Low-distortion variable frequency amplifier

本発明は、複数の無線通信仕様のそれぞれの動作周波数に合わせて動作しかつＲＦ信号の歪みを低減できる可変周波数増幅器に関するものである。

携帯電話や、無線ＬＡＮ、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ等に代表される無線通信システムに用いられる無線機器は、受信したＲＦ信号を増幅する増幅器を備えている。 この増幅器は、ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）等の増幅素子と該増幅素子の入力側または出力側の少なくとも一方側に設けられた整合回路とで構成されている。 この整合回路は、信号線に対して直列に接続された容量素子と、信号線に対して並列に接続されかつグランドに接続された容量素子とを備えており、入力側整合回路は入力インピーダンスの整合を行い、出力側整合回路は出力インピーダンスの整合を行う。

近年、無線通信システムにおいては、通信エリアの問題や、それぞれの仕様の長所を生かしかつ短所を補うために、複数の無線通信仕様の切り替えが可能な、いわゆるマルチバンドまたはマルチモードの無線通信機器が提案されてきている。 このような複数の無線通信仕様に適応した無線通信機器は、それぞれの無線通信仕様に用いられる動作周波数に合わせるため、それぞれの周波数に対応した増幅器を備えている。

しかしながら、近年は無線通信機器の小型軽量化の要求が高まっているため、例えば特開２００５−０７９９６７号公報に開示されているように、整合回路の容量素子を、可変キャパシタや可変容量ダイオード等の、バイアス電圧を印加することにより静電容量が変化する可変容量素子にして、複数の周波数に合わせて整合回路の特性を調整可能にした増幅器が提案されてきている。 これによってデュアルバンドまたはマルチモードの無線通信機器の増幅器を一個にすることができ、小型軽量化を可能にすることができる。

特開２００５−０７９９６７号公報

現在の無線通信では、一般的に振幅にも情報を載せているため、すなわち通常のＲＦ信号に振幅を変化させた信号を加えているため、ＲＦ信号の振幅は大きく変化する。 バイアス電圧を印加することにより静電容量が変化するタイプの可変容量素子を整合回路に用いた場合、ＲＦ信号の振幅によりバイアス電圧が変化して、これによる静電容量の変動により歪が生じてしまう。

このように、バイアス電圧を印加することにより静電容量が変化するタイプの可変容量素子を用いた増幅器においては、固定容量素子を用いた従来の増幅器と比較すると、歪み特性が劣化したものであった。

本発明では、このような問題を解決して、歪み特性の劣化の少ない、複数の周波数で動作可能な可変周波数増幅器を得るものである。

本発明は第一の解決手段として、増幅素子と、該増幅素子の入力側あるいは出力側の少なくとも一方側に設けられ且つバイアス電圧を印加することにより静電容量が変化する可変容量素子を少なくとも一個有する可変整合回路と、を有する増幅器において、
前記可変整合回路の前記可変容量素子にバイアス電圧を印加して静電容量値を制御するとともに、前記可変整合回路または前記増幅素子からの出力信号を検出して、前記可変整合回路の前記可変容量素子に補正信号を印加する制御回路と、
を有することを特徴とする低歪可変周波数増幅器を提案する。

上記第一の解決手段によれば、入力側の可変整合回路または出力側の可変整合回路の可変容量素子のＲＦ信号による静電容量の変化を低減して、歪み特性の劣化を低減することができる。

また、第二の解決手段として前記第一の解決手段に加えて、前記増幅素子の入力側に前記可変整合回路が設けられ、前記制御回路は前記可変整合回路からの出力信号を検出して、前記可変整合回路の前記可変容量素子に補正信号を印加することを特徴とする低歪可変周波数増幅器を提案する。 この第ニの解決手段によれば、入力側可変整合回路からの出力信号の歪み特性の劣化を低減することができる。

また、第三の解決手段として前記第一解決手段に加えて、前記増幅素子の入力側に前記可変整合回路が設けられ、前記制御回路は前記増幅素子からの出力信号を検出して、前記可変整合回路の前記可変容量素子に補正信号を印加することを特徴とする低歪可変周波数増幅器を提案する。 この第三の解決手段によれば、入力側可変整合回路からの出力信号とともに増幅素子からの出力信号も含めて歪み特性の劣化を低減することができる。

また、第四の解決手段として前記第一の解決手段に加えて、前記増幅素子の出力側に前記可変整合回路が設けられ、前記制御回路は前記可変整合回路からの出力信号を検出して、前記可変整合回路の前記可変容量素子に補正信号を印加することを特徴とする低歪可変周波数増幅器を提案する。 この第四の解決手段によれば、出力側可変整合回路からの出力信号すなわち増幅器全体からの出力信号の歪み特性の劣化を低減することができる。

また、第五の解決手段として前記第一の解決手段に加えて、前記増幅素子の入力側及び出力側の両方に前記可変整合回路が設けられ、前記制御回路は入力側可変整合回路または出力側可変整合回路のうちの少なくともいずれかからの出力信号を検出して、前記入力側可変整合回路または前記出力側可変整合回路のうちの少なくともいずれかの前記可変容量素子に補正信号を印加することを特徴とする低歪可変周波数増幅器を提案する。 この第五の解決手段によれば、より広い周波数帯域においてよりきめ細かく歪み補正を行うことが可能になる。 また、さらに制御回路を、前記入力側可変整合回路を制御する第一の制御回路と、前記出力側可変整合回路を制御する第二の制御回路と、に分けることにより、入力側可変整合回路と出力側可変整合回路をそれぞれ独立して制御できるようになり、さらにきめ細かく歪み補正を行うことが可能になる。

また、第六の解決手段として前記第一の解決手段から前記第五の手段のうちのいずれかに加えて、前記増幅器の入力側に、前記増幅素子の出力信号を検出して歪み補正を行う歪み補償回路を設けたことを特徴とする低歪可変周波数増幅器を提案する。 この第六の解決手段によれば、増幅素子による歪みを補正することができるため、整合回路の可変容量素子の静電容量を変化させる信号が低減される。 またさらに、前記歪み補償回路が、前記制御回路からの制御信号によって歪み補正を行うことにより、整合回路の可変容量素子のバイアス電圧に補正信号を乗せる必要がなくなるため、可変容量素子へ印加する補正信号を発生させる回路を設ける必要がなくなるので、回路の小型軽量化が可能になる。

本発明によれば、歪み特性の劣化の少ない、複数の周波数で動作可能な可変増幅器を得ることができる。

本発明の可変増幅器に係る第一の実施形態について、図１〜図４に基づいて説明する。 図１は本発明の可変増幅器の概念図である。 なお、以降の概念図については本発明の説明に必要なもの以外のデバイス例えばインダクタや抵抗器などの素子については省略してある。

可変増幅器１は、ＦＥＴ等の増幅素子２と、該増幅素子２の入力側に設けられた可変整合回路３と、前記可変整合回路３を制御する制御回路５と、を有している。 可変整合回路３は、信号線に直列に接続された第一の容量素子３ａと、信号線に並列に接続されかつグランドに接続された第二の容量素子３ｂと、を有している。 この第一の容量素子３ａまたは第二の容量素子３ｂのいずれかは、直流バイアス電圧を印加することにより静電容量が変化する可変容量素子で構成されている。 可変容量素子としては、誘電率を直流バイアス電圧によって発生した電界によって変化させる可変キャパシタや、直流バイアス電圧によって逆バイアスをかけて静電容量を変化させる可変容量ダイオードなどが挙げられる。

なお、可変整合回路については、図２に示すように様々な形態があり、動作周波数領域の帯域幅や、制御する精度によって変更が可能である。 例えば図２（ａ）にあるように、信号線に直列に接続された容量素子Ｃ１の入力側（向かって左側を入力側として）に、信号線に並列に接続されかつグランドに接続された容量素子Ｃ２を設けてもよいし、図２（ｂ）にあるように、Ｃ２がＣ１の出力側（向かって左側を入力側として）に設けてもよい。 また、図２（ｃ）及び図２（ｄ）にあるように、Ｃ１またはＣ２のどちらか一方が可変容量素子であってもよい。 また、図２（ｅ）または図２（ｆ）にあるように、さらにＣ１'、Ｃ２'を追加して、３つ以上の容量素子で整合回路を構成してもよい。 この場合、図２（ｅ）のようなπ型や、図２（ｆ）のようなＴ型の回路等がある。 もちろんＣ１、Ｃ２、Ｃ１'あるいはＣ２'の少なくともいずれかが可変容量素子であればよい。 なお、本発明の実施形態の説明については、図２（ａ）に示された可変整合回路を用いた可変増幅器で説明する。

制御回路５は、図３に示すように、可変整合回路３の可変容量素子にバイアス電圧ＢＳ１ａ、ＢＳ１ｂを印加する直流電源と、フィードバック信号ＦＢ１を検出する電力検出部と、可変容量素子に印加する補正信号を発生させるＤ級アンプと、前記直流電源、前記電力検出部及び前記Ｄ級アンプを制御する演算部と、を有している。 この制御回路５は、次のように動作する。 まず、可変増幅器１の動作周波数に適合するインピーダンス値が演算部で算出され、制御信号が直流電源に送られる。 次に送られた命令信号に基づいて直流電源から可変整合回路３の可変容量素子にバイアス電圧ＢＳ１ａ、ＢＳ１ｂが印加され静電容量が調整される。 次に可変整合回路３からの出力信号がフィードバック信号ＦＢ１として電力検出部に入力され、出力信号の電力と出力インピーダンスが検出される。 この検出された電力、出力インピーダンス及び先に算出されたインピーダンス値に基づいて、演算部で可変容量素子における信号の変動の振幅と位相が計算される。 この結果に基づいてこの変動を相殺する信号の振幅と位相が演算部で計算され、その結果に基づいた制御信号がＤ級アンプに送られる。 Ｄ級アンプはこの制御信号に基づいて補正信号を発信し、バイアス電圧ＢＳ１ａ、ＢＳ１ｂに重ねるようにして前記可変整合回路３の可変容量素子に印加する。

このような可変増幅器１の動作について説明する。 なお、ここでは、可変整合回路３の第一の容量素子３ａと第二の容量素子３ｂを全て可変容量素子として説明する。 まず、制御回路５によって直流バイアス電圧ＢＳ１ａ、ＢＳ１ｂがそれぞれ可変整合回路３の第一の容量素子３ａ、第二の容量素子３ｂに印加されて、静電容量が決定される。 これにより可変増幅器１が所望の周波数帯域で動作しかつ所望の利得を得られるようにする。

次に、この可変増幅器１に図４（ａ）に例示されているようなＲＦ信号が入力される。 この図４（ａ）のＲＦ信号には、所望の周波数の信号の他に、図４（ｂ）に示されている振幅を変化させた信号が加えられている。 この図４（ｂ）の信号によって、可変容量素子に印加されているバイアス電圧が変動することになる。 これによって可変容量素子の静電容量値が変動して出力される信号に歪みが生じる。

次に可変整合回路３から出力された信号を、制御回路５がフィードバック信号ＦＢ１を通じて検出する。 これにより制御回路５は図４（ｂ）の信号により発生した歪みを検知する。 制御回路５はこの検知した歪みに基づいて、例えば図４（ｃ）に示されているような、図４（ｂ）の信号と逆位相の補正信号を直流バイアス電圧ＢＳ１ａ及びＢＳ１ｂの配線を通じて可変整合回路３の第一の容量素子３ａと第二の容量素子３ｂに印加する。

これにより、図４（ｂ）の信号は図４（ｃ）の補正信号によって相殺されるため、各容量素子の静電容量の変動を低減することができ、可変整合回路３から出力されるＲＦ信号の歪みを低減することができる。 ここで、補正信号は、連続波でも良いし、電圧パルスによる階段波でも良い。 なお、本実施形態においては、増幅素子２の出力側に固定容量素子で構成された固定整合回路を設けてもよい。

次に本発明の可変増幅器に係る第ニの実施形態について、図５及び図６に基づいて説明する。 図５に示されている可変増幅器１ａについて、図１に示されている第一の実施形態の可変増幅器１との違いは、第一の実施形態の可変増幅器１では制御回路５が可変整合回路３から出力された信号を検出しているのに対して、本実施形態の可変増幅器１ａでは制御回路５が増幅素子２から出力された信号を検出している点である。

この可変増幅器１ａの動作は次のようになる。 まず、制御回路５によって直流バイアス電圧ＢＳ１ａ、ＢＳ１ｂがそれぞれ可変整合回路３の第一の容量素子３ａ、第二の容量素子３ｂに印加されて静電容量が決定され、可変増幅器１ａが所望の周波数帯域で動作しかつ所望の利得を得られるようにする。

続いて、ＲＦ信号が可変整合回路３及び増幅素子２に入力され、続いて増幅素子２から信号が出力される。 このとき制御回路５が、増幅素子２から出力された信号をフィードバック信号ＦＢ１'によって検出する。 制御回路５は、フィードバック信号ＦＢ１'に基づいて、直流バイアス電圧ＢＳ１ａ及びＢＳ１ｂの配線を通じて、可変整合回路３の第一の容量素子３ａと第二の容量素子３ｂに最適な補正信号を印加する。

このように、増幅素子２から出力された信号に基づいて可変整合回路３を制御するので、増幅素子２による歪みを含めて歪みを低減することができる。 なお、本実施形態においても第一の実施形態と同様に、増幅素子２の出力側に固定容量素子で構成された固定整合回路を設けてもよい。 ただし、制御回路５が該固定整合回路の入力側から信号を検出する場合は図５の形態と同じであるが、該固定整合回路の出力側から信号を検出する場合は、図６に示すように、制御回路５が固定整合回路６から出力された信号をフィードバック信号ＦＢ１“によって検出するものとなる。このような可変増幅器１ａ'ではさらに固定整合回路６によって整合された信号を含めて歪みを低減することができる。

次に本発明の可変増幅器に係る第三の実施形態について、図７に基づいて説明する。 図７に示されている可変増幅器１ｂについて、図１に示されている第一の実施形態の可変増幅器１との違いは、第一の実施形態の可変増幅器１では増幅素子２の入力側に可変整合回路３が設けられているのに対して、本実施形態の可変増幅器１ｂでは増幅素子２の出力側に可変整合回路４が設けられている点である。

この可変増幅器１ｂの動作は次のようになる。 まず、制御回路５によって直流バイアス電圧ＢＳ２ａ、ＢＳ２ｂがそれぞれ可変整合回路４の第一の容量素子４ａ、第二の容量素子４ｂに印加されて静電容量が決定され、可変増幅器１ｂが所望の周波数帯域で動作しかつ所望の利得を得られるようにする。

続いて、ＲＦ信号が増幅素子２及び可変整合回路４に入力され、可変整合回路４から信号が出力される。 このとき制御回路５が、可変整合回路４から出力された信号をフィードバック信号ＦＢ２によって検出する。 制御回路５は、フィードバック信号ＦＢ２に基づいて、直流バイアス電圧ＢＳ２ａ及びＢＳ２ｂの配線を通じて、可変整合回路４の第一の容量素子４ａと第二の容量素子４ｂに最適な補正信号を印加する。

このように、可変整合回路４から出力された信号に基づいて可変整合回路４を制御するので、可変増幅器１ｂ全体の出力信号の歪みを低減することができる。 なお、本実施形態においては、増幅素子２の入力側に固定容量素子で構成された固定整合回路を設けてもよい。

次に本発明の可変増幅器に係る第四の実施形態について、図８に基づいて説明する。 図８に示されている可変増幅器１１について、図１に示されている第一の実施形態の可変増幅器１との違いは、第一の実施形態の可変増幅器１では増幅素子２の入力側に可変整合回路３が設けられているのに対して、本実施形態の可変増幅器１１では増幅素子２の入力側に可変整合回路１３が設けられ、出力側に可変整合回路１４が設けられている点であり、入力側の可変整合回路１３及び出力側の可変整合回路１４の両方を制御回路１５で制御している点である。

この可変増幅器１１の動作は次のようになる。 まず、制御回路１５によって直流バイアス電圧ＢＳ１１ａ及びＢＳ１１ｂが可変整合回路１３の第一の容量素子１３ａ、第二の容量素子１３ｂに印加され、直流バイアス電圧ＢＳ１２ａ及びＢＳ１２ｂが可変整合回路１４の第一の容量素子１４ａ、第二の容量素子１４ｂに印加されて静電容量が決定され、可変増幅器１１が所望の周波数帯域で動作しかつ所望の利得を得られるようにする。

続いて、ＲＦ信号が可変整合回路１３、増幅素子２及び可変整合回路１４に入力され、続いて可変整合回路１４から信号が出力される。 このとき、制御回路１５は、入力側の可変整合回路１３から出力された信号をフィードバック信号ＦＢ１１によって検出し、出力側の可変整合回路１４から出力された信号をフィードバック信号ＦＢ１２によって検出する。 この可変増幅器１１は、フィードバック信号と可変整合回路への補正信号の出力の仕方によって、種々のパターンで動作させることができる。

[動作パターン１]
制御回路１５は、まず入力側の可変整合回路１３から出力された信号をフィードバック信号ＦＢ１１によって検出し、この検出結果に基づいて、直流バイアス電圧ＢＳ１１ａ及びＢＳ１１ｂの配線を通じて、可変整合回路１３の第一の容量素子１３ａと第二の容量素子１３ｂに最適な補正信号を印加する。 一方、出力側の可変整合回路１４から出力された信号をフィードバック信号ＦＢ１２によって検出し、この検出結果に基づいて、直流バイアス電圧ＢＳ１２ａ及びＢＳ１２ｂの配線を通じて、可変整合回路１４の第一の容量素子１４ａと第二の容量素子１４ｂに最適な補正信号を印加する。 このパターンによれば、増幅素子２に入力される信号の歪みを低減できるとともに、可変増幅器１１全体の信号の歪みを低減することができる。 また、入力側及び出力側の両方に可変整合回路が設けられるので、きめ細かいインピーダンス整合が可能になる。

[動作パターン２]
制御回路１５は、まず出力側の可変整合回路１４から出力された信号をフィードバック信号ＦＢ１２によって検出する。 この検出結果に基づいて、直流バイアス電圧ＢＳ１１ａ及びＢＳ１１ｂの配線を通じて、可変整合回路１３の第一の容量素子１３ａと第二の容量素子１３ｂに最適な補正信号を印加するとともに、直流バイアス電圧ＢＳ１２ａ及びＢＳ１２ｂの配線を通じて、可変整合回路１４の第一の容量素子１４ａと第二の容量素子１４ｂに最適な補正信号を印加する。 このパターンは、第三の実施形態に示されている可変増幅器１ｂにさらに入力側に可変整合回路１３を設けた形態になる。 そのため、可変増幅器１ｂ全体の出力信号の歪みを低減することができるとともに、きめ細かいインピーダンス整合が可能になる。

[動作パターン３]
制御回路１５は、まず入力側の可変整合回路１３から出力された信号をフィードバック信号ＦＢ１１によって検出し、この検出結果に基づいて、直流バイアス電圧ＢＳ１１ａ及びＢＳ１１ｂの配線を通じて、入力側の可変整合回路１３の第一の容量素子１３ａと第二の容量素子１３ｂに最適な補正信号を印加する。 一方、出力側の可変整合回路１４の第一の容量素子１４ａと第二の容量素子１４ｂには補正信号を印加せず、直流バイアス電圧ＢＳ１２ａ及びＢＳ１２ｂを印加するのみである。 このパターンは、第一の実施形態と同等の構成となり、その効果も同等である。

[動作パターン４]
制御回路１５は、まず出力側の可変整合回路１４から出力された信号をフィードバック信号ＦＢ１２によって検出し、この検出結果に基づいて、直流バイアス電圧ＢＳ１２ａ及びＢＳ１２ｂの配線を通じて、出力側の可変整合回路１４の第一の容量素子１４ａと第二の容量素子１４ｂに最適な補正信号を印加する。 一方、入力側の可変整合回路１３の第一の容量素子１３ａと第二の容量素子１３ｂには補正信号を印加せず、直流バイアス電圧ＢＳ１１ａ及びＢＳ１１ｂを印加するのみである。 このパターンは、第三の実施形態と同等の構成となり、その効果も同等である。

本実施形態は上記動作パターン１〜４を、動作周波数等によって適宜選択して実施することができる。 なお、本実施形態の変形例として、図９に示すような可変増幅器１１ａがある。 この可変増幅器１１ａは、制御回路が、入力側の可変整合回路１３を制御する制御回路１５ａと、出力側の可変整合回路１４を制御する制御回路１５ｂとに分けられている。 この構成によれば、それぞれの可変整合回路が専用の制御回路を有するので、それぞれの可変整合回路に最適な制御が可能となる。 また、この構成では、上記動作パターン１〜４のうち、動作パターン２以外の動作パターンが選択可能である。

次に本発明の可変増幅器に係る第五の実施形態について、図１０に基づいて説明する。 図１０に示されている可変増幅器２１について、図８に示されている第四の実施形態の可変増幅器１１との違いは、可変増幅器２１の入力側に歪み補償回路２６を設けた点にある。 この歪み補償回路２６は、増幅素子２２による歪みを低減するために、予めその分の歪みを信号に加えておく、いわゆるプリディストーションを行うためのものである。

この可変増幅器２１の動作は次のようになる。 まず、制御回路２５によって直流バイアス電圧ＢＳ２１ａ、ＢＳ２１ｂがそれぞれ入力側の可変整合回路２３の第一の容量素子２３ａ、第二の容量素子２３ｂに印加されるとともに、出力側の可変整合回路２４の第一の容量素子２４ａ、第二の容量素子２４ｂに直流バイアス電圧ＢＳ２２ａ、ＢＳ２２ｂがそれぞれ印加されて静電容量が決定され、可変増幅器２１が所望の周波数帯域で動作しかつ所望の利得を得られるようにする。

続いて、ＲＦ信号が可変増幅器２１に入力される。 このＲＦ信号には増幅素子２２の出力信号のフィードバック信号ＦＢ２３に基づいて、歪み補償回路２６によって予め歪みが加えられている。 このため、入力側の可変整合回路２３には歪みが加えられた信号が入力され、出力側の可変整合回路２４には増幅素子２２から出力された信号が入力される。 ここで制御回路２５は、入力側の可変整合回路２３から出力された信号をフィードバック信号ＦＢ２１によって検出し、出力側の可変整合回路２４から出力された信号をフィードバック信号ＦＢ２２によって検出する。 次に制御回路２５は、フィードバック信号ＦＢ２１に基づいて、直流バイアス電圧ＢＳ２１ａ及びＢＳ２１ｂの配線を通じて、プリディストーションを行った信号に対応する補正信号を入力側の可変整合回路２３の第一の容量素子２３ａと第二の容量素子２３ｂに印加する。 一方、フィードバック信号ＦＢ２２に基づいて、直流バイアス電圧ＢＳ２２ａ及びＢＳ２２ｂの配線を通じて、増幅素子２２から出力された信号に対応する補正信号を出力側の可変整合回路２４の第一の容量素子２４ａと第二の容量素子２４ｂに印加する。

このようにして、歪み補償回路２６によってプリディストーションを行った信号に対しても歪み補正することにより、低歪みの可変増幅器を得ることができる。

次に本発明の可変増幅器に係る第六の実施形態について、図１１に基づいて説明する。 図１１に示されている可変増幅器３１について、図１０に示されている第五の実施形態の可変増幅器２１との違いは、制御回路３５がフィードバック信号ＦＢ３４によって歪み補償回路３６を制御している点である。

このような可変増幅器３１の動作は次のようになる。 まず、制御回路３５が入力側の可変整合回路３３からの出力信号のフィードバック信号ＦＢ３１と、出力側の可変整合回路３４からの出力信号のフィードバック信号ＦＢ３２と、に基づいて、フィードバック信号ＦＢ３４を歪み補償回路３６に送信する。 歪み補償回路３６は、増幅素子３２の出力信号のフィードバック信号ＦＢ３３と制御回路３５からのフィードバック信号ＦＢ３４に基づいてプリディストーションを行ったＲＦ信号を可変増幅器３１に送信する。

このプリディストーションを行ったＲＦ信号は、入力側の可変整合回路３３、増幅素子３２及び出力側の可変整合回路３４の各々で発生する歪みを考慮して予めその分の歪みを加えた信号なので、各整合回路の容量素子への補正信号の印加の必要がなく、これらの容量素子には静電容量を決定するための直流バイアス電圧のみの印加でよい。 そのため、容量素子への補正信号を発生させる回路を設ける必要がなくなるので、より小型軽量の可変増幅器を得ることができる。

本発明の可変周波数増幅器の第一の実施形態をしめす概念図である。

（ａ）〜（ｆ）は整合回路のバリエーションを示す図である。

本発明の可変周波数増幅器に備えられている制御回路の構成を示す概念図である。

（ａ）は増幅器に入力されるＲＦ信号の波形を示す。 （ｂ）は振幅を変化させた信号の波形を示す。 （ｃ）は可変容量素子に印加する補正信号の波形を示す。

本発明の可変周波数増幅器の第ニの実施形態をしめす概念図である。

本発明の可変周波数増幅器の第ニの実施形態の変形例をしめす概念図である。

本発明の可変周波数増幅器の第三の実施形態をしめす概念図である。

本発明の可変周波数増幅器の第四の実施形態をしめす概念図である。

本発明の可変周波数増幅器の第四の実施形態の変形例をしめす概念図である。

本発明の可変周波数増幅器の第五の実施形態をしめす概念図である。

本発明の可変周波数増幅器の第六の実施形態をしめす概念図である。

符号の説明

１、１ａ、１ａ'、１ｂ、１１、２１、３１ 増幅器 ２、１２、２２、３２ 増幅素子 ３、１３、２３、３３ 入力側の可変整合回路 ３ａ、４ａ、１３ａ、１４ａ、２３ａ、２４ａ、３３ａ、３４ａ 第一の容量素子 ３ｂ、４ｂ、１３ｂ、１４ｂ、２３ｂ、２４ｂ、３３ｂ、３４ｂ 第ニの容量素子 ４、１４、２４、３４ 出力側の可変整合回路 ５、１５、１５ａ、１５ｂ、２５、３５ 制御回路 ６ 固定整合回路 ２６、３６ 歪み補償回路