Wideband low noise sensor amplifier circuit

本発明は、一般的に、センサ増幅回路に関する。

電子回路の評価、設計やテストにおいては、異なる多くのタイプのセンサが利用される。 特に、電/光センサ、磁／光センサ、そして、ループアンテナ電流センサは、全て、多くのタイプの電子機器の信号／電力の保全と同様、電磁性能の開発や研究のために有用な装置である。

これらのセンサは、テスト中の装置からの信号を検出するため光センサを利用している。 更に、かかるセンサは、高周波回路を高精度でテストするため、広帯域でかつ低雑音の増幅器を必要とする。

これらのセンサ不利益は、特に、光センサでは、センサが増幅器の入力に結合する浮遊容量を示すことである。 この浮遊容量は、増幅器出力の帯域を低下させるだけでなく、増幅器出力中の雑音をも増大する。 かかる帯域の低下や雑音の増大は、テストや評価における精確な読み取りの妨げとなる。
本発明は、既に知られた装置における上述の不利益を克服するセンサ回路を提供するものである。

要約すれば、本発明のセンサ回路は、出力を有するセンサを含んでいる。 このセンサは、また、センサの設計に起因する浮遊容量を示す。

センサからの出力は、センサ出力を増幅するための増幅器への入力として提供される。 センサの浮遊容量も、同様に、増幅器入力へ結合される。

センサ浮遊容量の悪影響を低減するために、負の容量回路が、センサ出力、即ち、増幅器への入力に対して並列に、電気的に接続される。 或る設計では、この負の容量回路は、コンデンサの一のリードに接続された出力を有する増幅器を含んでいる。 コンデンサの他のリードは、増幅器への入力と同様に、センサ出力に対して並列に接続されている。 従って、第二の増幅器のゲインを調整することにより、負の容量が、センサとセンサ増幅器との間に挿入され、センサの浮遊容量の悪影響を効果的に低減する。

実際には、負の容量は、浮遊容量の値より小さな値に、好ましくは、浮遊容量の値の半分に調整される。 このことにより、センサ回路の帯域を広げると共に、増幅器からの出力ノイズが低減されることとなる。

本発明は、添付の図面と関連して読まれる以下の詳細な説明を参照することにより、より良く理解されるであろうと共に、幾つかの図面を通し、同様の参照番号は同様の部品を示している。

本発明の第一の好適な実施例を示した回路図である。

本発明の好適な実施例の動作を示すグラフを含む図である。

本発明の第二の好適な実施例を示した回路図である。

まず、図１を参照しながら、本発明になるセンサ回路１０の第一の好適な実施例を示す。 従来では、センサ回路１０は、例えば、フォトダイオードセンサの様な、センサ１２を含んでいる。

センサ１２は、フォトダイオードセンサの場合、発生する電流量が光の強度の関数として変わる電流源１４を含んでいる。 また、このセンサ１２は、抵抗１６で示される出力抵抗を含んでいる。

センサ１２は、抵抗１６及び電流源１４に並列に結合されたコンデンサ１８として図示される浮遊容量を示す。 このコンデンサ１８は、更に、センサ回路１０からの出力２６の帯域やノイズレベルに悪影響を与える。

センサ出力２０は、高利得増幅器２２に対する入力として結合される。 フィードバック抵抗２４が、増幅器２２からの出力２６がセンサ回路１０からの出力を形成するように、トランスインピーダンス増幅器２９を制御する。

センサ浮遊容量１８の悪影響を低減するため、負の容量回路２８が、電気的に、センサ出力２０に並列に接続される。 更に、この負の容量回路２８の大きさは、浮遊容量１８よりも小さく、そして、以下にその詳細を記載するように、好ましくは、浮遊容量１８の大きさのほぼ半分である。

更に、図１を参照しながら、負の容量回路２８は、センサ１２からの出力２０へ接続された入力３２を有する可変利得増幅器３０により形成されている。 増幅器３０からの出力３４は、コンデンサ３６の一のリードへ連結されており、コンデンサ３６の他のリードはセンサ出力２０へ接続されている。

負の容量回路２８の瞬時の負の容量は、増幅器３０への入力３２の瞬時の電圧の関数として変化する。 この負の容量Ｃ _negativeの大きさは、以下の式によって与えられる。

ここで、Ｃ _ｃ ：コンデンサ３６の容量；そして、
Ａ _ｖ２ ：増幅器３０の電圧利得である。

ここで、図２を参照しながら、負の容量回路２８の挿入による全体的な効果が、出力ノイズの大きさを縦軸に示し、片や、負の容量回路２８からの負の容量の大きさを横軸に示すグラフとして図示されている。 このグラフでは、更に、両増幅器２２と３０の本来的なノイズは実質的に同じであると仮定している。

センサ回路からの全体的な出力ノイズの値は、以下のように決定される：

ここで、Ｖ _noise :全出力ノイズ Ｖ _{no_a1} :増幅器２２の出力ノイズ Ｖ _{no_a2} :増幅器３０の出力ノイズ Ｃ _p :センサ１２の浮遊容量１８である。

これは、図２からも分かるように、もしも負の容量が、符号４０で示すように、零（０）に設定されると、負の容量回路２８は何ら影響を及ぼすことなく、センサ回路１０からの全体的なノイズが、符号４２で示すように、増幅器２２の全体的なノイズレベルと等しくなっている。

同様に、負の容量回路２８からの負の容量の大きさが、符号４４で示すように、値Ｃ _pまで上昇するに従い、増幅器２２からの全体的なノイズレベルは、線分４６で示すように減少し、他方、増幅器３２に起因する全体的なノイズは、線分４８で示すように上昇する。 両増幅器２２及び３０の内部ノイズは同じであると仮定していることから、Ｃ _negativeがコンデンサＣ _ｃ １８の浮遊容量の大きさと等しい場合の全体的なノイズレベルは、符号４２で示すようになる。

しかしながら、線分５０で示すように、負の容量が浮遊容量１８の半分に等しくなるように負の容量回路２８の値を設定することによれば、グラフの線分４３により図示されるセンサ回路１０からの全体的なノイズは、以下のように決定される。

即ち、もしも負の容量の大きさがセンサ１２の浮遊容量１８の半分に設定されれば、負の容量回路は、効果的に、センサ回路１０からの全体的なノイズを（１／√２）に低減し、他方、センサ回路１０の帯域を倍にする。

さて、図３を参照し、センサ回路の変形例１０'が図示されている。 この変形例では、センサ１２及びトランスインピーダンス増幅器２９は、前述したものと同様である。 それ故、その記載は参照によって組み込まれる。

しかしながら、図１に図示した本発明の実施例とは異なり、異なる負の容量回路６０が図示されている。 代わりに、この負の容量回路６０は、実質的に同一な一対のバイポーラトランジスタ６２、６４を含んでいる。 如何なるタイプのトランジスタでも利用することが出来るが、トランジスタ６４は、センサ１２からの出力ライン２０に取り付けられたコレクタを備えており、トランジスタ６２のコレクタはグランドへ接続される。 コンデンサ６６は、トランジスタ６２と６４のエミッタの間に接続され、両エミッタは、また、電流源６３と６５へ接続されている。 電流源６８は、トランジスタ６４に対してバイアス電流を供給する。

可変差動増幅器７０は、センサ出力２０へ電気的に接続された非反転入力７２を有している。 増幅器７０からの非反転出力７４は、トランジスタ６４のベースへ接続され、他方、同様にして、増幅器７０からの反転出力７６は、トランジスタ６２のベースへ連結されている。

従って、トランジスタ６２と６４は、トランジスタ６２と６４の一方だけが所定の時間でオン又は導通する、所謂、プッシュプル対を構成している。 更に、図３に示した変形例では、負の容量回路６０が殆ど異なったモードとなっていることから、 コモンモードノイズが低減されるという利点がある。

負の容量回路６０の負の容量の値は、以下の式により決定される。

ここで、Ｃ _negative ＝負の容量の大きさ；
Ｃ _ｃ ：コンデンサ６６の容量；そして、
Ａ _ｖ３ ：作動増幅器７０の利得である。

以上のことから、本発明によれば、低減された出力ノイズと共に増大された帯域の両方を享受する、簡易で安価なセンサが提供される。 なお、本発明について述べたが、本発明が関する技術における当業者にとって、特許請求の範囲に規定された発明の精神を逸脱することなく、多くの変形例が明らかであろう。

１０、１０'…センサ回路、１２…センサ、１４…電流源、１６…抵抗、１８、３６…コンデンサ、２０…センサ出力、２２…高利得増幅器、２４…フィードバック抵抗、２６…出力、２８…負の容量回路、３０…可変利得増幅器、３２…入力、３４…出力、６０…負の容量回路、６２、６４…バイポーラトランジスタ、６３、６５…電流源、７０…可変差動増幅器、７２…非反転入力、７４…反転出力