之间发生失配，并且信号源11的输出电阻小于偏置源12的输出电阻。NMOS晶体管Q1至Q4的开关的栅极-源极寄生电容Cgs彼此完全匹配，并且第一差分放大器30的OPamp的+输入端子30a和-输入端子30b的寄生电容C也彼此完全匹配。

[0042] 斩波调制器20通过栅极控制信号 和频率Fchop调制检测信号G1和偏压Vb。NMOS晶体管Q1至Q4从不导通状态转变至导通状态用于调制，其引起时钟馈通。如图3A所示，由于时钟馈通所导致的尖峰波形Vsa、Vsb被附加在检测电压G1和偏压Vb上。图3A中的图表示出了检测电压G1的频率和尖峰噪声或尖峰波形的频谱。应当注意，图3A中的波形是从图2中虚线所环绕的部分被放大而得来。

[0043] 斩波调制器20通过栅极控制信号 导通和截止NMOS晶体管Q1至Q4用于调制，因此如图3B所示，从输出端子20c、20d输出调制电压Vha、Vhb或斩波调制信号。调制电压Vha、Vhb被分别输入至第一差分放大器30的输入端子30a、30b。

[0044] 第一差分放大器30从输出端子30c输出第一缩减的调制电压或第一差分调制信号Vda，并且从输出端子30d输出第二缩减的调制电压或第二差分调制信号Vdb。第一缩减的调制电压通过从调制电压Vhb减去调制电压Vha获得，并且第二缩减的调制电压通过从调制电压Vha减去调制电压Vhb获得。第一缩减的调制电压Vda和第二缩减的调制电压Vdb在图3C中示出。图3C对应于图6F，6G，并且Vda、Vdb包括1/f噪声和尖峰噪声。

[0045] 第一缩减的调制电压Vda被输入至斩波解调器40的输入端子40a，并且第二缩减的调制电压Vdb被输入至输入端子40b。

[0046] 斩波解调器40通过栅极控制信号 导通和截止NMOS晶体管Q5至Q8，用来解调第一缩减的调制电压Vda和第二缩减的调制电压Vdb，并且如图3D所示从输出端子40c、40d输出解调电压Vfa、Vfb。解调电压Vfb或第二解调信号相当于解调电压或第一解调信号Vfa的翻转。

[0047] 解调电压Vfa、Vfb包括频带Fin中的检测信号G1、通过解调1/f噪声所转换的频率Fchop周围频带中的噪声、以及DC分量、Fchop、3Fchop...的波长段中的尖峰波形。解调电压Vfb被输入至第一高通滤波器50和第二高通滤波器51。

[0048] 第一高通滤波器50截止频率Fc1或更小的频率，所述截止频率Fc1或更小的频率低于检测信号的频率Fin，并且输出解调电压或信号Vfc，所述解调电压或信号Vfc包含具有频率Fin的检测信号G1、频率Fchop周围频带内的噪声、和DC分量、Fchop、3Fchop...的波长段中的尖峰波形。与此同时，第二高通滤波器51截止频率Fc2或更小的频率，所述频率Fc2或更小的频率高于频率Fin，并且输出不包含检测信号分量G1的解调电压或信号Vfd。

[0049] 解调电压Vfd包括Fchop周围频率的噪声和DC分量、Fchop、3Fchop...的波长段中的尖峰波形。

[0050] 解调电压Vfc、Vfd被分别输入至输入端子60b、60a。

[0051] 如图3F所示，第三差分放大器60从输出端子60c输出第一差分电压Vka，并且从输出端子60d输出第二差分电压Vkb。第一差分电压Vka通过从解调电压Vfc中减去解调电压Vfd获得，并且第二差分电压Vkb通过从解调电压Vfd中减去解调电压Vfc获得。因此，它们仅包括检测信号分量G1，消除了Fchop周围的噪声和DC分量、Fchop、3Fchop...的波长段内的尖峰波形。

[0052] 第一差分电压Vka和第二差分电压Vkb从第三差分放大器60的输出端子60c、60d被输入至第二差分放大器70的输入端子70a、70b。

[0053] 第二差分放大器70输出信号电压Vg，该信号电压Vg通过从输入至输入端子70a的第一差分电压Vka中减去输入至输入端子70b的第二差分电压Vkb获得。

[0054] 因此，尖峰噪声和1/F噪声被消除，信号电压Vg免于剩余偏置。

[0055] 第二实施例

[0056] 参考图4来描述第一高通滤波器和第二高通滤波器的另一个实例。第一高通滤波器包含电容C1和MOS晶体管Tr1，第二高通滤波器包含电容C2和MOS晶体管Tr2。

[0057] 由于检测信号G1的低频带，所以第一高通滤波器的截止频率需要被设置为低值。例如，考虑具有1Hz的截止频率的第一序列高通滤波器的电容和电阻，当电容被设置为1pF时，高通滤波器需要160GΩ的电阻。通常，在半导体衬底上由多晶硅元件所构成的160GΩ的电阻需要巨大的面积。

[0058] 鉴于此，为实现具有较小的面积和低截止频率的高通滤波器，通过将MOS晶体管Tr1的栅极-源极电压Vgs设置为阈值电压或更小可形成非常大电阻的元件。这是因为电压Vgs越小，MOS晶体管Tr1能够等效施加的电阻越大。

[0059] 应当注意，在上面的实施例中，第三差分放大器60可以省略。

[0060] 尽管用示例性的实施例来对本发明进行了描述，但其并不限于此。应当理解，所属领域技术人员在不脱离由以下的权利要求所限定的本发明的范围的情况下可在描述的实施例中做出变形或改变。